一種多並聯光伏併網逆變器設計方法與流程

2023-05-21 09:52:42 37

本發明涉及電路領域，更為具體地，涉及多並聯光伏併網逆變器設計方法。

背景技術：

隨著光伏電池成本不斷降低、光伏發電技術日趨成熟，光伏發電佔總發電量比重越來越高。作為未來光伏發展的重要趨勢，大型光伏電站和大容量的分布式發電多採用多個光伏併網逆變器並聯連接方式集中併網。電網中不可避免地存在電網阻抗，且電網運行方式的改變，也會引起電網阻抗的變化。當電網阻抗變化時，可能引發多並聯光伏併網逆變器的穩定性以及併網電流諧波含量超標等問題。電網阻抗的存在會影響多並聯光伏併網逆變器的電流環控制，降低系統的相位裕度，影響系統的穩定性。

技術實現要素：

鑑於此，本發明的目的是提供一種多並聯光伏併網逆變器設計方法。

本發明的目的是通過以下技術方案實現的，一種多並聯光伏併網逆變器設計方法，包括以下步驟：

步驟1)根據系統的功率P，直流側電壓Udc，電網電壓ug，開關頻率fs，以及逆變側電流紋波要求η，求出LCL濾波器的逆變器側電感L1；

步驟2)假設逆變器採用單電感L1濾波，設計控制器Gc(s)，並求出此時的系統開環截止頻率ωc；

步驟3)由諧振頻率ωresm大於ωc，求出對應的濾波電容C1；

步驟4)綜合考慮LCL濾波器的濾波性能和成本，求出最優的電網側電感L2，同時，校驗fres0是否大於10倍的電網頻率，且小於開關頻率的一半，如不滿足，可返回步驟3)，調整C1的取值；

步驟5)設計有源阻尼係數kd，畫出系統開環傳遞函數Bode圖，檢驗系統控制性能是否滿足要求，如不滿足，調整控制器Gc(s)的參數。

進一步，所述的逆變器側電感L1通過以下方法獲取：由公式L1≥Udc ug/4ugPfs得L1的取值範圍。

進一步，當逆變器採用單電感L1濾波時，系統的開環傳遞函數為選取系統的相角裕度和工頻幅值增益，確定控制器Gc(s)類型及參數和開環截止頻率ωc；其中Gd(s)表示數字控制器，KPWM表示逆變橋增益。

進一步，濾波電容C1通過以下方法獲得：由公式得C1的取值範圍；ωc表示開環截止頻率。

進一步，當LCL濾波器的紋波衰減倍數最大時，求出此時對應的電網側電感L2；由工程經驗確定電容電流閉環系統阻尼比ζ的大小，由公式可以求出有源阻尼係數kd。

由於採用了上述技術方案，本發明具有如下的優點：

本發明在不同的電網阻抗下均能實現穩定併網，且併網電流波形良好，對電網阻抗具有很強的適應性。

附圖說明

為了使本發明的目的、技術方案和優點更加清楚，下面將結合附圖對本發明作進一步的詳細描述，其中：

圖1為多並聯光伏併網逆變器結構圖；

圖2為單相光伏併網逆變器的控制結構圖；

圖3為單相光伏併網逆變器的電流環控制框圖；

圖4為各臺光伏併網逆變器的等效電路模型；

圖5為多並聯光伏併網逆變器的等效阻抗模型；

圖6為多並聯光伏併網逆變器的等效電流環控制框圖；

圖7為有源阻尼下的LCL濾波器頻率響應特性；

圖8為L1濾波和LCL濾波下系統開環傳遞函數Bode圖；

圖9為不同頻率下的光伏併網逆變器等效輸出阻抗；

圖10為不同電網阻抗下併網點電壓和併網電流仿真波形；(a)Lg＝0，(b)Lg＝2mH，(c)Lg＝10mH；

圖11為5臺逆變器並聯運行時的仿真波形(Lg＝2mH)，(a)為併網點電壓和併網電流波形，(b)為電網電流波形。

具體實施方式

以下將結合附圖，對本發明的優選實施例進行詳細的描述；應當理解，優選實施例僅為了說明本發明，而不是為了限制本發明的保護範圍。

如圖1所示為多並聯光伏併網逆變器結構圖，圖中有n臺單相光伏併網逆變器並聯運行，逆變器輸出通過LCL濾波器接入電網。其中，uri、i1i和i2i分別為第i臺併網逆變器的輸出電壓、輸出電流和併網電流，L1i、C1i和L2i分別為第i臺逆變器的逆變側電感、濾波電容和網側電感，Zg＝Rg+sLg為電網阻抗，upcc為併網點電壓，ug和ig分別為電網電壓和電網電流。

