基準信號產生裝置的製作方法

2023-04-29 06:59:42 3

本發明涉及對振蕩部進行控制以使基準信號與參考信號同步的基準信號產生裝置。

背景技術：

例如在便攜電話的基站、數字廣播的發送站等中，使用基準頻率產生裝置(基準信號產生裝置)供應為了對發送信號的定時、頻率進行同步所需的高精度的基準頻率信號(基準信號)。並且，在這種基準頻率產生裝置中，存在以下裝置：對電壓控制振蕩器進行控制以使輸出信號與從gnss接收機得到的高精度的參考信號同步，輸出上述基準頻率信號。

該電壓控制振蕩器構成為根據所輸入的控制電壓而產生不同的頻率，例如，能夠例舉使用晶振作為共振器的模擬型電壓控制振蕩器。

在上述的結構中，有時gnss接收機由於gnss衛星的位置、障礙物、幹擾電波、gnss天線的故障等各種原因，不能接收來自gnss衛星的信號，不能生成參考信號。因此，提出了具備用於即使不能取得參考信號也繼續輸出基準頻率信號的自運行控制功能的基準頻率產生裝置。該基準頻率產生裝置在能夠取得參考信號的狀況下，能夠存儲用於對電壓控制振蕩器進行控制的數據。並且，若不能得到參考信號，則基於所存儲著的過去的數據而對所述電壓控制振蕩器進行自運行控制(保持(holdover)控制)，從而能夠在長時間輸出高精度的基準頻率信號。

這種基準信號產生裝置例如在專利文獻1中公開。專利文獻1的基準頻率產生裝置具備使用了大時間常數的數字濾波器而成的pll電路，且構成為由d/a轉換器轉換後的模擬直流電壓被供應給電壓控制型晶體振蕩器的電壓控制輸入端。此外，專利文獻1的基準頻率產生裝置構成為，能夠對由於隨時間變化而引起的頻率的變動進行校正，從而對自運行時的電壓控制振蕩器進行控制。

現有技術文獻

專利文獻

專利文獻1：(日本)特開平11-271476號公報

技術實現要素：

發明要解決的課題

專利文獻1的結構具備d/a轉換器，構成為將設定數據轉換為模擬直流電壓，對電壓控制振蕩器進行控制。但是，在這樣將數位訊號通過d/a轉換器轉換為模擬信號而對振蕩器進行控制的情況下，作為在上述的保持控制時的信號的定時精度惡化的主要原因，不能忽略由d/a轉換器引起的量化誤差的影響。

上述的d/a轉換器的量化誤差使電壓控制振蕩器的頻率發生頻移。保持控制時的信號的定時精度由於該頻率的頻移而受影響，該影響隨著時間的經過而累積從而惡化的程度變大。從而，在進行了長時間的保持控制的情況下，成為使信號的定時精度大幅度惡化的原因。

本發明是鑑於以上的情況而完成的，其目的在於解決如下問題：在為了得到與參考信號同步的信號而具備將數位訊號轉換為模擬信號施加給電壓控制振蕩器來進行控制的同步電路的基準信號產生裝置中，不能取得參考信號的保持控制時的量化誤差累積。

用於解決課題的手段以及效果

本發明要解決的課題如以上那樣，接著說明用於解決該課題的手段及其效果。

根據本發明的觀點，提供以下的結構的基準信號產生裝置。即，該基準信號產生裝置具備同步電路和控制部。所述同步電路根據基於參考信號而得到的控制信號對振蕩部所輸出的基準信號進行控制。在不能取得所述參考信號的情況下，所述控制部生成自運行用控制信號來對所述振蕩部進行控制。振蕩部構成為與所輸入的離散值相應地進行振蕩。在所述控制部的後級，配置對所述控制部的自運行用控制信號進行調製的數字型的調製器。所述調製器對輸入值以與所述振蕩部的解析度相等的解析度進行量化，且以相鄰於所述輸入值的兩個離散值的出現頻度與所述輸入值中的不足量化解析度的值相應地變化的方式輸出輸出值。

