Fdd模式的cdma系統中前向基本業務信道信號幹擾比估計方法
2023-05-13 23:44:11 1
專利名稱：Fdd模式的cdma系統中前向基本業務信道信號幹擾比估計方法
技術領域：
本發明提出一種FDD模式的CDMA系統(包括cdma2000和UMTS兩種體制)中前向(下 行)基本業務信道信號幹擾比估計算法，用於實現FDD模式的CDMA系統中前向(下行)基本 業務信道的內環和外環功率控制，屬於移動通信技術領域。
本發明提出的信號幹擾比的估計算法，與FDD模式CDMA系統的前向(下行)基本業務信 道的功率控制技術直接相關。
功率控制技術是CDMA系統的核心技術。CDMA系統是一個自擾系統，所有移動用戶都佔 用相同帶寬和頻率，如果系統採用的擴頻碼不是完全正交的(實際系統中使用的地址碼是近 似正交的)，因而造成相互之間的幹擾。在一個CDMA系統中，每一碼分信道都會受到來自其 它碼分信道的幹擾，這種幹擾是一種固有的內在幹擾。
CDMA系統的一個顯著特點是它能夠儘可能的減少系統幹擾的總能量從而提高系統的容量。
採用功率控制技術，確保每個信號在滿足基本通信質量要求的條件下，儘量降低發射功 率，以減少對其它信號的幹擾。在CDMA中將沒有多餘的能量被傳輸，通常這是採用其它技術 的系統所無法達到的。所以功率控制在CDMA無線擴頻通信系統中的資源分配和幹擾抑制方面 是一項關鍵技術。
功率控制的目的就是使移動臺和基站接收到的誤幀率接近一個目標值，例如對於語音業 務，該目標值為1%;對於數據業務該目標值通常定為5%。系統容量的增加可以通過選擇一個 更高的目標誤幀率而使之仍能滿足語音質量的要求。更高的目標誤幀率意味著更低的平均發 射功率，這樣使得系統可以容納更多的用戶。
在第三代移動通信系統中，功率控制必須完成三個任務
(1)克服遠近效應
在蜂窩無線通信系統中，信號強度隨距離變大而成指數衰減，衰落指數大概是4左右。不同 移動臺到基站距離可能相差100倍，若移動臺發射功率相同，則基站收到的不同信號的強度 可能相差80dB，這時遠處的信號會被近處的信號淹沒而不能被基站正確解調。此為上功率的"遠近效應"。功率控制可以克服信道衰落，維持各個移動信號在基站處的功率均勻。
(2) 克服多址效應，防止功率攀比上升
CDMA為自擾系統，多個信道同時佔用相同頻段，任何一個信道都會受到其它不同地址碼 的信道千擾，即"多址千擾"。從整網看，當系統處於某個功率穩定點時，任何的功率提升 都會造成其它用戶功率的攀比上升，從而造成整網幹擾的大幅上升。功率控制通過調整信道 發射功率，使全網的發射功率處於一個有解的最小點或準最小點，從而降低系統內的幹擾水 平，達到提高系統容量的目的。
(3) 提供更高的QoS (Quality of Service)
功率控制是一種優化技術，優化的目的是在滿足通信質量要求(誤碼率、誤幀率)的條 件下儘量減少發射功率，這意味著對每個用戶而言，既減少了功耗，又獲得了更乾淨的通信 環境；對系統而言則提高了容量和穩定性。
功率控制要在CDMA系統中發揮其重要作用，其算法的設計必須依據三個基本準則
(1) 功率平衡。通過功率控制使接收端接收到的有用信號功率相等。對於上行鏈路，目標 是使各個移動臺到達基站的功率相等；對於下行鏈路，目標是使各個移動臺收到基站的有用 信號功率相等。
(2) 信幹比平衡。通過功率控制使接收端收到的信幹比(C/I)相等。對於上行鏈路，目 標是使各個移動到達基站的C/I相等；對下行鏈路，目標是使各個移動臺接收到基站的有用 信號C/I相等。
(3) 誤碼率(BER/FER)平衡。通過功率控制使接收端的誤碼率相等。對上行鏈路，目標 是使各個移動臺到達基站的誤碼率相等；對下行鏈路，目標是使各個移動臺接收到的基站有 用信號誤碼率相等。
