信道估計方法和信道估計裝置的製作方法

2023-05-13 23:21:16 2

專利名稱：：信道估計方法和信道估計裝置的製作方法
技術領域：
：本發明涉及通信
技術領域：
，尤其涉及一種信道估計方法和信道估計裝置。
背景技術：
：在LTE(LongTermEvolution,長期演進)無線通信系統中，OFDM(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing,正交頻分復用)是其核心的物理層技術，其把數據流調製在多個正交的子載波上，正交子載波之間頻譜可重疊，使得頻譜利用率大大提高。參照圖l，在OFDM系統中，傳輸的信號可以通過資源柵格來描述，資源柵格將整個時域和頻域的資源以資源粒子(RE，ResourceElement)的形式表示出來，資源粒子即圖1中的最小方格，它對應於頻域上的一個子載波和時域上的一個符號(symbol)的時間長度。0Fmi系統中所有需要傳輸的信息都是通過資源粒子來承載。由於無線信道不僅存在由多徑傳播引起的頻率選擇性衰落，而且遭受都卜勒頻移帶來的時間選擇性衰落，為了正確解調數據，接收機需要知道所有RE位置上的信道情況。根據LTE協議要求，發射機在發送數據同時，還發送參考信號(RS，ReferenceSignal)，即在特定的資源粒子位置插入已知的參考信號，接收機可以基於參考信號進行信道估計。具體的，接收機首先提取參考信號位置上的接收信號；根據參考信號位置上的接收信號和接收機存儲的本地參考信號，計算參考信號位置上的信道粗估計；然後採用插值濾波器對參考信號位置上的信道粗估計進行插值處理，得到所有RE位置上的信道估計。在使用插值濾波器對參考信號位置上的信道粗估計進行插值處理時，可以採用二維時頻濾波器進行時頻域插值。然而，由於二維時頻濾波器在實際工程實現上不易實現，因此，在信道是廣義平穩非相關散射信道時，可以採用兩個級聯的一維濾波器進行時頻域插值。現有技術中可以採用固定模型的Wiener(維納)濾波器進行頻域信道估計，其在預處理階段完成濾波器設計，由於不需要實時進行濾波器係數更新，在信道估計時大大降低了信道估計的複雜度。但是由於採用的是固定係數，因此不能自適應的進行信道估計，在某些信道環境下可能會由於模型失配而導致信道估計很差，系統性能較低。現有技術中也可以採用基於PDP(PowerDelayProfile，功率時延譜)的自適應Wiener濾波器的頻域信道估計，採用自適應的Wiener濾波器對頻域信道估計的性能較高，然而，由於需要實時進行濾波器係數更新，其運算複雜度也比較高。
發明內容有鑑於此，本發明提供一種信道估計方法和信道估計裝置，在保證信道估計性能的前提下，極大地降低了系統運算複雜度。為解決上述問題，本發明提供一種信道估計方法，包括以下步驟獲取參考信號位置上的信道粗估計；獲取所述參考信號位置上的信道粗估計在時域上的多徑時延估計，並根據所述多徑時延估計確定需要採用的頻域插值濾波器的截止頻率；從存儲的頻域插值濾波器組中，選擇與所述截止頻率對應的第一頻域插值濾波器；採用所述第一頻域插值濾波器和時域插值濾波器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行插值處理，得到所有資源粒子位置上的信道估計。所述從存儲的頻域插值濾波器組中，選擇與所述截止頻率對應的第一頻域插值濾波器，之前還包括存儲所述頻域插值濾波器組，所述頻域插值濾波器組由多個截止頻率不同的頻域插值濾波器組成。所述多徑時延估計包括多徑時延粗估計和最強多徑時延估計，所述獲取所述參考信號位置上的信道粗估計在時域上的多徑時延估計，具體為將所述參考信號位置上的信道粗估計變換到時域，得到時域多徑信號，並能夠根據所述時域多徑信號，得到時域多徑功率信號；獲取所述時域多徑功率信號的多徑時延粗估計；根據所述多徑時延粗估計，獲取所述時域多徑功率信號的最強多徑時延估計。所述採用所述第一頻域插值濾波器和時域插值濾波器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行插值處理，得到所有資源粒子位置上的信道估計，具體為採用所述時域插值濾器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行時域插值處理，得到所述參考信號位置上的時域信道估計；採用所述第一頻域插值濾波器對所述參考信號位置上的時域信道估計進行頻域插值處理，得到所有資源粒子位置上的信道估計。所述採用所述第一頻域插值濾波器和時域插值濾波器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行插值處理，得到所有資源粒子位置上的信道估計，具體為採用所述第一頻域插值濾波器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行頻域插值處理，得到所述參考信號位置上的頻域信道估計；採用所述時域插值濾器對所述參考信號位置上的頻域信道估計進行時域插值處理，得到所有資源粒子位置上的信道估計。