由此，在不能取得參考信號所以基於自運行用控制信號進行振蕩部的控制(自運行控制)的狀況下，調製器將由於輸出兩個離散值之中的一方的離散值從而產生的量化誤差的累積，通過輸出另一方的離散值來抵消。從而，能夠消除自運行控制中的量化誤差的累積，因此即使長時間進行自運行控制，也能夠非常好地維持信號的定時精度。其結果，即使使用低解析度的振蕩部，定時精度也變好，因此能夠有效地降低基準信號產生裝置的成本。

在所述的基準信號產生裝置中，所述振蕩部能夠構成為具備d/a轉換器、和在所述d/a轉換器的後級配置的模擬型的振蕩器。

在該情況下，即使使用低解析度的d/a轉換器，定時精度也變好，因此能夠有效地降低基準信號產生裝置的成本。

在所述的基準信號產生裝置中，所述振蕩部還能夠構成為具備數字型的振蕩器。

在該情況下，即使使用低解析度的數字型的振蕩器，定時精度也變好，因此能夠有效地降低基準信號產生裝置的成本。

在所述的基準信號產生裝置中，所述調製器優選是δσ(delta-sigma)調製器。

由此，一邊考慮至上次為止的量化誤差的累積一邊進行量化，因此能夠使量化誤差的累積穩定收斂在零附近。從而，能夠很好地維持信號的定時精度。

在所述的基準信號產生裝置中，能夠構成為所述調製器的採樣周期與所述振蕩部的控制周期相等。

在該情況下，不需要設置用於使採樣周期不同的特殊的結構，因此能夠簡化結構。

在所述的基準信號產生裝置中，能夠構成為所述調製器的採樣周期與所述振蕩部的控制周期不同。

在該情況下，能夠進行更靈活的處理。

在所述的基準信號產生裝置中，優選構成為所述調製器進行過採樣。

在該情況下，能夠大量取得數據，因此能夠進行更複雜的處理。

在所述的基準信號產生裝置中，優選設為以下的結構。即，所述調製器以及所述d/a轉換器被配置於所述同步電路。所述同步電路具備數字型的環路濾波器、以及濾波器。所述數字型的環路濾波器被配置在所述調製器的前級，向該調製器輸出所述控制信號。所述濾波器被配置在所述d/a轉換器的後級且所述振蕩器的前級。

由此，通過濾波器截斷由d/a轉換器引起的量化誤差的影響所導致的電壓控制振蕩器的頻率的相位噪聲的惡化，從而能夠很好地改善。從而，即使使用低解析度的d/a轉換器，也能夠很好地抑制相位噪聲，能夠有效地降低基準信號產生裝置的成本。

在所述的基準信號產生裝置中，優選所述調製器進行過採樣。

由此，針對由d/a轉換器引起的量化誤差的影響所導致的電壓控制振蕩器的頻率的相位噪聲的惡化，通過基於調製器的過採樣而偏移到高頻域之後例如通過低通濾波器進行截斷，從而能夠顯著改善。