按照功率的發射方向，功控可以分為前向功率控制和反向功率控制，其中反向功率控制 又包括反向開環和反向閉環功率控制；閉環功率控制又分為內環和外環功率控制，內環以 Eb/No為指標調節功率，外環以誤幀率為指標調節內環Eb/No門限。
前向功率控制主要是為了克服外小區用戶及本小區其它用戶下行信號的幹擾，基站根據
移動臺提供的測量結果，調整對每一個移動臺的發射功率，對路徑衰落小的移動臺分配相對 較小的前向發射功率；對那些較遠的和解調信幹比低的移動臺分配較大的前向發射功率。此 時功率控制能抗幹擾、補償信道衰落，如果能及時跟蹤信道變化趨勢，理想的功率控制將把 衰落信道在接收端作為加性高斯白噪(AWGN)信道來處理。方法主要有遠近控制法和信幹比 控制法。
反向功率控制主要解決遠近效應問題，各個移動臺藉助基站的功率控制指令來實時調整對基站的發射功率，以保證所有的信號到達基站時都有相同的平均功率，並且剛剛達到保證 通信質量的最小信幹比門限。為此，系統採用了開環功率控制和閉環功率控制相結合的措施。 開環功控(0LPC)是指移動臺(或基站)根據前向(或反向)鏈路接收到的信號功率大 小來調節移動臺(或基站)的發射功率。開環功控建立在上行與下行鏈路具有一致的信道衰 落情況之上。閉環功控(CLPC) —般是指基站(和移動臺)根據前向(或反向)鏈路上接收 到的移動臺(或基站)信號的Eb/No (比特能量/千擾譜密度)來產生功率控制指令，然後通 過前向(或反向)鏈路傳送給移動臺(或基站)，移動臺(或基站)根據功率控制指令來調整 發射功率。
對於頻分雙工模式(FDD)的CDMA系統，其上行鏈路與下行鏈路相應的頻率間隔為45MHz， 遠大於信道的相干帶寬，因此，上行鏈路與下行鏈路的衰落的不相關的，採用開環功控難以 達到所要求的控制精度。通常認為，在FDD模式的CDMA系統中，開環功控的作用是調整移動 臺初始接入時的發射功率，同時對彌補由於路徑損耗而造成衰減的慢變化起到一定的作用。 為了提高功率控制精度，克服較為快速的瑞利衰落，必須採用閉環功控。
前向閉環功率控制也分內環功控(FILPC)和外環功控(F0LPC)。內環功控是指:移動臺 用接收到的Eb/No與目標值比較，調整基站發射功率。外環功控是指移動臺根據目標前向 誤幀率(FFER)調整目標Eb/No的設置值。
前向內環功率控制中，對於cdma2000，前向幀由長度為1. 25tns的16個PCG (功率控制 群)組成，對於UMTS (WCDMA)，前向幀由長度為0. 667ms的15個PCG組成。移動臺測量前 向基本信道(F-FCH) /下行業務信道(DTCH)中每個PCG的Eb/No。根據測量、比較的結果， 通過在反嚮導頻信道(R-PICH)中每1.25ms/0.667ms插入一個PCB (功率控制比特)發送前 向功控(FPC)命令給基站。如果PCB4，基站增加它的發射功率；如果PCB^，基站使用減 小它的發射功率。
為實現前向(下行)業務信道的閉環功率控制，首先移動臺要測量並計算出前向(下行) 業務信道中的信千比。然後，如果採用了外環功率控制，移動臺將測量出的信幹比與從外環 得到的目標信幹比設置值相比較，如果測量值小於目標設置值，則要求基站增加發射功率， 反之，則要求基站降低功率。
前向基本信道閉環功率控制流程，如附圖一所示。
移動臺需要從接收到的前向(下行)基本業務信道數據比特的QPSK調製信號中測量並計 算出該信道的信幹比。計算此信幹比的最直接方法，是通過統計獲得QPSK信號的均值和方差， 然後計算出均值平方與方差的比值，作為信幹比的測量值。