所述採用所述第一頻域插值濾波器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行頻域插值處理，之前還包括對所述參考信號位置上的信道粗估計進行線性補償，得到補償後的參考信號位置上的信道粗估計。採用所述第一頻域插值濾波器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行頻域插值處理，得到所述參考信號位置上的頻域信道估計，之後還包括將所述參考信號位置上的頻域信道估計乘以所述第一頻域插值濾波器的補償係數，得到補償後的參考信號位置上的頻域信道估計。所述補償係數是通過將預設歸一化訓練序列輸入所述第一頻域插值濾波器後取反而得到。所述採用所述第一頻域插值濾波器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行頻域插值處理，得到所述參考信號位置上的頻域信道估計，之後還包括根據所述多徑時延估計，判斷是否需要對所述參考信號位置上的頻域信道估計進行抗鏡像補償；如果需要，則將所述參考信號位置上的頻域信道估計變換到時域，得到第一時域信號，對所述第一時域信號進行線性去鏡像或直接置零處理，得到第二時域信號，將所述第二時域信號變換到頻域，得到新的參考信號位置上的頻域信道估計。所述頻域插值濾波器組為採用Parks-McClellan算法設計的等波紋FIR可變截止頻率的濾波器組，所述等波紋FIR可變截止頻率的濾波器組採用多相分解結構；所述時域插值濾器為線性插值濾波器。本發明還提供一種信道估計裝置，包括信道粗估計模塊，用於獲取參考信號位置上的信道粗估計；截止頻率確定模塊，用於獲取所述參考信號位置上的信道粗估計在時域上的多徑時延估計，並根據所述多徑時延估計確定需要採用的頻域插值濾波器的截止頻率；濾波器選擇模塊，用於從存儲的頻域插值濾波器組中，選擇與所述截止頻率對應的第一頻域插值濾波器；插值處理模塊，用於採用所述第一頻域插值濾波器和時域插值濾波器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行插值處理，得到所有資源粒子位置上的信道估計。所述信道估計裝置還包括存儲模塊，用於存儲所述頻域插值濾波器組，所述頻域插值濾波器組由多個截止頻率不同的頻域插值濾波器組成。所述截止頻率確定模塊包括變換模塊，用於將所述參考信號位置上的信道粗估計變換到時域，得到時域多徑信號，並根據所述時域多徑信號，得到時域多徑功率信號；多徑時延粗估計獲取模塊，用於獲取所述時域多徑功率信號的多徑時延粗估計；最強多徑時延估計獲取模塊，用於根據所述多徑時延粗估計，獲取所述時域多徑功率信號的最強多徑時延估計。所述插值處理模塊包括第一處理模塊，用於採用所述時域插值濾器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行時域插值處理，得到所述參考信號位置上的時域信道估計；第二處理模塊，用於採用所述第一頻域插值濾波器對所述參考信號位置上的時域信道估計進行頻域插值處理，得到所有資源粒子位置上的信道估計。所述插值處理模塊還包括第三處理模塊，用於採用所述第一頻域插值濾波器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行頻域插值處理，得到所述參考信號位置上的頻域信道估計；第四處理模塊，用於採用所述時域插值濾器對所述參考信號位置上的頻域信道估計進行時域插值處理，得到所有資源粒子位置上的信道估計。所述插值處理模塊還包括第一補償模塊，用於對所述參考信號位置上的信道粗估計進行線性補償，得到補償後的參考信號位置上的信道粗估計。所述插值處理模塊還包括第二補償模塊，用於將所述參考信號位置上的頻域信道估計乘以所述第一頻域插值濾波器的補償係數，得到補償後的參考信號位置上的頻域信道估計。所述插值處理模塊還包括判斷模塊，用於根據所述多徑時延估計，判斷是否需要對所述參考信號位置上的頻域信道估計進行抗鏡像補償；抗鏡像補償模塊，用於在需要對所述參考信號位置上的頻域信道估計進行抗鏡像補償時，將所述參考信號位置上的頻域信道估計變換到時域，得到第一時域信號，對所述第一時域信號進行線性去鏡像或直接置零處理，得到第二時域信號，將所述第二時域信號變換到頻域，得到新的參考信號位置上的頻域信道估計。