高效開關放大器的製作方法

2023-05-20 05:33:06 7

專利名稱：高效開關放大器的製作方法
技術領域：
本發明涉及功率轉換，特別是涉及開關功率放大器。
背景技術：
對電子工程師來說，D類開關放大器或數字放大器是非常熟悉的放大器。在車輛底盤形成地參考的汽車應用中，放大器必須根據電池電壓工作，當周圍環境的空氣溫度低於零度時，該電壓低至7V，當起動器啟動時，其甚至低至3.5V。作為最低電池電壓的結果，根據電池電壓工作的大功率開關放大器通常需要如圖1A所示的升壓轉換器，包括升壓電感線圈、主開關、升壓整流器和處理大電流值的存儲電容器。大功率放大器必須處理的電流值可以非常大，對大約50-100瓦的輸出功率，在幾十安培。使用升壓轉換器和D類放大器的傳統方法導致在MOSFET開關中、緩衝器網絡中、甚至稱之為「無損耗」緩衝器中產生高損耗。在這種無損耗緩衝器中，通過肖特基整流器的20安培電流將導致在該整流器中超過5瓦特的熱耗散。通常並聯使用的MOSFET開關這樣的大電流將耗散同樣的熱量。因此，不容易滿足高效、小尺寸和低成本的要求。這些要求更相關地適用於根據低電池電壓工作的可攜式設備，例如車內播音用擴音器或多媒體臺式計算機，在這些應用中空間是寶貴的。當然，使用變壓器和整流器可以從多數交流電壓源獲得直流電壓。實際上，多數傳統放大器中，電源是主要的、大體積的和昂貴的元件。任何能夠提高放大器能量效率的技術將是有益的。
關於背景技術，專利號為5,963,086的美國專利提供了全面的現有技術音頻開關放大器專利的列表及其缺點。專利號為5,617,058的美國專利提供了使用三態功率開關的三態開關放大器。專利號為4,573,018的美國專利提供了一種開關放大器，其中被音頻輸入信號調製的高頻載波電壓通過具有中央抽頭次級線圈的變壓器，接著傳輸到整流器，以恢復音頻信號。這种放大器不能夠驅動典型的、要求與直流電源進行雙向能量傳輸的高電感性揚聲器。專利號為5,986,498的美國專利提供了相同的載波電壓的整流，因此，除了由於其相位滯後網絡引起的有限帶寬和高失真，以及難以補償變壓器中的延遲和會減慢信號通過的漏電感之外，也同樣沒有雙向能量傳輸能力。
因此，需要更好的放大器方法，用於汽車和可攜式應用或通常根據電池工作的放大器，甚至用於當功率要求超過100瓦特時，主要根據交流電幹線工作的放大器。這樣的功率要求對於一些大功率音頻放大器和逆變器是常見的。

發明內容
本發明提供了一系列主要根據低電壓工作的大功率放大器。該系列放大器包括向變壓器提供調製電壓的功率調製器，變壓器將調製電壓變壓到更高的電平。同步解調器根據高電平調製電壓重構音頻信號，以驅動揚聲器。功率調製器實質上把傳導相反方向大電流的開關合併成處理這些大電流差的開關，因此實質上減小了傳導和開關損耗，以及在輔助電路(例如緩衝器網絡)中的損耗。此外，將單階功率處理應用於N類放大器的許多實施例。許多實施例中使用的一些變壓器僅有一個只傳導電流差的抽頭線圈，因此與處理相同功率的傳統多線圈變壓器(其中的每一個線圈傳導大得多的電流)比較，其非常小。
因此，本發明的目的和優點是(a)提供一種高效放大音頻信號的方法和裝置(b)提供一種最小化用於電池供電系統的開關放大器尺寸的方法和裝置(c)提供一種最小化開關放大器中元件數的方法和裝置(d)提供一種用於高效開關放大器的方法和裝置(e)此外，通過附圖和下面的描述，本發明的其它目的和優點將會很明顯。