對於多並聯三相光伏併網逆變器，由於三相併網逆變器在αβ靜止坐標系下，兩相之間相互獨立，且電流控制環對稱，因此可類比於單相併網逆變器控制。

圖1中每臺單相光伏併網逆變器的詳細控制結構如圖2所示，其中udc為逆變器直流母線電壓，idc為逆變器輸入電流。由於電壓外環的響應速度遠小於電流內環響應速度，故可將直流母線電壓認為是一常數，為Udc，本文僅從電流內環角度分析逆變器與電網之間的交互影響。

圖2中的單相逆變電路採用典型的全橋結構，ur為逆變橋輸出電壓，逆變橋輸出通過LCL濾波器接入電網。鎖相環PLL輸出併網點電壓upcc的同步信號sinθ，電流參考信號iref由參考電流幅值Iref與sinθ相乘獲得，Gc為電流控制器，kd為電容電流有源阻尼係數，逆變器採用雙極性SPWM調製。

如圖3所示為單相光伏併網逆變器的電流環控制框圖，其中Gc(s)為電流控制器傳遞函數，Gd(s)為數字控制器計算、採樣以及零階保持器構成的延時環節，SPWM調製下的逆變橋增益KPWM＝Udc，這裡設定三角載波幅值為1。

考慮系統存在一拍的控制延時，由於併網逆變系統的開環截止頻率通常遠小於系統的奈奎斯特頻率，在s域內使用式(1)來描述實際的數字計算延時、採樣器以及零階保持器，具有足夠的精度。

式(1)中Ts為系統的採樣周期。

由圖3可得，給定參考電流下的系統開環傳遞函數為

逆變器輸出併網電流為

其中G1(s)＝[s2L1C1+sGd(s)KPWMkdC1+1]/..[s3L1L2C1+s2Gd(s)KPWMkdL2C1+s(L1+L2)]，I*(s)為逆變器等效輸出電流源，Yo(s)為逆變器等效輸出導納。

假設圖1中各臺併網逆變器均採用相同的結構、參數以及控制策略，則各臺併網逆變器的等效電路模型如圖4所示。當n臺光伏併網逆變器並聯運行時，對於各臺併網逆變器而言，等效地電網阻抗被放大了n倍。

綜上所述，多並聯光伏併網逆變器的等效阻抗模型如圖5所示，通常可以利用此阻抗模型來判斷系統穩定性，以及系統是否發生諧振。

對於圖4所示的逆變器等效電路模型，其電流環控制框圖如圖6所示，當無併網點電壓前饋時，電網阻抗可以看作網側電感L2的一部分，因此有L2eq＝L2+nLg和Rgeq＝nRg。

由圖6可知，給定參考電流下的系統開環傳遞函數為

其中G2(s)＝Rgeq(1+sGd(s)KPWMkdC1+s2L1C1)，G3(s)＝s(s2L1L2eqC1+sGd(s)KPWMkdL2eqC1+L1+L2eq)同樣地，可以通過式(4)利用幅值或相角裕度來判斷多並聯光伏併網逆變器的穩定性。

對於多並聯光伏併網逆變器，其穩定性可以通過等效控制模型進行分析，通過計算系統的相角裕度是否大於零，進而判斷系統是否處於穩定運行狀態。當多並聯光伏併網逆變器處於臨界穩定狀態時，系統的相角裕度γ＝0，即有下式成立：