本發明具有以下有益效果根據信道情況不同，從預先存儲的頻域插值濾波器組中，選擇不同截至頻率的頻域插值濾波器進行頻域插值處理，可以達到自適應信道估計的效果，與現有技術中採用固定模型的維納濾波器進行信道估計的方法相比，提高了系統性能；另外，由於濾波器是從預先存儲的頻域插值濾波器組中選擇，因此，與現有技術中採用完全自適應的維納濾波器進行信道估計的方法相比，大大降低了系統運算複雜度；再有，由於在惡劣信道環境下增加了抗鏡像補償功能，因此，能夠在保證信道估計性能的同時，又不會產生鏡像混疊。圖1為現有技術中的OFDM系統中的資源柵格的結構示意圖；圖2為本發明實施例的信道估計方法的一流程示意圖；圖3為本發明實施例的信道估計方法的另一流程示意圖；圖4為本發明實施例的信道估計裝置的一結構示意圖；圖5為本發明實施例的信道估計裝置的另一結構示意圖；圖6為本發明實施例的信道估計裝置的又一結構示意圖；圖7為本發明實施例的EPA信道模型的仿真結果示意圖；圖8為本發明實施例的ETU信道模型的仿真結果示意圖。具體實施例方式在描述本發明實施例之前，首先對本發明實施例中採用的運算符號和變量的定義進行簡單說明。一、運算符號定義如下FFT快速傅立葉變換IFFT快速逆傅立葉變換RE(O信號取實部運算max{}取序列的最大值*min{}取序列的最小值氺求巻積運算符二、變量定義如下N濾波器階數頻域插值倍數M時域插值符號間距離Dpass濾波器通帶波紋指標Dstop濾波器阻帶衰減指標fc濾波器截止頻率K0頻域插值濾波器輸入序列長度test(k)頻域插值濾波器輸入的訓練序列testout(k)訓練序列通過頻域插值濾波器的輸出結果comp(k)頻域插值濾波器的補償係數參考信號位置上的信道粗估計頻域響應參考信號位置上的信道粗估計的時域響應y(n)參考信號位置上的信道粗估計的時域響應功率多徑時延估計的判決門限HCHE(K)頻域信道估計的頻域響應HCHE(n)頻域信道估計的時域響應kslope鏡像補償直線斜率下面結合附圖和實施例，對本發明的具體實施方式作進一步詳細描述。如圖2所示為本發明實施例的信道估計方法的一流程示意圖，所述信道估計方法應用於LTE系統中，具體包括以下步驟步驟201，獲取參考信號位置上的信道粗估計。該步驟的具體實現方法可以為提取參考信號位置上的接收信號；根據所述參考信號位置上的接收信號以及存儲的本地參考信號，利用最小二乘算法或者其他算法，計算參考信號位置上的信道粗估計。步驟202，獲取所述參考信號位置上的信道粗估計在時域上的多徑時延估計，並根據所述多徑時延估計確定需要採用的頻域插值濾波器的截止頻率。該步驟中，由於是根據當前信道的時延情況(多徑時延估計)，確定需要採用的頻域插值濾波器的截止頻率，因而，可以達到自適應信道估計的效果。步驟203，從存儲的頻域插值濾波器組中，選擇與所述截止頻率對應的第一頻域插值濾波器。可以理解的是，在執行步驟203之前，還包括存儲所述頻域插值濾波器組的步驟，所述頻域插值濾波器組由多個截止頻率不同的頻域插值濾波器組成，每一頻域插值濾波器的濾波器係數均不同。所述頻域插值濾波器組為採用Parks-McClellan算法設計的等波紋FIR可變截止頻率的濾波器組，以保證在相同的設計指標下的濾波器階數最低。採用Parks-McClellan算法，可以使得實際濾波器的頻率響應H(eJ")與理想濾波器的頻率響應Hd(eJ")間的最大絕對值誤差最小。所述頻域插值濾波器組可以採用高效的多相分解實現結構，以提高計算效率，降低系統功耗。舉例進行說明，一階數N為24的濾波器，插值倍數為L=6，濾波器的原型為H(z)=h(0)+h(l)z—丄+h(2)z—2+.+h(ll)z—"+h(12)z—12+h(11)z—13+...+h(2)z—22+h(1)z—23+h(0)z—24採用多相分解結構後的濾波器各分支為formulaseeoriginaldocumentpage10步驟204，採用所述第一頻域插值濾波器和時域插值濾波器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行插值處理，得到所有資源粒子位置上的信道估計。該步驟中，可以採用兩種插值方法對所述參考信號位置上的信道粗估計進行插值處理第一種插值方法為先時域插值，再頻域插值，艮卩首先採用所述時域插值濾器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行時域插值處理，得到所述參考信號位置上的時域信道估計；然後，採用所述第一頻域插值濾波器對所述參考信號位置上的時域信道估計進行頻域插值處理，得到所有資源粒子位置上的信道估計。第二種插值方法為先頻域插值，再時域插值，艮卩首先採用所述第一頻域插值濾波器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行頻域插值處理，得到所述參考信號位置上的頻域信道估計；然後，採用所述時域插值濾器對所述參考信號位置上的頻域信道估計進行時域插值處理，得到所有資源粒子位置上的信道估計。