附圖說明

圖1是表示本發明的第一實施方式所涉及的基準頻率產生裝置的框圖。

圖2是表示δσ調製器的結構的框圖。

圖3是在本實施方式和以往的結構中，將保持控制中的量化誤差的累積值的推移進行比較來表示的表。

圖4是表示在保持控制中，頻率調整值為一定的情況下的量化誤差的累積值的推移的曲線圖。

圖5是表示在保持控制中，頻率調整值線性地增加的情況下的量化誤差的累積值的推移的曲線圖。

圖6是表示第二實施方式的基準頻率產生裝置的框圖。

圖7是表示在以往的結構中，使用了16位和12位的各自的d/a轉換器的情況下的相位噪聲的曲線圖。

圖8是表示使用12位的d/a轉換器，使δσ調製器中的採樣頻率不同的情況下的相位噪聲的曲線圖。

圖9是表示使用12位的d/a轉換器，將δσ調製器中的過採樣與低通濾波器組合後的結構中的相位噪聲的曲線圖。

具體實施方式

接著參照附圖說明本發明的實施方式。圖1是表示第一實施方式的基準頻率產生裝置10的框圖。圖2是表示δσ調製器15的結構的框圖。

本發明的第一實施方式所涉及的基準頻率產生裝置(基準信號產生裝置)10用於便攜電話的基站、地上數字廣播的發送站以及wimax(全球微波互聯接入：worldwideinteroperabilityformicrowaveaccess)通信設備等，向所連接的用戶側的設備提供基準頻率信號以及基準定時脈衝。

如圖1所示，第一實施方式的基準頻率產生裝置10具備電壓控制振蕩器(振蕩器)17、分頻器18、相位比較器12、環路濾波器(相位差信號轉換器)13、開關電路14、δσ調製器15、d/a轉換器(dac)16和控制部11。

在基準頻率產生裝置10上，連接有由gps接收機20和gps天線21構成的gps接收部，該gps接收部向基準頻率產生裝置10供應參考信號。更具體而言，gps接收機20構成為基於gps天線21從gps衛星接收到的電波中包含的定位用信號，生成作為所述參考信號的1pps信號(1秒周期信號)，並輸出至基準頻率產生裝置10。如圖1所示，由gps接收機20生成並供應給基準頻率產生裝置10的1pps信號被輸入至控制部11以及相位比較器12。

電壓控制振蕩器17是使用晶振作為共振器的vcxo(壓控晶體振蕩器：voltagecontrolledcrystaloscillator)，構成為能夠根據從外部施加的模擬信號(具體而言，電壓的電平)變更所輸出的頻率。

由該電壓控制振蕩器17輸出的基準頻率信號被輸出至外部的用戶側的系統，且被輸入至分頻器18。

本實施方式的電壓控制振蕩器17構成為所謂帶恆溫槽的晶體振蕩器(ovencontrolledcrystaloscillator、oxco)。但是，也可以構成為其他高精度的振蕩器、例如溫度補償晶體振蕩器(temperaturecompensatedcrystaloscillator、tcxo)。此外，也可以不是晶體振蕩器，例如構成為原子振蕩器。

分頻器18構成為數字型的分頻器，構成為對從電壓控制振蕩器17輸入的基準頻率信號進行分頻而從高頻率轉換為低頻率，將所得到的相位比較用信號輸出至相位比較器12。例如，在電壓控制振蕩器17輸出的基準頻率為10mhz的情況下，分頻器18將電壓控制振蕩器17輸出的10mhz的信號以分頻比1/10000000進行分頻，生成1hz的相位比較用信號。此外，該分頻器18的輸出信號作為1pps的定時脈衝信號而從基準頻率產生裝置10輸出。

相位比較器12檢測1pps信號、和由分頻器18分頻後的所述相位比較用信號的相位差，輸出基於該相位差的信號(相位差信號)。相位比較器12輸出的相位差信號被輸入至環路濾波器13。

環路濾波器13將所述相位差信號的電壓電平在時間上平均化並轉換為控制電壓信號(控制信號)。該控制電壓信號經由開關電路14輸入至δσ調製器15。

δσ調製器15對從環路濾波器13輸入的控制電壓信號進行δσ調製，將調製後的控制電壓信號輸出至d/a轉換器16。另外，詳細敘述δσ調製器15的結構。

d/a轉換器16輸入作為δσ調製器15輸出的數位訊號的控制電壓信號，將與該控制電壓信號相應的模擬電壓輸出至電壓控制振蕩器17。電壓控制振蕩器17輸出與該模擬電壓對應的頻率的信號。在本實施方式中，通過該d/a轉換器16以及電壓控制振蕩器17，構成根據所輸入的離散值而進行振蕩的振蕩部27。