式(5)中ωc為系統的開環截止頻率。

在圖5的等效阻抗模型中，當逆變器輸出導納Yo(s)與等效電網阻抗匹配時，系統出現諧振現象，阻抗匹配的條件如下式(6)所示。

當發生阻抗匹配時，對於電網電壓而言，系統處於串聯諧振狀態，此時若電網電壓中含有對應頻率的諧波電壓分量，併網電流i2中會產生大量的諧波電流，影響逆變器的正常運行。

當發生阻抗匹配時，對於逆變器的等效輸出電流源而言，系統處於並聯諧振狀態，但由於阻抗模型中I*(s)是一個理想的基波電流源，且並聯諧振相當於「斷路」，因此系統的並聯諧振並不會使得併網電流中的諧波電流得到放大。

由上述分析，當多並聯光伏併網逆變器處於臨界穩定狀態時，有式(5)成立，經過推導計算，詳細的推導過程如下：

當G'(s)＝-1時，

即

即Gc(s)Gd(s)KPWM+G2(s)+G3(s)＝0

即

Gc(s)Gd(s)KPWM+s3L1L2C1+s2Gd(s)KPWMkdL2C1+sL1+sL2+(nRg+snLg)(s2L1C1+sGd(s)KPWMkdC1+1)＝0即

即

此時系統滿足阻抗匹配條件，即式(7)成立，且阻抗匹配的頻率為系統的開環截止頻率。

設逆變器等效輸出導納有如下形式：

則系統有如下結論成立：

1)當系統G′(s)的γ＝0時，必有R(ωc)+nRg＝0且X(ωc)+nωcLg＝0成立，這即是式(7)的結論；同時，有R(ω1)+nRg≠0且X(ω1)+nω1Lg＝0成立，這裡ω1可能不唯一，也可能不存在。

2)當系統G′(s)的γ≠0時，有R(ω2)+nRg≠0且X(ω2)+nω2Lg＝0成立，同樣地，這裡ω2可能不唯一，也可能不存在；同時，必不存在某一頻率ωx，使得R(ωx)+nRg＝0且X(ωx)+nωxLg＝0成立，此結論易用反證法證得，若上述ωx存在，則此時必有系統G′(s)相角裕度γ＝0。

總結來說，對於一個確定的多並聯光伏併網逆變器系統，方程X(ω)+nωLg＝0的根可能不存在，也可能有多個，當存在一個根ω，使得同時滿足R(ω)+nRg＝0時，系統G′(s)的相角裕度為零，且此根ω＝ωc。

在圖5的等效阻抗模型中，畸變的電網電壓會在併網電流i2中產生對應的諧波電流。

式(9)中ugh為電網電壓中的第h次諧波電壓，i2h為併網電流中的第h次諧波電流。由前述分析，若且唯若系統γ＝0時，有R(ω)+nRg＝0且X(ω)+nωLg＝0成立，同時由於R(ω)和X(ω)均是由初等函數經過有限次變換得到，因此R(ω)和X(ω)均為連續函數，因此有

當然，式(10)中的頻率ω應趨近或等於系統的開環截止頻率ωc，諧波電壓的頻率也應在上述頻率附近。由式(10)可知，為防止電網電壓畸變對併網電流產生諧波汙染，應保證系統G′(s)具有一定的相角裕度。

SPWM調製下的逆變橋環節是一個非線性環節，其輸出電壓含有豐富的諧波成分，主要包括：死區導致的3、5、7等低次諧波電壓，以及調製產生的開關頻率及其倍頻處的高次諧波電壓。在圖6所示的等效控制模型中，逆變橋輸出ur中含有上述的諧波成分，以ur為輸入，併網電流i2為輸出的閉環傳遞函數為

當系統G′(s)的相角裕度趨近於零，則有

當然，式(11)和(12)中的傳遞函數G′(s)是近似得到的，當考慮逆變橋環節輸出諧波電壓時，逆變橋環節就是一個非線性環節(圖6中將逆變橋等價為比例增益KPWM)，但通常開關頻率足夠高，因此上述近似具有足夠精度。由式(12)不難看出，當系統G′(s)的相角裕度較低時，ur中的諧波電壓會對併網電流產生較大的諧波汙染，因此，為了提高併網電流的電能質量，應保證系統G′(s)具有一定的相角裕度。