下述實施例中，均採用第二種插值方法(即先頻域插值，再時域插值)對所述參考信號位置上的頻域信道估計進行時域插值處理為例進行說明。通過上述實施例提供的信道估計方法，根據信道情況不同，從預先存儲的頻域插值濾波器組中，選擇不同截至頻率的頻域插值濾波器進行頻域插值處理，可以達到自適應信道估計的效果，與現有技術中採用固定模型的維納濾波器進行信道估計的方法相比，提高了系統性能；另外，由於濾波器是從預先存儲的頻域插值濾波器組中選擇，因此，與現有技術中採用完全自適應的維納濾波器進行信道估計的方法相比，大大降低了系統運算複雜度。由於頻域插值濾波器自身的過渡帶會影響信道估計性能，因此，可以採用補償技術，以消除頻域插值濾波器自身對信道估計性能的影響。此時，上述實施例中，採用第一頻域插值濾波器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行頻域插值處理的方法可以具體包括以下步驟步驟一，對參考信號位置上的信道粗估計進行線性補償，得到補償後的參考信號位置上的信道粗估計；該線性補償步驟在所述第一頻域插值濾波器執行頻域插值之前執行，以減小輸入所述第一頻域插值濾波器的信號進行前向和後向預測可能產生的誤差。具體的，對所述參考信號位置上的信道粗估計進行線性補償的方法可以為在所述參考信號位置上的信道粗估計的前後各添加一個值。步驟二，採用所述第一頻域插值濾波器對所述補償後的參考信號位置上的信道粗估計進行頻域插值處理，得到所述參考信號位置上的頻域信道估計；步驟三，獲取所述第一頻域插值濾波器的補償係數；步驟四，將所述參考信號位置上的頻域信道估計乘以所述補償係數，得到補償後的參考信號位置上的頻域信道估計。下面將詳細說明本發明實施例的頻域插值濾波器組的補償係數的設計方法。可以將預設歸一化訓練序列，例如歸一化訓練序列{1，l，...，1}，分別輸入所述頻域插值濾波器組中的不同的頻域插值濾波器，並對輸出序列取反，得到所述頻域插值濾波器組中每一頻域插值濾波器的補償係數。在具體實現時，可以預先將補償係數與其所對應的頻域插值濾波器存儲在一存儲器中。對於一N階濾波器插值倍數L，需要存儲的補償係數個數為l-丄-I。例如，一N=24階的濾波器，由於濾波器自身響應所需要補償的係數個數為N-1=23個，另外，由於對輸出序列的取值從L+N/2+l=19開始，故所需存儲的補償係數僅為5個。下面舉例對上述信道估計方法進行詳細說明，如圖3所示為本發明實施例的信道估計方法的另一流程示意圖，所述信道估計方法包括以下步驟步驟301，設置頻域插值濾波器組；假設採用Parks-McClellan算法設計一上採樣L=6的頻率插值濾波器組，所述頻率插值濾波器組包括四個頻率插值濾波器，所述頻率插值濾波器組的設計指標如表1所示表1頻率插值濾波器組的設計指標參數取值說明N24原型濾波器階數Dpass0.OldB通帶波紋Dstop60dB阻帶衰減0.1Ji、0.13Ji、0.16Ji、0.2Ji截止頻率組從表1中可以看出，該頻域插值濾波器組中的每一插值濾波器的通帶波紋、阻帶衰減和濾波器階數均相同，僅濾波器截止頻率不同，該截止頻率可以根據LTE協議提供的典型信道環境獲得。步驟302，設置頻域插值濾波器組的補償係數；分別將預設歸一化的訓練序列輸入頻域插值濾波器組中的每一頻域插值濾波器，例如，輸入一序列長為K。的全1序列test(k)={1，l，...，1}，所述頻域插值濾波器組中每11一頻域插值濾波器的輸出序列為0139]testout(k)=test(k)#i(k)，kG[1，LK0]0140]對所述輸出序列取反，得到每一頻域插值濾波器的補償係數。0141]步驟303，參考信號位置上的信道粗估計；0142]首先，提取參考信號位置上的接收信號YK(1，k);0143]根據所述參考信號位置上的接收信號YK(1，k)以及存儲的本地參考信號XKS(1，k)，利用最小二乘算法計算參考信號位置上的信道粗估計，得到的參考信號位置上的信道粗估計為formulaseeoriginaldocumentpage120145]步驟304，確定需要採用的頻域插值濾波器的截至頻率；0146]首先，對所述參考信號位置上的信道粗估計進行傅立葉反變換，得到時域多徑信formulaseeoriginaldocumentpage12oi48]由所述時域多徑信號/^(/,"),得到時域多徑功率信號;<")=K/,")2;0149]以一參考信號為k。=100為例進行說明，由於信號實部傅立葉的對稱性，只需要求前50點的時域多徑功率信號y(n)，找出最大峰值ym(n)=max{y(n)}。0150]根據時域多徑功率信號的最大峰值ym(n)，確定多徑時延粗估計的判決門限o:formulaseeoriginaldocumentpage120152]其中，ym(n)為時域多徑功率信號的最大峰值，al，a2為信噪比相關值。