通過以上的pll環路，電壓控制振蕩器17的輸出頻率被適當調整以使所述相位比較用信號的相位與1pps信號的相位一致。此外，來自該環路濾波器13的控制電壓信號也被發送給控制部11，控制部11能夠以時序的方式存儲該控制電壓信號。

控制部11用於進行基準頻率產生裝置10的各部的控制，構成為由作為運算部的cpu以及作為存儲部的存儲器等構成的微機。在該結構中，控制部11監視是否從gps接收機20供應著所述1pps信號。並且，在判斷為供應著1pps信號的情況下，控制部11將切換控制信號發送至開關電路14，使環路濾波器13和電壓控制振蕩器17經由δσ調製器15以及d/a轉換器16連接。

通過開關電路14，環路濾波器13的信號經由δσ調製器15以及d/a轉換器16被輸出至電壓控制振蕩器17，從而形成相位同步電路(鎖相環：phaselockedloop、pll電路，同步電路)25的環路，控制電壓控制振蕩器17以使基準頻率信號與作為參考信號的1pps信號同步。另外，在以下的說明中，有時將這樣基準頻率產生裝置10能夠取得1pps信號、並基於此輸出著基準頻率信號的狀態，稱為「穩態狀態」。

接著，說明gps接收機20不能接收來自gps衛星的信號，不能生成1pps信號的情況下的控制。若檢測到1pps信號的輸入斷開，則控制部11將用於使該控制部11與電壓控制振蕩器17連接的切換控制信號發送至開關電路14，轉移至保持控制(自運行控制)。在該保持控制中，切換開關電路14，以代替從環路濾波器13輸出的控制電壓信號，而將控制部11生成的自運行用控制電壓信號經由δσ調製器15以及d/a轉換器16輸出至電壓控制振蕩器17。另外，所述輸入斷開意味著1pps信號的脈衝被固定於hi(高)側或low(低)側的現象、和1pps在不正確的定時持續輸出信號的現象這雙方。

如前所述，向控制部11輸入著環路濾波器13輸出的控制電壓信號。並且，控制部11構成為在從gps接收機20得到1pps信號的狀態(所述穩態狀態)下，以規定的時間間隔反覆取得從環路濾波器13向電壓控制振蕩器17輸出的控制電壓信號的值，並以時序的方式存儲。

另外，電壓控制振蕩器17的控制電壓對振蕩頻率特性(以下，稱為f-v特性)隨著時間經過而稍微變化。考慮該情況，控制部11根據如上述那樣以時序的方式存儲的一系列的控制電壓信號的值，估計電壓控制振蕩器17的f-v特性的隨時間變化。從而，所述穩態狀態還能夠稱為基準頻率產生裝置10學習電壓控制振蕩器17的隨時間變化(老化)的狀態。該估計結果在失去1pps信號的供應時決定應施加給電壓控制振蕩器17的自運行用控制電壓信號的值時被使用。

接著，參照圖2，說明δσ調製器15。該δσ調製器15將輸入值以與d/a轉換器16的解析度相等的解析度進行量化，且以相鄰的兩個離散值的出現頻度與不足量化解析度的值相應地變化的方式輸出輸出值。

δσ調製器15具備減法器31、積分器32、量化器33和延遲元件34。另外，δσ調製器15被設為數字式的δσ調製器15，減法器31、積分器32、量化器33、以及延遲元件34都由數字電路構成。

向減法器31輸入從開關電路14輸入的信號(控制電壓信號)、和在延遲元件34中存儲的1次時鐘前的量化器33的輸出，該減法器31計算兩者的差並輸出至積分器32。從而，在輸出至積分器32的值中，包含由量化器33引起的量化誤差。