圖1表示本發明的開關放大器的主要結構的方框圖。
圖2表示使用推挽式功率調製器、中央抽頭變壓器以及同步解調器的本發明的開關放大器的第一實施例的原理圖。
圖3表示第一實施例的隔離形式的原理圖。
圖4表示使用半橋功率調製器的隔離開關放大器的原理圖。
圖5表示使用全橋功率調製器的隔離開關放大器的原理圖。
圖6表示使用推挽式功率調製器和六開關同步解調器的開關放大器的原理圖。
圖7表示使用推挽式功率調製器和利用H橋結構的四個雙向開關的同步解調器的開關放大器的原理圖。
圖8表示使用修改的H橋結構中的四個MOSFET和相連功率調製器的開關放大器的原理圖。
圖9表示易於驅動圖8所用MOSFET的原理圖。
圖10表示使用修改的H橋的隔離開關放大器的原理圖。
圖11表示使用連接到兩個變壓器的修改的H橋的另一個隔離開關放大器的原理圖。
圖11B表示使用四個接地參考MOSFET和兩個隔離變壓器的另一個隔離開關放大器的原理圖。
圖12表示使用修改的H橋和半橋功率調製器的隔離開關放大器的原理圖。
圖13表示使用修改的H橋和全橋功率調製器的隔離開關放大器的原理圖。
具體實施例方式
在圖1的總方框圖中，本發明的N類開關放大器系列包括向功率調製器12提供功率的電壓源10，功率調製器12產生PWM(脈寬調製)電壓14，以驅動變壓器T1。同步解調器16從變壓器T1傳導的PWM電壓14信號重構為放大的音頻信號18，以驅動揚聲器LS1。接收音頻信號20作為輸入的控制器26通過以相應的脈衝驅動功率調製器12和同步解調器16，控制其操作。功率調製器12和與之匹配的同步解調器16實質上同時處裡PWM電壓14。
為了說明定義和術語，調製器典型的是能夠提供脈衝或波形的電子線路或設備，脈衝或波形的諸如幅度、頻率、相位、脈衝佔空比、能量等特徵至少之一隨著輸入或調製信號變化。功率調製器12通過按照輸入信號調製或者截斷高電壓，典型地輸出高能量信號。解調器是將調製信號轉換成另一種不同特徵信號的電路或設備，或者更具體地，是從調製信號中提取原始調製信號的電路或設備。同步解調器是使用與解調器處理的調製信號有某種確定時序關係的外部時序信號操作調製信號的解調器。這些定義中，調製器12和同步解調器16實質處理的信號具有兩種狀態，低和高，因此，其被認為是數字式地處理信號。
如圖2所描述的本發明放大器的第一實施例中，包括推挽式開關對Q5-Q6的功率調製器12驅動中央抽頭初級線圈40，第二推挽式開關對Q7-Q8驅動變壓器T1的中央抽頭次級線圈42。得到的升壓和脈衝輸出電壓VOUT被饋送到開關Q1-Q4的傳統H橋，但是作為同步解調器16工作在三態模式，形成開關放大器。這種開關(也稱作N類)放大器的操作如下無論何時，需要通過控制器26開啟MOSFET Q1以正向驅動揚聲器LS1時，其相對的MOSFET Q4也被控制器26開啟，MOSFET對Q5/Q8或Q6/Q7也依次被開啟。在這期間，電壓Vin*n被施加到與揚聲器LS1串聯的LC輸出濾波器24。當MOSFET Q1關閉時，其互補MOSFET Q2開啟，並且在相同的周期MOSFET Q5和Q6都關閉，而MOSFET Q4繼續導通。在這期間，減小的電流繼續流過包括串聯的LC輸出濾波器24和揚聲器LS1的負載。同樣，無論何時需要開啟MOSFET Q2以反向驅動揚聲器LS1時，其相對的MOSFET Q3和MOSFET對Q6/Q7也被開啟。