0153]根據所述判決門限o，找出時域功率信號y(n)>o，nG(0，50]中n的最大值n,作為多徑時延粗估計n。0154]在區間nG(O，nJ中，對所述時域功率信號y(n)，檢測出最強的N徑{yN(i)}，e(0，n》所對應的時延估計位置{PosN(j)，l<j<，並以其中最遠端徑的時延位置PosN(max(j))}作為所述時域多徑功率信號的最強多徑時延估計n2。0155]根據所述多徑時延粗估計ni和信噪比不同區間，初步確定截止頻率粗估計f'c，具體確定方法如表2所示0156]表2截止頻率粗估計選擇0157]tableseeoriginaldocumentpage12tableseeoriginaldocumentpage13計算最強多徑時延估計n2對應的頻率/屍-"T^";結合截止頻率粗估計f'。和最強多徑時延估計頻率fp，確定需要採用的頻域插值濾波器的截止頻率f。，具體選擇方法如表3所示表3插值濾波器截止頻率選擇tableseeoriginaldocumentpage13其中，e為保護因子，經驗值為0.08Ji。步驟305，頻域插值處理及補償；首先，對輸入所述第一頻域插值濾波器的參考信號位置上的信道粗估計進行線性補償；以一序列長度為K。的參考信號為例，補償後的參考信號位置上的信道粗估計為formulaseeoriginaldocumentpage13其次，採用所述第一頻域插值濾波器對補償後的參考信號位置上的信道粗估計進行頻域插值處理，得到一輸出結果formulaseeoriginaldocumentpage13最後，將所述第一頻域插值濾波器的輸出結果的前^-Z-l個點，乘以所述第一頻域插值濾波器的補償係數comp(k)，得到所述參考信號位置上的頻域信道估計HeHE(k)。步驟306，抗鏡像補償；當信道時延擴展較為嚴重，且接近最大時延處有很強的多徑分量時，由於濾波器本身的過渡帶會引入插值後信號的鏡像成分，故需要對信道估計通過一時域去鏡像器消除鏡像影響，以獲得更佳的信道估計。具體的，需要首先判斷多徑環境是否需要進行抗鏡像補償，即最大時延是否超過濾波器設計指標導致弓I入了鏡像混疊。下面舉例進行說明，假設以(ni>30)或者(n2>27)做為閾值門限，超過此門限即執行抗鏡像補償步驟。通過快速逆傅立葉變換(IFFT)，將所述參考信號位置上的頻域信道估計變換到時域，得到一時域信號H咖(n)=IFFT(H咖(k))，nG[l，N];假設可能出現鏡像的區域為(^兀,^^)，採用線性補償處理。假設上採樣倍丄Z丄數L=6，插值後點數N二600，則直線的斜率為、—=——^pj-^-12"6其中，ii為防止線性補償準確性的保護因子。/^ffi(^W+;0為yG[5，15]範圍內的最小值。採用簡單的點斜式計算補償後的信道估計得到去除鏡像的時域信道估計11將時域信道估計轉換到頻域，得到頻域信道估計HeHE(k)=FFT(HeHE(n))。由於信號實虛部的對稱性，理論上在負頻區應該僅存在直流及其加窗效應產生的拖尾，故對負頻區信號進行檢測，將出現的明顯峰值採用線性處理消除峰值鏡像影響，也可以採用直接置零的方法消除鏡像影響。步驟307，時域插值處理；時域線性插值可以採用如下公式實現=(i-壬)/4五(附)+:《朋(附+1)=(m)+4(//c冊(w+1)—//c朋0S"SM其中，M為時域參考信號間插值距離，/4^附)與H，(附+l)為緊鄰的參考信號所如圖4所示為本發明實施例的信道估計裝置的一結構示意圖，所述信道估計裝置用於執行上述實施例中所述的信道估計方法，所述信道估計裝置包括信道粗估計模塊401，用於獲取參考信號位置上的信道粗估計。所述信道粗估計模塊401獲取參考信號位置上的信道粗估計的方法可以為提取參考信號位置上的接收信號；根據所述參考信號位置上的接收信號以及存儲的本地參考信號，利用最小二乘算法或者其他算法，計算參考信號位置上的信道粗估計。截止頻率確定模塊402，用於獲取所述參考信號位置上的信道粗估計在時域上的多徑時延估計，並根據所述多徑時延估計確定需要採用的頻域插值濾波器的截止頻率；具體的，所述多徑時延估計包括多徑時延粗估計和最強多徑時延估計，所述截止頻率確定模塊可以包括變換模塊，用於將所述參考信號位置上的信道粗估計變換到時域，得到時域多徑信號，並根據所述時域多徑信號，得到時域多徑功率信號；多徑時延粗估計獲取模塊，用於獲取所述時域多徑功率信號的多徑時延粗估計；最強多徑時延估計獲取模塊，用於根據所述多徑時延粗估計，獲取所述時域多徑功率信號的最強多徑時延估計。濾波器選擇模塊403，用於從存儲的頻域插值濾波器組中，選擇與所述截止頻率對應的第一頻域插值濾波器；插值處理模塊404，用於採用所述第一頻域插值濾波器和時域插值濾波器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行插值處理，得到所有資源粒子位置上的信道估計。