但是，這裡面存在三個問題(1) 對於前向基本業務信道而言，由於業務的符號比特是未知的，因而QPSK信號中包 含的業務符號碼片的調製分量也是未知的，所以無法估計業務符號比特的均值和方差(後者 即噪聲幹擾的能量)；
(2) 對於QPSK信號包含的I (同相)、Q (正交)兩個分量，如何從中估計出信號和噪 聲(幹擾)的能量，也是一個待解決的問題；
(3) 對於CDMA系統而言，在信道帶寬一定的前提下，業務傳輸速率決定了擴頻增益， 因而其與誤幀率直接相關。因此，為了實現功率控制保證誤幀率的目的，信幹比的估計要求 在信道速率己知的前提下完成。而在前向基本業務信道中，業務速率是動態變化的，這一原 因也決定了不可以使用前向基本業務信道中傳輸的業務符號來計算信幹比。
發明內容
設計目的為解決上述問題，從而較準確地估計出前向基本信道的信幹比，本發明提出
一種基於功率控制比特估計FDD模式CDMA系統前向(下行)基本業務信道的信幹比的算法， 該算法稱之為PCB 0nly方法。
設計方案為了估計前向基本信道中的信號比特能量Eb，需要沿著已知速率信號的主要 分量來估計功率。既然FDD模式CDMA系統的前向基本業務信道中，除了功率控制比特(PCBs) 之外，所有比特速率都是可變的，因而PCBs是唯一可用於這一估計的候選比特。PCBs總是 以全速率發送的，因此，利用PCBs獲得的Eb/Nt (Nt表示幹擾)可以直接使用，而不需要根 據Eb/Nt設定值來確定門限。
幹擾Nt可由下面的兩種方法中的一種進行估計
(1) 估計己知信號的方差。對於FDD的CDMA技術而言，這意味著為移動臺提供前向基 本業務信道的同一cell (小區)的導頻信號的方差。
(2) 如果可能的話，估計接收信號的正交分量的能量。在FDD的CDMA技術中，對於PCBs 是提供這樣的正交分量的。它們總是成對發送，因而減少了信號的一個自由度。這一方式同 樣適用於接收機。
下面先討論第一種方法。
第一種方法是採用組合導頻信號估計前向基本信道的信幹比，即通過組合導頻信號，用 統計得出的組合的導頻信號的方差來估算幹擾功率Nt，用統計得出的前向基本業務信道傳輸 符號幅度的平方的均值來估算信號功率Eb。這就涉及到CDMA移動臺中採用的Rake接收機及 Finger的解調處理過程。具體闡述如下
在CDMA移動臺(終端)中，Rake接收機用於處理經多徑傳輸到達移動臺的無線信號。 不同路逕到達移動臺的無線電信號，往往具有不同的傳輸遲延，傳輸遲延與無線電信號傳輸到達移動臺的路徑相關。Rake接收機中，解調某一特定傳輸遲延的無線電信號的硬體電路或 軟體稱之為一個"FINGER"。通常一個Rake接收機有3或4個FINGER,即可以同時解調3或 4個不同傳輸遲延的無線電信號。Rake接收機對爭部FINGER輸出的信號做時序對齊，然後對 這些信號進行合成，輸出一個信噪比遠遠高於單個FINGER輸出的信號。
CDMA移動臺中，經天線接收到的(CDMA基站發射的)無線電信號，在經過接收放大器、 射頻下變頻、接收帶通濾波、自動增益控制等一系列處理，按照不同的遲延，輸入到不同的 Finger作為原始I和Q信號。這些原始I和Q信號，包含業務I和Q信號，以及導頻I和Q 信號。
每一個Finger的原始I和Q信號，首先經過一個正交解擴展器(QDS)實現CDMA解擾 碼處理。對於cdma2000而言，是用PN (偽隨機碼)碼解擾。而對於WCDMA，則是採用Gold 碼解擾。
每一個Finger解擾後的信號分成兩路， 一路送往業務信號恢復電路，取出有噪聲的業 務誤信號。另一路送往導頻信號恢復電路，取出有噪聲的導頻信號。然後再針對業務信號和 f頻信號，分別合併不同Finger的輸出。