當MOSFET Q2關閉時，其互補MOSFET Q4開啟，並且在相同的周期MOSFET Q5和Q6都關閉，而MOSFET Q3繼續導通。因此，可控制開關Q1-Q4的H橋以對負載即揚聲器LS1提供雙極電壓。本發明的電路結構允許開關放大器驅動多數揚聲器屬於的電抗性負載所需要的雙向能量傳輸。當要求隔離時，例如，初級地參考30與次級地參考32是電隔離的，圖3的電路結構表示一個優選實施例，為了說明的清楚，其中開關的驅動機構沒有詳細表示出。以該電路結構作為一個開始點，該N類放大器的初級部分可以是圖4的半橋功率調製器12HB，或圖5的在功率轉換文獻中公知的全H橋(也稱作全橋)功率調製器12FB。
N類放大器的另一個實施例如圖6所示。該實施例使用了抽頭變壓器T1。其對推挽式開關Q5-Q6具有更低的電流壓力。N類放大器的該實施例在如上描述的三態模式下工作最好。相關地指出不把MOSFET Q7-Q8用作同步整流器以增加效率，而是用作雙向開關以雙向傳輸能量。但是，由於MOSFET Q1-Q2的單向特性和H橋工作的三態模式，可以使用常規MOSFET Q7-Q8代替真正的雙向開關。某種程度上，以與MOSFET Q1-Q2相反的方向連接MOSFET Q7-Q8，因此與其組合形成雙向開關。這裡，開關Q1-Q4(其與雙向開關Q7-Q8連接形成同步解調器)的H橋工作在三態模式。不是現有技術D類放大器的二態模式。實際上，在該實施例中由於電壓VOUT的開關特性，不可能使用以二態模式工作的H橋。此外，對N類放大器，H橋不是唯一可能的實現。
在圖6的N類放大器實施例的進一步改進中，圖7表示一個更簡單的N類放大器，其中解調器16包括形成H橋的四個開關S1-S4，其直接連接到中央抽頭變壓器T1的端抽頭E1-E2。H橋可工作於二態模式或三態模式，兩者都使用通過包括接地參考開關Q5-Q6的功率調製器12和多抽頭變壓器T1提升的電壓。如圖8所示，如果工作於三態模式，其可能的實現之一使用相反連接的常規MOSFET，形成修改的H橋，當兩個開關Q5-Q6都截止時，增加的開關Q7截止，在這期間兩個開關Q3-Q4導通。這種情況中，由於驅動變壓器T1兩邊的每一邊的可能不相等的脈衝寬度，變壓器T1可能有輕微的磁通量不平衡。由於電池BT1的低電壓，磁通量不平衡是較小的，並且可通過變壓器T1的每一邊的復位電路，或者通過變壓器T1的大橫截面以保持磁通量密度低於其飽和磁通量值，來進行補償。圖9中，由於接地參考開關S3-S4-Q5-Q6和可使用變壓器T1上的兩個抽頭驅動的接變壓器參考開關S1-S2，驅動H橋的實現特別簡單。因此，N類放大器的該實現不需要傳統的H橋驅動器，因而可能是最划算的實施例。有必要指出，雖然所有開關可用具有內設單向整流器的MOSFET實現，由於多數揚聲器的電感特性，該實施例中的開關S1-S4在兩個方向傳導電流，接地參考開關Q5-Q6也是如此。此外，接地參考開關Q5-Q6僅僅傳導一部分電池電流，因此其是低損耗的。所以按照該實施例，表明所有開關放大器中的N類放大器可能有最高的總能量效率，而元件數最少。