所述插值處理模塊404可以採用兩種插值方法對所述參考信號位置上的信道粗估計進行插值處理第一種插值方法為先時域插值，再頻域插值，即首先採用所述時域插值濾器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行時域插值處理，得到所述參考信號位置上的時域信道估計；然後，採用所述第一頻域插值濾波器對所述參考信號位置上的時域信道估計進行頻域插值處理，得到所有資源粒子位置上的信道估計。對應於該種插值方法，如圖5所示，所述插值處理模塊404包括第一處理模塊4041，用於採用所述時域插值濾器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行時域插值處理，得到所述參考信號位置上的時域信道估計；第二處理模塊4042，用於採用所述第一頻域插值濾波器對所述參考信號位置上的時域信道估計進行頻域插值處理，得到所有資源粒子位置上的信道估計。第二種插值方法為先頻域插值，再時域插值，即首先採用所述第一頻域插值濾波器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行頻域插值處理，得到所述參考信號位置上的頻域信道估計；然後，採用所述時域插值濾器對所述參考信號位置上的頻域信道估計進行時域插值處理，得到所有資源粒子位置上的信道估計。對應於該種插值方法，如圖6所示，所述插值處理模塊404還包括第三處理模塊4043，用於採用所述第一頻域插值濾波器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行頻域插值處理，得到所述參考信號位置上的頻域信道估計；第四處理模塊4044，用於採用所述時域插值濾器對所述參考信號位置上的頻域信道估計進行時域插值處理，得到所有資源粒子位置上的信道估計。下述實施例中，所述插值處理模塊404均採用第二種插值方法(即先頻域插值，再時域插值)對所述參考信號位置上的頻域信道估計進行時域插值處理為例進行說明。15通過上述實施例提供的信道估計裝置，根據信道情況不同，從預先存儲的頻域插值濾波器組中，選擇不同截至頻率的頻域插值濾波器進行頻域插值處理，可以達到自適應信道估計的效果，與現有技術中採用固定模型的維納濾波器進行信道估計的方法相比，提高了系統性能；另外，由於濾波器是從預先存儲的頻域插值濾波器組中選擇，因此，與現有技術中採用完全自適應的維納濾波器進行信道估計的方法相比，大大降低了系統運算複雜度。可以理解的是，在所述濾波器選擇模塊403選擇與所述截止頻率對應的第一頻域插值濾波器之前，所述信道估計裝置還需要存儲所述頻域插值濾波器組，因此，如圖5和圖6所示，所述信道估計裝置還包括存儲模塊405，用於存儲所述頻域插值濾波器組，所述頻域插值濾波器組由多個截止頻率不同的頻域插值濾波器組成。由於頻域插值濾波器自身會引起響應，因此，可以採用補償技術，以消除頻域插值濾波器自身對信道估計性能的影響。此時，如圖6所示，所述插值處理模塊還包括第一補償模塊4045，用於對所述參考信號位置上的信道粗估計進行線性補償，得到補償後的參考信號位置上的信道粗估計。第二補償模塊4046，用於將所述參考信號位置上的頻域信道估計乘以所述第一頻域插值濾波器的補償係數，得到補償後的參考信號位置上的頻域信道估計。當信道時延擴展較為嚴重，且接近最大時延處有很強的多徑分量時，由於濾波器本身的過渡帶會引入插值後信號的鏡像成分，故需要對信道估計通過一時域去鏡像器消除鏡像影響，以獲得更佳的信道估計。此時，如圖6所示，所述插值處理模塊還包括判斷模塊4047，用於根據所述多徑時延估計，判斷是否需要對所述參考信號位置上的頻域信道估計進行抗鏡像補償；抗鏡像補償模塊4048，用於在需要對所述參考信號位置上的頻域信道估計進行抗鏡像補償時，將所述參考信號位置上的頻域信道估計變換到時域，得到第一時域信號，對所述第一時域信號進行線性去鏡像或直接置零處理，得到第二時域信號，將所述第二時域信號變換到頻域，得到新的參考信號位置上的頻域信道估計。下面以LTE協議中的EPA(ExtendedPedestrianA)禾PETU(ExtendedTypicalUrbanmodel)信道模型為例，分別對本發明實施例的頻域插值濾波器、現有技術中的固定模型的維納頻域插值濾波器以及完全自適應的維納頻域插值濾波器的性能進行仿真。其中，EPA信道是針對普通步行環境，ETU信道是針對典型的郊區環境。