在對來自多個Finger的輸出進行合併(組合)前，需要對不同Finger的輸出進行不同 的加權處理。在本發明給出的信幹比估計算法中，利用導頻信號的單極點濾波得到加權係數， 並利用複數乘法器實現Finger輸出的加權處理。為了達到這個目的，需要在Rake接收機的 每個Finger分量的硬體中加入一個複數乘法器(2元點積)。
之後，業務信號通道(或導頻信號通道)的各個Finger的加權輸出經過相位對齊以及時 間對齊，DSP固件合併(業務或導頻的)全部Finger的加權輸出獲得組合的業務信號(或導頻 信號)。
在完成上述組合之後，幹擾Nt的估計是作為導頻信號的方差來計算的。這裡組合後的導 頻信號是通過每符號間隔採樣一次而獲得，用下式表示
=formula see original document page 7這裡"W是AWGN噪聲分量，yW是ISI (符號間幹擾)分量，c(W通常是常量或具有似 穩態(pseudo-stationary)特性，噪聲和ISI具有零均值、IID過程、近高斯特性。因此組
合後的導頻的方差是
formula see original document page 7同樣地，前向基本業務信道中信號也可表示為
formula see original document page 7上式中的符號具有與(EQL)中對應符號ffi"對等的定義。這樣，'解碼器經受的噪聲功率為 w,= f^(;r)，"r("> (FQ4)
如果我們假定^w (經導頻信道接收到的ISI)和WW (經前向基本業務信道收到的ISI)
是相同的(或統計意義上的相同)，那麼我們可按導頻信號的變化估計Nt:
W, = ^(^)+P。i"(小P。々)=Par^+r一 (EQ5)
一般來說，無論如何，這不是一個有效的假設。因為，對十自幹擾(由於TX/RX濾波器 和/或信道的頻率特性畸變造成)帶來的1S1功率，它的強度取決於信道自身的功率。導頻 信道是強信號信道，因而往往存在更多的ISI。這正是導頻組合方法的缺點。而我們提出的 另一種方法則可以克服這一弱點。
第二種前向基本信道信千比估計方法是PCB ONLY方法，闡述如下
PCB Only方法依賴於這樣一個事實在每個功率控制群中的發送的PCB符號和功率都相 同並以兩個正交相位同時發送。這就意味著對PCB符號來說，QPSK信號簡化為一種BPSK的 特殊情形。然而， 一個標準的QPSK接收機可用來解調這些符號。這就意味著有一個噪聲分量 與信號軸正交，可以用於估計Nt。
I和Q為PCB符號(經過多徑後)正交I、 Q的採樣值。定義x和y為 x=I+Q (EQ6) y=I~Q (EQ7) 將PCB中無噪聲的接收信號分量的絕對值記作a，那麼，信號結構(即信號的幅度範圍) 可以表示為
U' Q) = {±a， ±a} (EQ8) 等價地，在x-y軸上，信號結構為
{x, y} = {±aV^，0} (EQ9) 加上沿x和y方向的噪聲分量nx和ny，含噪的信號為
{x，y} = {±aV^+nx， ny } (EQ10) 則可以得到Eb的估計為
4 2 (EQ11)
注意到，由於衰落和前向信道功率控制,a不是常量，在每個功率控制群都會變化。因而， 為了完成前向信道功率控制的目的，只能採用每一個PCBs的採樣獲得含噪信號的瞬時估計
formula see original document page 8既然噪聲分量nx和ny是IID的，因而"對Ni的估訃只需要統計二者中的一個的方差即可獲得。
;f = KxK V = ￡(々=柳-e卩) (EQ i 3 )