如圖10所示，當電壓源和負載一揚聲器之間需要電隔離時，可以使用具有初級線圈和中央抽頭次級線圈的變壓器T1和圖9的修改的H橋，其中開關S7現在位於變壓器T1的次級。當兩個開關Q3-Q4導通，同時功率調製器12的開關Q5-Q6都關閉時，開關Q7關閉。因為脈衝最大佔空比的固有限制，該實施例最好工作在三態模式。圖11的隔離N類放大器的另一個實施例使用包括修改的H橋開關S1-S4的同步解調器16，通過使用兩個相同的變壓器T1A-T1B以消除對圖10中開關Q7的需要。通過把開關S1-S2移到變壓器T1A-T1B的接地參考側，圖11中的所有4個開關S1-S4都接地並且很容易驅動。使用修改的H橋直接連接到隔離變壓器T1的中央抽頭次級線圈42的實施例的其它改變包括位於變壓器T1初級側的如圖12所示的半橋功率調製器12HB和如圖13所示的全橋功率調製器12FB。這些隔離變壓器實施例的正確實現將解決與前面段落描述相類似形式的變壓器磁通量不平衡問題。這些實施例不具有減小的開關電流的特性。另一方面，其主要用於高電壓應用中，因此高開關電流往往不是問題。
所有以上的實施例中，沒有提及控制器26的細節。控制器26是相同申請人的一個共同待審的關於一周期響應PWM控制器的專利申請的主題。控制器26是非線性控制器，並且其不屬於該專利申請的範圍。
本發明與專利號為4,573,018、5,986,498和4,980,649的美國專利的現有技術的主要不同是同步解調器16具有雙向能量傳輸能力，因而本發明的N類放大器可以驅動電感性揚聲器，或甚至電容性揚聲器。與現有技術的第二個主要不同在於通過控制器26直接控制同步解調器16的操作。同步解調器16的直接控制在時序方面能夠特別準確，其僅受所用邏輯電路的速度的限制，因此N類放大器可達到非常低的失真和非常高的效率。如前討論的，功率調製器12的結構和操作有助於降低開關和變壓器T1中的損耗，但是由於控制器26提供的準確時序，可通過控制器26補償變壓器T1和開關中的任何延遲。
控制器26向功率調製器12和同步解調器16提供時序信號的事實導致了本發明的另一個主要優點。
參考圖3，通過讓控制器26在開啟同步解調器16的開關Q1-Q4之前開啟功率調製器12的開關Q5-Q6，反之亦然，通過在關閉同步解調器16的相應開關Q1或Q2之後關閉功率調製器12的開關Q5-Q6，可以達到功率調製器12的ZCS(零電流開關)。實際上，仍然參考圖2作為例子，當同步解調器16的兩個開關Q1-Q2關閉，同時兩個開關Q3-Q4開啟時，沒有任何電流從變壓器T1的中央抽頭流出，因而可以ZCS開啟或關閉功率調製器12的開關Q5或Q6。所以通常傳導大電流的開關Q5-Q6的開關損耗實質上為零。實際上，由於控制器26控制的功率調製器12和同步解調器16時序控制的簡單性，本發明中N類放大器的所有不同的功率調製器12可以被控制為以ZCS工作。通過ZCS，不需要緩衝器。在根本沒有提供ZCS的現有技術電路中，實現ZCS行為而不增加驅動揚聲器LS1的音頻信號18(圖1)的失真是非常困難的。
從以上描述可見，本發明電路結構的許多優點變得顯而易見(a) 非隔離N類放大器中對開關的電流壓力明顯更低，(b) 變壓器比傳統推挽式變壓器明顯更小，(c) 由於所有元件中減小的傳導損耗以及傳輸大電流的開關中實質為零的開關損耗，能量效率更高，(d) 比傳統D類放大器更少的元件數，以及獨立電源。
因此，當與公知的D類或其它開關放大器比較，讀者可看到本發明的電路結構在汽車或電池供電的電子應用中，以及從交流電幹線獲得功率的情況中，明顯具有優勢。
當初級和次級電路之間要求隔離時，N類放大器在能量效率和元件數量方面仍具有優勢，因此，具有更高可靠性、更小尺寸和更低重量以及更低成本。這種隔離放大器可用於有交流或直流電源的任何地方，而無論其是低電壓或高電壓。