本發明實施例中使用的仿真參數如表4所示表4仿真參數帶寬謂Hz循環前綴(CP)普通調製方式16QAM16帶寬謂Hz發送天線個數1接收天線個數1頻域子載波個數600頻域參考信號個數100信道模型EVA、ETU表5為EPA信道模型的具體參數表5EPA信道模型參數信道多徑時延(ns)相對功率(dB)最大都卜勒頻移(Hz)5Hz表6為ETU信道模型的具體參數表6ETU信道模型參數信道多徑時延(ns)相對功率(dB)[-1.0-1.0-1.00.00.00.0-3.0-5.0-7.0]最大都卜勒頻移(Hz)300Hz如圖7和圖8所示分別為EPA信道模型和ETU信道模型的仿真結果示意圖。從仿真結果可以看出，本發明實施例的頻域插值濾波器的性能，與現有技術中完全自適應的維納插值濾波器的性能非常接近，在ETU信道模型下，其性能遠優於固定模型的維納插值濾波器。而且，由於本發明實施例中採用預先存儲頻域插值濾波器的方法，可以避免運算量很大的實時濾波器係數更新計算，從而大大簡化了接收機的實現複雜度。以上所述僅是本發明的優選實施方式，應當指出，對於本
技術領域：
的普通技術人員來說，在不脫離本發明原理的前提下，還可以作出若干改進和潤飾，這些改進和潤飾也應視為本發明的保護範圍。1權利要求一種信道估計方法，其特徵在於，包括以下步驟獲取參考信號位置上的信道粗估計；獲取所述參考信號位置上的信道粗估計在時域上的多徑時延估計，並根據所述多徑時延估計確定需要採用的頻域插值濾波器的截止頻率；從存儲的頻域插值濾波器組中，選擇與所述截止頻率對應的第一頻域插值濾波器；採用所述第一頻域插值濾波器和時域插值濾波器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行插值處理，得到所有資源粒子位置上的信道估計。2.根據權利要求1所述的信道估計方法，其特徵在於，所述從存儲的頻域插值濾波器組中，選擇與所述截止頻率對應的第一頻域插值濾波器，之前還包括存儲所述頻域插值濾波器組，所述頻域插值濾波器組由多個截止頻率不同的頻域插值濾波器組成。3.根據權利要求1所述的信道估計方法，其特徵在於，所述多徑時延估計包括多徑時延粗估計和最強多徑時延估計，所述獲取所述參考信號位置上的信道粗估計在時域上的多徑時延估計，具體為將所述參考信號位置上的信道粗估計變換到時域，得到時域多徑信號，並能夠根據所述時域多徑信號，得到時域多徑功率信號；獲取所述時域多徑功率信號的多徑時延粗估計；根據所述多徑時延粗估計，獲取所述時域多徑功率信號的最強多徑時延估計。4.根據權利要求1所述的信道估計方法，其特徵在於，所述採用所述第一頻域插值濾波器和時域插值濾波器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行插值處理，得到所有資源粒子位置上的信道估計，具體為採用所述時域插值濾器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行時域插值處理，得到所述參考信號位置上的時域信道估計；採用所述第一頻域插值濾波器對所述參考信號位置上的時域信道估計進行頻域插值處理，得到所有資源粒子位置上的信道估計。5.根據權利要求1所述的信道估計方法，其特徵在於，所述採用所述第一頻域插值濾波器和時域插值濾波器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行插值處理，得到所有資源粒子位置上的信道估計，具體為採用所述第一頻域插值濾波器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行頻域插值處理，得到所述參考信號位置上的頻域信道估計；採用所述時域插值濾器對所述參考信號位置上的頻域信道估計進行時域插值處理，得到所有資源粒子位置上的信道估計。6.根據權利要求5所述的信道估計方法，其特徵在於，所述採用所述第一頻域插值濾波器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行頻域插值處理，之前還包括對所述參考信號位置上的信道粗估計進行線性補償，得到補償後的參考信號位置上的信道粗估計。7.根據權利要求5所述的信道估計方法，其特徵在於，採用所述第一頻域插值濾波器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行頻域插值處理，得到所述參考信號位置上的頻域信道估計，之後還包括將所述參考信號位置上的頻域信道估計乘以所述第一頻域插值濾波器的補償係數，得到補償後的參考信號位置上的頻域信道估計。8.根據權利要求7所述的信道估計方法，其特徵在於，所述補償係數是通過將預設歸一化訓練序列輸入所述第一頻域插值濾波器後取反而得到。9.