噪聲過程被期望是似穩的，也就是說它隨時間較慢地變化。因此， 一個洩漏評估器—— 即單極點濾波ll^——被用來估計噪聲功率
—=—-u+<i-卿-g)2 (EQ14)
最後，用Eb估計和Nt估計的比值獲得信千比Eb/Nt的估計。之後，根據內環功控設定 值，對信幹比Eb,/Nt的估計設定一個門限值，從而獲得前向功率控制的判決函數FPC (k):
FPCW =爐
如'
rue"
卿5)
在某些無線配置中，會在同一PCG中發送多對PCBs。然而，這些PCBs的符號總是相同 的。在這些無線配置中，每一個PCB對的I和Q分量可以分別相加而獲得每個正交分量之和。 這些正交分量之和可以根據已確知的PCB的數量，並根據上述方程計算而獲得。
當移動臺處於涉及多個基站的軟切換狀態時，對每個基站前向基本業務信道的Eb/Nt的 估計可以根據該基站發送的PCB而分別完成。
對比導頻組合方法，PCB Only方法具有如下的優點
(1) 很少的算法開銷，只有兩個平方操作， 一個濾波器操作和一個除法操作。
(2) 整個操作可在固件中完成，無須其它的硬體/固件、軟體模塊。
(3) 導頻組合方法一般包含多個複數乘法(每個路徑一個)和加法，當處於軟切 換情形時，需要對每一個導頻(來自基站)分別處理。這是一個複雜得多的過程，需要使用 附加的硬體專用模塊在碼片的水平級處理。因此，該方法不是自包含的，而需要其它模塊。
(4) 導頻組合方法依賴於對導頻信號方差的估計，同時要估計其均值。這意味著 要構建一個含2N個計算單元的附加模塊。其中，N是方差估計器使用的導頻符號的數目。而 PCB Only模塊則不需要這樣的計算複雜度。
與導頻組合方法相比，PCB Only估計方法的缺點是在估計Nt估計時使用較少的數據。 這導致Eb/Nt的估計具有較高的方差。不過，仿真結果證明估計方差的增加是可控的，在 閉環仿真中沒有導致任何不利結果。
可以採用DSP固件實現PCB Only Eb/Nt估計算法。PCB Only算法的過程比較簡單，由以下 歩驟構成
(1)採用上述(EQ6)和(EQ7)，對同一PCG中不同的PCB對的正交分量求和並對分量 進行E-A取樣formula see original document page 10
式中，I和Q為PCB符號的正交I、 Q的採樣值。 (2)乘法運算(平方)以得到Eb和瞬時的Nt估計: 含噪信號Eb的瞬時估計為
formula see original document page 10對噪聲Nt的瞬時估計為
A = y。 =￡(《》=柳-ei2)
(3) 單極濾波以得到濾波後的Nt估計
(4) Eb除以Nt得到Eb/Nt。
(5) 統計該PCG中多個瞬時信幹比的均值，獲得該PCG的前向基本業務信道的信幹比的估計。
(6) 設定Eb/Nt門限點以獲得前向功控決策
仿真研究表明，PCB Only算法更適宜作為基本業務信道的Eb/Nt估計算法。做此選擇的 原因是它比導頻組合簡單，而且兩者性能非常接近。
仿真研究表明，PCB Only算法獲得的Eb/Nt估計值與實際Eb/Nt值之間存在一個線性偏 離。為了將PCBOnly算法獲得的Eb/Nt估計轉換成目標期望值，需要估計出一個小的校準因 子，用於完成這種轉換。並且，Eb/Nt門限點也需要曲線校準，以消除PCBOnly估計器存在 的估計偏離。通過前向閉環功控的外環使用校準後的Eb/Nt門限點，實現校準的前向功率控 制。這一校準是線性的，即是通過乘以常數而完成。
本發明與背景技術相比，計算簡捷，計算精度高，節約資源，易於在手機與嵌入式設備 中實現。
圖1是前向基本信道閉環功率控制流程示意圖。
圖2是基於PCB ONLY方法估計前向基本信道信幹比的流程圖。
具體實施方式
-.