雖然在這裡已經說明和描述了本發明的優選實施例，顯然這些實施例只是以示例方式提供。在本技術領域中的技術人員可進行不偏離本發明範圍的技術上的多種變化、改變和替代。因此本發明的保護範圍應由所附權利要求及其法律等同物確定，而不是由給出的實施例確定。
權利要求
1.一種用於數字處理從其直流電源到揚聲器的電功率的高效開關放大器，包括電壓源，用於提供直流電壓，功率調製器，用於將所述直流電壓轉換成調製電壓，變壓器，用於改變所述調製電壓的幅度，同步解調器，用於將所述調製電壓重構為驅動揚聲器的音頻信號，控制器，用於接收音頻信號以產生控制所述功率調製器和所述同步解調器操作的數位訊號，其中，所述控制器控制輸入所述功率調製器和所述同步解調器的數位訊號的時序，使它們基本同步地改變狀態。
2.一種高效開關放大器，包括變壓器，其具有包括第一接線端、第二接線端、作為初級中央抽頭的第三接線端的初級線圈；和包括第四接線端、第五接線端和作為次級中央抽頭的第六接線端的次級線圈，功率調製器，其包括用於選擇性地把所述變壓器的所述第一接線端連接到地參考的第一開關；以及用於選擇性地把所述變壓器的所述第二接線端連接到所述地參考的第二開關，電壓源，其連接在所述第三接線端和所述地參考之間，同步解調器，其包括H橋結構中的四個開關，用於通過負載選擇性地把所述變壓器的所述第六接線端連接到所述地參考，控制器，用於接收音頻信號以產生控制所述功率調製器和所述同步解調器操作的數位訊號，其中，所述H橋的所述四個開關對跨接所述H橋的所述負載提供雙極信號，並且其中所述控制器控制所述功率調製器的時序使其以零電流進行開關操作。
3.一種高效開關放大器，包括變壓器，其具有初級線圈和包括第一接線端、第二接線端、作為中央抽頭的第三接線端的次級線圈，電壓源，其連接到所述變壓器的所述初級線圈，功率調製器，用於選擇性地把所述變壓器的所述初級線圈連接到初級地參考，同步解調器，其包括用於選擇性地把所述變壓器的所述第一和第二接線端連接到次級地參考的第一和第二開關；和H橋結構中的四個開關，用於通過負載選擇性地把所述變壓器的所述中央抽頭連接到所述次級地參考，控制器，用於接收音頻信號以產生控制所述功率調製器和所述同步解調器操作的數位訊號，其中，所述H橋的所述四個開關對跨接所述H橋的所述負載提供雙極信號，並且所述控制器控制所述功率調製器和所述同步解調器的所述第一和第二開關的時序，使其以零電流進行開關操作。
4.如權利要求3所述的開關放大器，其特徵在於，所述功率調製器是推挽式功率開關。
5.如權利要求3所述的開關放大器，其特徵在於，所述功率調製器是半橋功率開關。
6.如權利要求3所述的開關放大器，其特徵在於，所述功率調製器是全橋功率開關。
7.一種高效開關放大器，包括，變壓器，其具有包括第一接線端、第二接線端、作為中央抽頭的第三接線端、第四接線端和第五接線端的多抽頭線圈，功率調製器，其包括用於選擇性地把所述變壓器的所述第一和第二接線端連接到地參考的第一開關和第二開關，電壓源，其連接在所述變壓器的所述第三接線端和所述地參考之間，同步解調器，其包括具有公共連接節點的第一和第二雙向開關，並且每一個開關與所述變壓器的所述第四和第五接線端串聯連接；以及H橋結構的四個開關，用於通過負載選擇性地把所述第一和第二雙向開關的所述公共連接節點連接到地參考，控制器，用於接收音頻信號以產生控制所述功率調製器和所述同步解調器操作的數位訊號，其中，所述控制器控制所述功率調製器的時序使其以零電流進行開關操作。