積分器32對減法器31的輸出進行累計。由此，在積分器32中，量化誤差逐個被相加(累積)。積分器32將累計值輸出至量化器33。

量化器33構成為數字的多等級量化器，其量化位(bit)數被設為與d/a轉換器16相同的位數。量化器33對所輸入的信號進行量化而成為離散的值，且將量化後的值輸出至d/a轉換器16。此外，量化後的值被存儲至延遲元件34。

以上那樣構成的δσ調製器15在量化器33中對輸入進行量化時，以包含了在上次的量化中產生的誤差(上次以前的誤差的累積)的形式進行量化，輸出其結果。從而，能夠將經由d/a轉換器16施加給電壓控制振蕩器17的控制信號的量化誤差抑制得非常小。

另外，在向基準頻率產生裝置10輸入1pps信號的穩態狀態下，即使d/a轉換器16中的量化誤差些許累積，由於環路濾波器13對電壓控制振蕩器17進行控制以抵消由量化誤差導致的頻率的頻移而使信號與1pps同步，因此基本沒有問題。從而，上述的δσ調製器15實現的效果，在基準頻率產生裝置10失去1pps信號的供應而必須長時間進行保持控制的場景中特別有效。

以下，具體說明本實施方式的δσ調製器15的效果。

最初通過計算，說明在不具備δσ調製器15的以往的電壓控制產生器中，本實施方式以及以往的結構各自中的量化誤差的累積值能夠成為怎樣程度的大小。在此，作為例子，考慮在採用了頻率變動幅度為1000ppb的ocxo的基準頻率產生裝置中保持控制持續了24小時的情況。

分別說明向ocxo輸出電壓的d/a轉換器的解析度為16位的情況和12位的情況，在16位的情況下，量化解析度成為1000[ppb]/216＝0.015[ppb/lsb]。在12位的情況下，同樣進行計算，成為0.244[ppb/lsb]。

量化誤差的最大值為量化解析度的1/2。從而，若求取在最差的量化誤差持續產生了24小時的情況下的信號的定時誤差，則d/a轉換器16為16位時的定時誤差能夠通過對上述的量化解析度的一半乘以24小時的秒數即86400秒來計算，成為0.66[usec]。關於12位的情況的定時誤差，同樣進行計算，成為10.55[usec]。

從而，在使用了廉價的12位的d/a轉換器的情況下，不能滿足作為保持控制時的定時誤差的目標的每24小時±10usec以下。另外，上述的基準意味著：考慮到基準頻率產生裝置中的維護作業(例如，gps天線的更換)需要一定的時間，即使經過24小時，也能夠維持cdma的通信標準所要求的定時精度即±10usec以下。

此外，在所謂第三代便攜電話的通信標準(3g)進一步高速化的通信標準即lte之中的時分方式(tdd)中，要求輸出信號的頻率誤差為±1.5usec以下的定時精度。從而，在向這樣的通信設備供應基準頻率信號的情況下，即使在使用了高精度的16位的d/a轉換器的情況下，也不能輕視量化誤差的累積(24小時為0.66usec)。此外，伴隨將來的通信方式的變遷，對基準頻率產生裝置10要求的定時精度有可能進一步嚴格。

另一方面，在使用了δσ調製器15的本實施方式中，細節如後述，量化誤差的累積值不會高於量化解析度。從而，即使在進行了24小時的保持控制的情況下，定時誤差在使用了16位的d/a轉換器16的情況下成為0.015[nsec]，在使用了12位的d/a轉換器16的情況下成為0.244[nsec]。從而，得到1000倍以上的高精度，本發明的效果顯著。