實施例1:參照附圖1。附圖1說明的是前向基本業務信道閉環功率控制過程。CDMA基 站除了向移動臺(終端)發送業務信號(在與移動臺通信的情況下)之外，還會始終不斷地 向移動臺發送導頻信號、同步信號，以及公共控制信號。基站發送的各種信號， 一般都經過多徑衰落到達移動臺。移動臺利用Rake接收機將多徑 傳輸的信號的主要分量提取出來。Rake接收機的每一個FINGER提取一條特定傳輸路徑(對 應於一個特定時間遲延)的信號抽取出來。Rake接收機將多個FINGER輸出信號的相位對齊， 這樣多個FINGER的輸出就可以合併成一個信號。
為了實現對前向(下行)業務信號進行功率控制，移動臺利用正交的信道化碼從接收到 的信號中分離出導頻信號和業務信號後，需要測量業務信號的信幹比SIR-Eb/Nt。 Eb是業務 信號功率，Nt是噪聲幹擾功率。在測量出SIR值之後，移動臺將測量到的SIR值與預先設定 的信幹比門限值相比較，如果測量值高於門限值，就通知基站降低功率，反之，通知基站提 高功率。這就是前向內環功控。
如果前向內環功控的信幹比門限值是由移動臺通過實時計算誤幀率而產生的，那麼這種 通過計算誤幀率而產生信幹比門限值的過程就叫做外環。採用外環的前向功率控制，叫做前 向外環功控。如附圖1中就採用了外環和前向外環功控。
實施例2:在每個功率控制群中的發送的PCB符號和功率都相同並以兩個正交相位同時 發送。 一個標準的QPSK接收機可用來解調這些符號。這就意味著有一個噪聲分量與信號軸正 交，可以用於估計Nt。
I和Q為 PCB符號(經過多徑後)正交I、 Q的採樣值。定義x和y為 x=I+Q (EQ6) y=I-Q 卿)
將PCB中無噪聲的接收信號分量的絕對值記作a，那麼，信號結構(即信號的幅度範圍) 可以表示為
{1， Q} = {±a， ±a} (EQ8) 等價地，在x-y軸上，信號結構為
{x，y} = {±a^，0} (EQ9) 加上沿x和y方向的噪聲分量nx和ny，含噪的信號為
{x， y} = {±a+nx， ny } (EQio〉 則可以得到Eb的估計為
s 2 (EQ11)
注意到，由f衰落和前向信道功率控制，a不是常量，在每個功率控制群都會變化。因 而，為了完成前向信道功率控制的目的，只能採用每一個PCBs的採樣獲得含噪信號的瞬時估 計formula see original document page 12(EQ12)
既然噪聲分量nx和ny是IID的，因而對Nt的估計只需要統計二者中的一個的方差即可 獲得。
formula see original document page 12 (EQ13)
噪聲過程被期望是似穩的，也就是說它隨時間較慢地變化。因此， 一個洩漏評估器——
即單極點濾波器——被用來估計噪聲功率
(EQ14)formula see original document page 12
最後，用Eb估計和Nt估計的比值獲得信幹比Eb/Nt的估計。之後，根據內環功控設定 值，對信幹比Eb/Nt的估計設定一個門限值，從而獲得前向功率控制的判決函數FPC (k):
如'
(EQ15)formula see original document page 12
在某些無線配置中，會在同一PCG中發送多對PCBs。然而，這些PCBs的符號總是相同 的。在這些無線配置中，每一個PCB對的I和Q分量可以分別相加而獲得每個正交分量之和。 這些正交分量之和可以根據己確知的PCB的數量，並根據上述方程計算而獲得。
當移動臺處於涉及多個基站的軟切換狀態時，對每個基站前向基本業務信道的Eb/Nt的 估計可以根據該基站發送的PCB而分別完成。
實施例3:參照附圖2。附圖2是實際的移動臺中，採用PCB ONLY方法估計前向基本信 道信幹比的具體流程圖。可以採用DSP固件實現PCB Only Eb/Nt估計算法。PCB Only算法 的過程比較簡單，由以下步驟構成
(1)採用上述(EQ6)和(EQ7)，對同一PCG中不同的PCB對的正交分量求和並對分量
進行i:-A取樣
x=I+Q y=I-Q
式中，I和Q為PCB符號的正交I、 Q的採樣值。 (2)乘法運算(平方)以得到Eb和瞬時的Nt估計 含噪信號Eb的瞬時估計為