8.如權利要求7所述的開關放大器，其特徵在於，所述同步解調器包括H橋結構的四個雙向開關，用於通過負載選擇性地把所述變壓器的所述第四和第五接線端連接到地參考。
9.如權利要求7所述的開關放大器，其特徵在於，所述功率調製器還包括與所述變壓器的所述中央抽頭串聯的第三開關，並且H橋的所述四個開關是MOSFET。
10.如權利要求8所述的開關放大器，其特徵在於，所述變壓器是隔離變壓器，其具有初級線圈和次級線圈，所述次級線圈具有中央抽頭。
11.如權利要求10所述的開關放大器，其特徵在於，所述同步解調器包括H橋結構的四個MOSFET，以及與所述中央抽頭串聯連接的第五個MOSFET。
12.如權利要求11所述的開關放大器，其特徵在於，所述功率調製器是半橋功率調製器。
13.如權利要求11所述的開關放大器，其特徵在於，所述功率調製器是全橋功率調製器。
14.如權利要求10所述的開關放大器，其特徵在於，所述隔離變壓器被分為具有串聯連接線圈的兩個隔離變壓器。
15.如權利要求14所述的開關放大器，其特徵在於，重新安排H橋結構中的所述四個開關中的兩個，將其連接到所述地參考。
16.如權利要求15所述的開關放大器，其特徵在於，所述四個開關是接地參考的MOSFET。
17.一種用於數字處理來自直流電源的電功率以驅動與直流電源隔離的揚聲器的高效開關放大器，所述開關放大器包括電壓源，用於提供直流電壓，功率調製器，用於將所述直流電壓轉換成調製電壓，兩個變壓器，用於改變所述調製電壓的幅度，所述兩個變壓器的每一個具有初級線圈和次級線圈，所述兩個初級線圈串聯連接，同步解調器，用於將所述調製電壓重構為驅動揚聲器的音頻信號，所述解調器包括四個雙向開關，其通過所述揚聲器選擇性地把所述兩個次級線圈連接到與所述電壓源隔離的次級地參考，控制器，用於接收音頻信號以產生控制所述功率調製器和所述同步解調器操作的數位訊號，其中，所述控制器控制輸入所述功率調製器和所述同步解調器的數位訊號的時序，使它們基本同步地改變狀態。
18.如權利要求17所述的開關放大器，其特徵在於，所述同步解調器的所述四個雙向開關是電晶體。
19.如權利要求17所述的開關放大器，其特徵在於，所述同步解調器的所述四個雙向開關是四個MOSFET。
20.一種用於減少具有功率調製器、變壓器、同步解調器和控制器的開關放大器的開關損耗的方法，所述方法包括自適應地把時序信號發送到所述功率調製器，並且在預定的延遲之後，把時序信號發送到所述同步解調器，其中所述預定延遲使所述功率調製器以零電流進行開關操作。
全文摘要
本發明提供一系列元件數更少的開關放大器。該放大器具有包括驅動抽頭變壓器(T1)的接地參考開關的功率調製器(12)。同步解調器(16)把調製電壓變換回音頻信號。在一個實施例中，同步解調器(16)包括H橋結構的開關，其通過以雙極電壓驅動的揚聲器選擇性地把變壓器(T1)連接到地參考。利用MOSFET實現使用雙向開關的同步解調器(16)的功能的不同實施例減少了總元件數，並且提高了放大器的效率。功率調製器(12)和同步解調器(16)的時序控制使功率調製器(16)能夠以零電流進行開關。
文檔編號H03F3/181GK1462504SQ02801520
公開日2003年12月17日 申請日期2002年3月5日 優先權日2001年3月8日
發明者特拉·託·源 申請人:恩菲賽克斯有限公司