接著通過計算，說明在本實施方式以及以往的結構中，在保持控制中量化誤差的累積值具體怎樣推移。

在此，設為在基準頻率產生裝置10失去1pps信號的供應而進行保持控制時，控制部11應施加給電壓控制振蕩器17的頻率調整值為12.35，但設為d/a轉換器16僅有整數部分的解析度。此時，在具備δσ調製器15的本實施方式的基準頻率產生裝置10、和以往的結構中，施加給d/a轉換器16的頻率調整值(dac值)、量化誤差、量化誤差累積值如圖3所示。另外，圖3的ho時間表示從開始保持的時刻起的經過時間(保持控制的持續時間)。此外，δσ調製器15的採樣頻率設為1hz。

如圖3所示，在以往的結構中，作為施加給d/a轉換器的頻率調整值，僅輸出1種離散值(12)，因此量化誤差的累積值按每次0.35以線性增加。另一方面，若如本實施方式那樣使用δσ調製，則隔著12.35相鄰的兩個離散值(12和13)被適當切換地輸出。此外，該兩個離散值在輸出值中示出的頻度根據不足量化解析度的值(0.35)來決定。

進一步說，δσ調製器15考慮至上次為止的量化誤差的累積來進行量化。其結果，量化誤差的累積值的變動範圍收斂於不超過作為量化單位(lsb)的1的範圍內。

另外，圖4的曲線圖示出在本實施方式和以往的結構中，從開始保持控制起1000秒量的量化誤差累積值的變化。從該曲線圖可知，本實施方式的結構能夠非常好地抑制量化誤差。從而，本實施方式的基準頻率產生裝置10能夠大幅度改善保持控制時的輸出信號的定時精度(即，從基準頻率產生裝置10輸出的基準頻率信號以及定時脈衝信號的定時精度)。

另外，圖3以及圖4的計算結果表示應施加給電壓控制振蕩器17的頻率調整值為固定的情況。另一方面，如上所述，在保持控制中，對自運行用控制電壓信號基於隨時間變化進行校正、以及基於溫度進行校正，所以控制電壓信號可能變化。考慮該情況，考慮控制部11應施加給電壓控制振蕩器17的頻率調整值以在保持控制的開始時刻為12.35而在1000秒後成為13.35的方式線性地增加的情況。

該計算結果如圖5的曲線圖所示。從圖5可知，量化誤差累積值相對於保持控制的持續時間，以二次函數的方式增減。這是因為頻率調整值以一次函數的方式增加。

在圖5的情況下，應施加給電壓控制振蕩器17的頻率調整值超過d/a轉換器16的解析度地變化。從而，量化誤差有時變為正而有時變為負，因此以往的結構中的量化誤差的累積值與圖4的情況相比變得更小，在以零為中心的某種程度的範圍內變動。

若假設為量化誤差以零為中心而均勻離散(例如，連續型均勻分布)，則在以往的結構中，也可以想到量化誤差的累積值成為零。但是，即使在頻率調整值與量化單位相比充分大的情況下，通常為了成為上述那樣的均勻的離散也需要長時間。從而，即使以往的結構通過長期間的保持控制而量化誤差成為均勻的離散，但在成為這樣的狀況之前的定時，累積誤差變得相當大，出現輸出信號的定時精度相當惡化的時間段。

另一方面，根據本實施方式，與圖4的情況同樣，量化誤差的累積值的變動範圍收斂於不超過作為量化單位(lsb)的1的範圍。從而，本實施方式能夠在長期間非常好地維持保持控制時的輸出信號的定時精度。

另外，若從改善定時精度的觀點來說，將保持時間內的量化誤差的累積值設為零即可，因此δσ調製器15的採樣周期為與電壓控制振蕩器17的控制周期同樣的1秒1次就足夠。換言之，不需要在δσ調製器15中經常進行的過採樣，將量化誤差累積在下一次採樣中就可以。進一步說，即使δσ調製器15的採樣周期比振蕩部27的控制周期更長，也能夠充分地發揮「減小保持控制中的量化誤差的累積」的效果。