(EQ6) formula see original document page 12(EQ7)formula see original document page 12
對噪聲Nt的瞬時估計為
(EQ12)formula see original document page 12
(EQ13)formula see original document page 12Ay = ,*-l) + (l-Wa-2r (EQ14)
(4) Eb除以Nt得到Eb/Nt。
(5) 統計該PCG中多個瞬時信幹比的均值，獲得該PCG的前向基本業務信道的信幹比的估計。
(6) 設定Eb/Nt門限點以獲得前向功控決策
仿真研究表明，PCBOnly算法更適宜作為基本業務信道的Eb/Nt估計算法。做此選擇的 原因是它比導頻組合簡單，而且兩者性能非常接近。
仿真研究表明，PCB Only算法獲得的Eb/Nt估計值與實際Eb/Nt值之間存在一個線性偏 離。為了將PCBOnly算法獲得的Eb/Nt估計轉換成目標期望值，需要估計出一個小的校準因 子，用於完成這種轉換。並且，Eb/Nt門限點也需要曲線校準，以消除PCBOnly估計器存在 的估計偏離。通過前向閉環功控的外環使用校準後的Eb/Nt門限點，實現校準的前向功率控 制。這一校準是線性的，即是通過乘以常數而完成。
圖1中，內環功控:移動臺用接收到的Eb/No與目標值比較，調整基站發射功率;外環功控: 移動臺根據目標前向誤幀率(FFER)調整目標Eb/No的設置。
需要理解到的是上述實施例雖然對本發明作了比較詳細的說明，但是這些說明只是對 本發明說明性的，而不是對本發明的限制，任何不超出本發明實質精神內的發明創造，均落 入本發明的保護範圍內。
權利要求
1、一種FDD模式的CDMA系統中前向基本業務信道信號幹擾比的估計方法，其特徵是在一個功率控制群PCG中，用每一個功率控制比特PCB的I、Q信號幅度和的平方的1/2作為含噪信號的瞬時功率估計，以該功率控制比特PCB的I、Q信號幅度差的平方作為噪聲幹擾的瞬時功率估計，從而僅利用功率控制群PCG中每一個功率控制比特PCB的I、Q信號幅度計算出若干個瞬時信幹比，再通過統計該功率控制群PCG中多個瞬時信幹比的均值，獲得該功率控制群PCG的前向基本業務信道的信幹比的估計。
2、 根據權利要求1所述的FDD模式的CDMA系統中前向基本業務信道信號幹擾比的估計方法， 其特徵是(l)對同一功率控制群PCG中不同的功率控制比特PCB對的正交分量求和並對分量進行 E-A取樣x=I+Q (EQ6) y=I-Q (EQ7) 式中，I和Q為功率控制比特PCB的正交I、 Q的採樣值； (2)乘法運算以得到Eb的瞬時估計，以及瞬時的Nt估計 含噪信號Eb的瞬時估計為formula see original document page 2 (EQ12)對噪聲Nt的瞬時估計為formula see original document page 2(EQ13 )(3) 單極濾波以得到濾波後的Nt估計formula see original document page 2 (EQ14)(4) Eb除以Nt得到Eb/Nt;(5) 統計該功率控制群PCG中多個瞬時信千比的均值，獲得該功率控制群PCG的前向基 本業務信道的信幹比的估計；(6) 設定Eb/Nt門限點以獲得前向功控決策。
全文摘要
本發明提出一種基於功率控制比特的估計FDD模式的CDMA系統中前向基本業務信道信號幹擾比的算法，用於實現FDD模式的CDMA系統中前向下行基本業務信道的內環和外環功率控制。即在一個PCG中，用每一個PCB的I、Q信號幅度和的平方的1/2作為含噪信號的瞬時功率估計，以該PCB的I、Q信號幅度差的平方作為噪聲幹擾的瞬時功率估計，從而僅利用PCG中每一個PCB的I、Q信號幅度計算出若干個瞬時信幹比。再通過統計該PCG中多個瞬時信幹比的均值，獲得該PCG的前向基本業務信道的信幹比的估計。
文檔編號H04L25/02GK101309239SQ200710181348
公開日2008年11月19日 申請日期2005年9月13日 優先權日2005年9月13日
發明者彭文振, 侃 臧, 許曉斌 申請人:浙江華立通信集團有限公司