式(11)和(12)中的諧波電壓和電流的頻率均在系統開環截止頻率附近，其頻率階次相對較低，當系統G′(s)的γ＝0時，此時稱系統處於「低頻諧振」狀態。而對於逆變橋輸出的高次諧波電壓，通常利用LCL濾波器進行諧波抑制，當LCL濾波器的阻尼策略失效時，系統會發生「高頻諧振」，使得併網電流畸變嚴重。

綜上所述，當逆變橋環節輸出諧波電壓，且電網含有背景諧波電壓時，為了降低併網電流中的諧波含量，應在LCL濾波器阻尼策略不失效的前提下，保證系統G′(s)具有足夠的穩定裕度。

由前述分析，為了保證併網電流的電能質量，多並聯光伏併網逆變器應具有足夠的穩定裕度，特別地，當等效電網阻抗發生變化時，要求系統始終具有足夠的相角裕度。由於電網阻抗中的電阻分量可以增加系統的相角裕度，提高系統穩定性，因此本節考慮極端情況，電網阻抗中僅含有電感分量。

各個廠家在設計和生產光伏併網逆變器時，通常不會考慮電網阻抗的影響，而當考慮電網阻抗影響時，光伏併網逆變器應利用圖6中的電流環進行分析和設計。仔細比較圖3和圖6，不難發現，由於電網阻抗的存在，使得LCL濾波器的等效網側濾波電感發生了變化，進而LCL濾波器對系統G′(s)在截止頻率處的相角貢獻也發生了變化。

式(13)為LCL濾波器的諧振頻率隨等效電網阻抗變化的關係式，隨著nLg的增大，諧振頻率ωres逐漸減小。圖7所示為有源阻尼控制下的LCL濾波器頻率響應特性，在諧振頻率附近，LCL濾波器的相頻特性迅速由-90°變化到-270°。

隨著LCL濾波器諧振頻率的不斷降低，當ωres逐漸接近系統的開環截止頻率ωc時，LCL濾波器對系統G′(s)的相角貢獻迅速由-90°變化到-270°，這使得系統的相角裕度迅速降低，系統趨向於不穩定。綜上所述，解釋了等效電網阻抗中電感分量的增大，使得系統穩定性降低的原因。

由式(14)知，ωres存在一個極小值ωresm。因此，當等效電網阻抗變化時，為了防止LCL濾波器諧振頻率處的相頻特性對系統穩定性產生影響，可以設計參數L1和C1，使得ωresm大於系統開環截止頻率，這樣在不同的電網阻抗下，LCL濾波器在ωc處對系統的相角貢獻始終為-90°。

設等效電網阻抗為0時，LCL濾波器的諧振頻率為ωres0，則ωres0與ωresm的相對差值為

由數學知識可知，δres是關於L1/L2的增函數。假設L1和L2具有相同的數量級，即L1/L2∈[0.1,10]，則有δres∈[4.65％,69.8％]。特別地，當L1＝L2時，δres＝29.3％。因此，當等效電網阻抗變化時，為了減小LCL濾波器諧振頻率的可移動範圍，在設計參數L1和L2時，可在不影響濾波器濾波性能的前提下，儘量選擇較小的L1/L2。

事實上，實際電網阻抗的變化範圍有限，不可能為無窮大，LCL濾波器諧振頻率的移動也很有限。因此，設計諧振頻率ωres0顯得尤為重要，如前所述，需要設計ωres0大於系統開環截止頻率ωc，以提高系統對電網阻抗的抗幹擾能力。

本發明提出一種多並聯光伏併網逆變器設計方法，包括以下步驟：

1)根據系統的功率P，直流側電壓Udc，電網電壓ug，開關頻率fs，以及逆變側電流紋波要求η，求出LCL濾波器的參數L1；

2)假設逆變器採用單電感L1濾波，設計控制器Gc(s)，並求出此時的系統開環截止頻率ωc；

3)由諧振頻率ωresm大於ωc，求出對應的濾波電容C1；

4)綜合考慮LCL濾波器的濾波性能和成本，求出最優的L2，同時，校驗fres0是否大於10倍的電網頻率，且小於開關頻率的一半，如不滿足，可返回步驟3)，適當調整C1的取值；