如以上說明的那樣，本實施方式的基準頻率產生裝置10具備相位同步電路25和控制部11。相位同步電路25根據基於參考信號而得到的控制電壓信號，對振蕩部27輸出的基準信號進行控制。在不能取得參考信號的情況下，控制部11生成自運行用控制信號而控制振蕩部27。振蕩部27構成為根據所輸入的離散值而進行振蕩。在控制部11的後級，配置對控制部11的自運行用控制信號進行調製的數字型的δσ調製器15。δσ調製器15對輸入值以與振蕩部27的解析度(d/a轉換器16的解析度)相等的解析度進行量化，且以相鄰的兩個離散值的出現頻度與不足量化解析度的值相應地變化的方式輸出輸出值。

由此，在進行保持控制的狀況下，δσ調製器15能夠將由於輸出兩個離散值之中一方的離散值從而產生的量化誤差的累積，通過輸出另一方的離散值來抵消。從而，能夠消除保持控制中的量化誤差的累積，因此即使長時間進行保持控制，也能夠非常好地維持信號的定時精度。其結果，即使使用低解析度的振蕩部27，定時精度也變好，因此能夠有效地降低基準頻率產生裝置10的成本。

接著，說明第二實施方式。圖6是表示第二實施方式的基準頻率產生裝置10x的框圖。另外，在本實施方式的說明中，有時對與前述的實施方式相同或類似的構件，在附圖中賦予相同的標號並省略說明。

即，在上述的專利文獻1中，構成為採用了數字pll電路，經由d/a轉換器來控制電壓控制型晶體振蕩器。但是，該結構在由d/a轉換器引起的量化誤差的影響下振蕩器的相位噪聲惡化。特別是，在使用低解析度的轉換器作為d/a轉換器的情況下相位噪聲大為惡化，所以為了避免該情況而不得不使用高解析度的d/a轉換器，難以降低裝置的成本。

該第二實施方式的基準頻率產生裝置10x要解決上述的課題。具體而言，在該基準頻率產生裝置10x的相位同步電路25中，在d/a轉換器16的後級且電壓控制振蕩器17的前級，配置有低通濾波器(濾波器)19。

在本實施方式的結構中，(與上述的第一實施方式同樣，)在作為數字型的pll電路的相位同步電路25中，對環路濾波器13輸出的控制電壓信號由δσ調製器15施加調製。並且，在本實施方式中，在δσ調製器15中進行過採樣。

一般而言，已知在由δσ調製器進行過採樣的情況下，與量化誤差對應的傳遞函數在低頻域中小，在高頻域中大。因此，δσ調製器15的輸出信號的量化噪聲成分偏於高頻域。從而，相位噪聲的惡化區域向高頻域移動。

並且，在本實施方式的基準頻率產生裝置10x中，通過δσ調製器15和低通濾波器19的組合，由低通濾波器19改善如上述那樣向高頻域移動的惡化區域。由此，能夠很好地抑制從數字型的pll電路經由d/a轉換器16控制電壓控制振蕩器17的情況下的相位噪聲。

另外，在第二實施方式中，若提高δσ調製器15中的過採樣的頻率，則能夠使相位噪聲的惡化區域向更高的頻率的區域移動，所以更優選。

接著，關於本實施方式的相位噪聲減輕效果，說明本申請發明人進行的兩個實驗。

說明第一個實驗。即，本申請發明人在以往的結構(即，從圖6中省略了δσ調製器15和低通濾波器19的結構)中，調查了由d/a轉換器的解析度引起的相位噪聲的變化。具體而言，在使相位同步電路鎖住作為參考信號的1pps信號的狀態(上述的穩態狀態)下，在d/a轉換器的解析度為16位和12位的情況這雙方中，計測了相位噪聲。

其結果如圖7所示。另外，在圖7以後的曲線圖中，一併示出在使施加給d/a轉換器的值(控制值)固定的情況下的相位噪聲。在這樣使施加給d/a轉換器的值固定的情況下，能夠認為體現出電壓控制振蕩器的原本的特性，因此作為考察相位噪聲時的比較對象來說是優選的。