根據權利要求5所述的信道估計方法，其特徵在於，所述採用所述第一頻域插值濾波器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行頻域插值處理，得到所述參考信號位置上的頻域信道估計，之後還包括根據所述多徑時延估計，判斷是否需要對所述參考信號位置上的頻域信道估計進行抗鏡像補償；如果需要，則將所述參考信號位置上的頻域信道估計變換到時域，得到第一時域信號，對所述第一時域信號進行線性去鏡像或直接置零處理，得到第二時域信號，將所述第二時域信號變換到頻域，得到新的參考信號位置上的頻域信道估計。10.根據權利要求1所述的信道估計方法，其特徵在於，所述頻域插值濾波器組為採用Parks-McClellan算法設計的等波紋FIR可變截止頻率的濾波器組，所述等波紋FIR可變截止頻率的濾波器組採用多相分解結構。11.根據權利要求1所述的信道估計方法，其特徵在於，所述時域插值濾器為線性插值濾波器。12.—種信道估計裝置，其特徵在於，包括信道粗估計模塊，用於獲取參考信號位置上的信道粗估計；截止頻率確定模塊，用於獲取所述參考信號位置上的信道粗估計在時域上的多徑時延估計，並根據所述多徑時延估計確定需要採用的頻域插值濾波器的截止頻率；濾波器選擇模塊，用於從存儲的頻域插值濾波器組中，選擇與所述截止頻率對應的第一頻域插值濾波器；插值處理模塊，用於採用所述第一頻域插值濾波器和時域插值濾波器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行插值處理，得到所有資源粒子位置上的信道估計。13.根據權利要求12所述的信道估計裝置，其特徵在於，還包括存儲模塊，用於存儲所述頻域插值濾波器組，所述頻域插值濾波器組由多個截止頻率不同的頻域插值濾波器組成。14.根據權利要求12所述的信道估計裝置，其特徵在於，所述多徑時延估計包括多徑時延粗估計和最強多徑時延估計，所述截止頻率確定模塊包括變換模塊，用於將所述參考信號位置上的信道粗估計變換到時域，得到時域多徑信號，並根據所述時域多徑信號，得到時域多徑功率信號；多徑時延粗估計獲取模塊，用於獲取所述時域多徑功率信號的多徑時延粗估計；最強多徑時延估計獲取模塊，用於根據所述多徑時延粗估計，獲取所述時域多徑功率信號的最強多徑時延估計。15.根據權利要求12所述的信道估計裝置，其特徵在於，所述插值處理模塊包括第一處理模塊，用於採用所述時域插值濾器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行時域插值處理，得到所述參考信號位置上的時域信道估計；第二處理模塊，用於採用所述第一頻域插值濾波器對所述參考信號位置上的時域信道估計進行頻域插值處理，得到所有資源粒子位置上的信道估計。16.根據權利要求12所述的信道估計裝置，其特徵在於，所述插值處理模塊還包括第三處理模塊，用於採用所述第一頻域插值濾波器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行頻域插值處理，得到所述參考信號位置上的頻域信道估計；第四處理模塊，用於採用所述時域插值濾器對所述參考信號位置上的頻域信道估計進行時域插值處理，得到所有資源粒子位置上的信道估計。17.根據權利要求16所述的信道估計裝置，其特徵在於，所述插值處理模塊還包括第一補償模塊，用於對所述參考信號位置上的信道粗估計進行線性補償，得到補償後的參考信號位置上的信道粗估計。18.根據權利要求16所述的信道估計裝置，其特徵在於，所述插值處理模塊還包括第二補償模塊，用於將所述參考信號位置上的頻域信道估計乘以所述第一頻域插值濾波器的補償係數，得到補償後的參考信號位置上的頻域信道估計。19.根據權利要求16所述的信道估計方法，其特徵在於，所述插值處理模塊還包括判斷模塊，用於根據所述多徑時延估計，判斷是否需要對所述參考信號位置上的頻域信道估計進行抗鏡像補償；抗鏡像補償模塊，用於在需要對所述參考信號位置上的頻域信道估計進行抗鏡像補償時，將所述參考信號位置上的頻域信道估計變換到時域，得到第一時域信號，對所述第一時域信號進行線性去鏡像或直接置零處理，得到第二時域信號，將所述第二時域信號變換到頻域，得到新的參考信號位置上的頻域信道估計。全文摘要本發明提供一種信道估計方法和信道估計裝置，所述信道估計方法包括以下步驟獲取參考信號位置上的信道粗估計；獲取所述參考信號位置上的信道粗估計在時域上的多徑時延估計，並根據所述多徑時延估計確定需要採用的頻域插值濾波器的截止頻率；從存儲的頻域插值濾波器組中，選擇與所述截止頻率對應的第一頻域插值濾波器；採用所述第一頻域插值濾波器和時域插值濾波器對所述參考信號位置上的信道粗估計進行插值處理，得到所有資源粒子位置上的信道估計。本發明在保證信道估計性能的前提下，極大地降低了系統運算複雜度。文檔編號H04L27/26GK101795246SQ20101003395公開日2010年8月4日申請日期2010年1月7日優先權日2010年1月7日發明者唐治汛申請人:北京天碁科技有限公司