5)設計有源阻尼係數kd，畫出系統開環傳遞函數Bode圖，檢驗系統控制性能是否滿足要求，如不滿足，可適當調整控制器Gc(s)的參數。

經過上述設計，在不同的電網阻抗下，對逆變器的低頻段控制而言，等效地系統始終採用L型濾波器，這也是逆變器「堅強」的緣由。

有文獻已指出，隨著等效電網阻抗的增大，LCL濾波器的阻尼比逐漸增加，因此，系統不會因為有源阻尼策略的失效而發生高頻諧振。

本實施例以具體的參數來說明逆變器的設計方法

1)設單相光伏併網逆變器的輸出功率為5kW，直流側電壓400V，電網電壓有效值220V，開關頻率10kHz，要求逆變器側電流紋波不超過15％，則逆變器側電感L1≥2.9mH，這裡選取L1＝3mH。

2)當逆變器採用單電感L1濾波時，選擇電流控制器為PR控制，參數kp＝0.06，kr＝0.1，系統開環傳遞函數的Bode圖如圖8所示，截止頻率ωc＝5960rad/s。

3)當ωresm大於ωc時，C1<9.4μF，這裡取C1＝4.7μF。

4)要求LCL濾波器在開關頻率處具有較高的紋波衰減倍數，且控制成本，取L2＝2mH。此時fres0＝2119Hz，滿足要求。

5)選取有源阻尼係數kd＝0.15，系統完整的開環傳遞函數Bode圖如圖8所示，截止頻率ω′c＝3670rad/s，相角裕度為45°，系統具有較好的控制性能。

如圖8所示，在低頻段，系統等效地採用單電感濾波(電感值L＝L1+L2)，由於ω′c<ωc，這也使得諧振頻率ωresm更加遠離系統開環截止頻率。

藉助數值計算軟體，可計算出不同頻率下的光伏併網逆變器等效輸出阻抗，如圖9所示。由於諧振控制環節僅對工頻處的輸出阻抗有較大影響，因此在圖9中，僅考慮了比例控制。當頻率ω∈(0,3370)時，X(ω)11.47，由式(9)可知，電網電壓中的諧波會被衰減抑制。當頻率ω>30000rad/s時，R(ω)≈0，X(ω)遠大於0，電網電壓中的諧波仍會被衰減抑制。總結而言，由於系統的穩定性較高，即使因為阻抗匹配而發生了諧振現象，由於系統的阻尼作用較強，也不會出現諧波放大。

在MATLAB中搭建上述單相光伏併網逆變器模型，逆變器的結構和控制如圖2所示。在理想的電網電壓中注入5、7、9、11、13次諧波各1％，當單臺逆變器併網運行時，設置電網阻抗分別為0、2mH和10mH，併網點電壓和併網電流的仿真波形如圖10所示，為了方便顯示，已將併網點電壓縮小了5倍。

由圖10可知，在不同的電網阻抗下，單相光伏併網逆變器始終處於穩定工作狀態，且併網電流波形較好。對併網電流進行FFT分析，其諧波畸變率分別為3.44％、3.15％和2.71％，電流諧波畸變率逐漸減小，是因為電網阻抗可看作LCL濾波器網側電感的一部分。由於電網電壓中含有低次諧波，而電流控制器中未加入諧波補償環節，因此併網電流的諧波中低次諧波佔主要部分。

將上述相同的5臺逆變器並聯運行，如圖1所示，設置電網阻抗為2mH，併網點電壓、併網電流以及電網電流的仿真波形如圖11所示。當多臺逆變器並聯運行時，併網電流和電網電流均波形良好，沒有發生諧波諧振以及不穩定現象，證明了上述設計的單相光伏併網逆變器足夠「堅強」。

以上所述僅為本發明的優選實施例，並不用於限制本發明，顯然，本領域的技術人員可以對本發明進行各種改動和變型而不脫離本發明的精神和範圍。這樣，倘若本發明的這些修改和變型屬於本發明權利要求及其等同技術的範圍之內，則本發明也意圖包含這些改動和變型在內。