若觀看圖7的曲線圖，則d/a轉換器的解析度為16位的情況下相位噪聲比較小，但在12位的情況下，可看出低頻帶(～102hz)中相位噪聲的惡化。這樣，可知若d/a轉換器的解析度低，則在低頻帶中的相位噪聲的惡化變大。

說明第二個實驗。即，本申請發明人在僅具備δσ調製器15的結構(即，從圖6中省略了低通濾波器19的結構)中，將d/a轉換器的解析度固定為12位，此外，在不進行δσ調製器15中的過採樣的情況(以1hz採樣的情況)、以100hz過採樣的情況、以1000hz過採樣的情況中，分別計測了相位噪聲。

其結果如圖8所示。根據圖8，可知隨著將過採樣頻率增大為100hz、1000hz，在頻率偏移的低頻帶中相位噪聲改善，另一方面，在高頻域中相位噪聲惡化。

另外，在圖9中，示出了不僅具備δσ調製器15還具備低通濾波器19，在δσ調製器15中以1000hz過採樣的情況下的相位噪聲的計測結果。

如圖9所示，可知通過δσ調製器15和低通濾波器19的組合，相位噪聲大為改善，很好地接近了電壓控制振蕩器的原本的特性。

另外，還考慮根據基準頻率產生裝置的用途等，特別要求特定的頻域(例如，圖7所示的10hz～100hz的區域)中的相位噪聲的改善的情況。在該情況下，還可以認為僅具備低通濾波器19(也可以是帶通濾波器)就足夠，因此也可以構成為δσ調製器15不進行過採樣。但是，在改善低頻的相位噪聲的情況下需要增大低通濾波器的時間常數，但這也有極限。從而，在這樣的情況下，設為δσ調製器15進行過採樣，使低頻域的相位噪聲的惡化向高頻域偏移是優選的。

以上那樣，在本實施方式中，通過δσ調製器15的採樣頻率和低通濾波器19(或帶通濾波器)的通帶的組合，能夠靈活地控制相位噪聲特性，能夠在該點上帶來很大的技術意義。

以上說明了本發明的優選實施方式，但上述的結構能夠例如以下那樣變更。

對來自控制部11的自運行用控制信號進行調製的調製器不限定於上述的實施方式所示的δσ調製器15。例如，若d/a轉換器16的解析度為1，應施加給電壓控制振蕩器17的頻率調整值(向調製器的輸入)為12.35，則也可以是如下調製器，該調製器生成如12，12，13，12，12，13，···那樣由兩個離散值構成的、輸出12的概率為65％且輸出13的概率成為35％的數列，並進行輸出。

δσ調製器15也可以不被包含於相位同步電路25，例如也可以被配置在控制部11和開關電路14之間。此外也可以是，為了對來自環路濾波器13的信號進行轉換，分別設置有配置在同步電路中的d/a轉換器、和用於對來自控制部11的信號進行轉換的d/a轉換器。

在上述實施方式中，振蕩部27具備d/a轉換器16、以及在其後級配置的模擬型的電壓控制振蕩器17。但是，也可以代替於此，而將振蕩部構成為數字輸入的振蕩器。即，通過δσ調製施加其數字輸入的位解析度以下的輸入值，本發明還能夠適用於數字型的振蕩器。

基準頻率產生裝置10、10x輸出的基準信號不限定於如上述那樣10mhz的頻率信號以及1pps的定時脈衝信號，還能夠變更為輸出其他各種形式的信號。

標號說明

10、10x基準頻率產生裝置(基準信號產生裝置)

11控制部

13環路濾波器

15δσ調製器(調製器)

16d/a轉換器(dac)

17電壓控制振蕩器(模擬型的振蕩器)

19低通濾波器

25相位同步電路(同步電路)

27振蕩部