一種低功耗高性能正交下混頻器的製作方法
2023-05-02 04:57:41 4
專利名稱：：一種低功耗高性能正交下混頻器的製作方法
技術領域：
：本發明屬於射頻無線接收機集成電路
技術領域：
，具體涉及一種應用於無線接收機集成電路中的正交信號下混頻器(Down-conversionMixer)。可用於移動通信、無線寬帶網絡以及無線數據傳輸等技術標準的射頻信號接收機晶片。
背景技術：
：隨著通信和半導體技術的發展，各種移動通信系統和無線數據傳輸技術迅速發展，它們中的代表有GSM、CDMA和Bluetooth以及WiFi等，特別是近幾年3G、IEEE802.lla/b/g、WiMax和UWB超寬帶技術等高數據率無線傳輸技術不斷湧現，對高性能的射頻信號接收機提出了很高的要求。由於移動通信和無線數據傳輸技術的載波頻率較高，部分技術中採用的信號帶寬非常大，無線射頻接收機接收放大處於很高頻率或者很大帶寬的無線信號，並進行數位化信號處理。同時，移動通信或者無線技術絕大部分應用在手持終端上，這就要求手持終端的信號接收和發射設備必須儘可能降低功耗以延長工作時間。混頻器作為無線通信收發器中的重要模塊之一，其作用就是進行信號的頻率搬移。在發射機中，它的作用一般是上混頻，將己調製的中頻信號搬移到較高的載波頻段並經由天線發送出去；在接收機中，它的作用一般是下混頻，將天線接收到的經前端LNA放大後的信號從射頻段搬移到中頻段，較低的中頻信號便於基帶系統對信號進行處理。按是否有信號轉換增益來分，混頻器的結構可以分為無源結構和有源結構。無源混頻器的線性度高，但轉換增益小於l，；為了彌補混頻器前端LNA電壓增益可能不夠的問題，接收機中經常採用有源結構的混頻器，以提供正增益，抑制混頻器本身及後端電路帶來的噪聲。在有源結構混頻器中，按照工作原理的不同可以分為平方律型混頻器和乘法器型混頻器等。較常用的傳統結構是Gilbert乘法型混頻器。由於很多通信系統的信號採用QPSK或者相似的正交頻移鍵控調製技術，接收機需要將RF信號混頻搬移為I、Q兩路正交信號，通常這通過使用兩個Gilbert混頻器或相似種類的混頻器實現。這類傳統混頻器的缺點在於RF輸入級採用共源結構，頻率響應較差，高頻衰減較大，整個混頻器的轉換增益因此會出現較大衰減。同時RF輸入管線性度有限且會引入溝道噪聲，導致混頻器的線性度較差、噪聲很大。而一般的正交混頻電路採用兩個混頻器的簡單並聯，功耗加倍，且RF輸入管尺寸較大，引入的寄生電容會惡化前級低噪聲放大器的頻率響應和增益性能。文獻[l]提出了一種將兩個正交混頻器合併為一個的設計，採用Gilbert結構的RF跨導級，正交的兩路LO開關級合用一個RF跨導級。該電路雖然將RF跨導管合用，但為了達到與單獨Gilbert混頻器相同的轉換增益，必須顯著增大靜態電流，相比較兩個單獨混頻器的設計，節省的電流並不多，且在相同工藝條件下，不適合低電壓應用。線性度和噪聲係數相比傳統Gilbert混頻器也沒有優勢。
發明內容本發明的目的是設計一種用於射頻無線接收機的正交下混頻器，要求其直流功耗小、電源電壓低，線性度高同時噪聲係數小。本發明設計的正交下混頻器，它由射頻RF轉換變壓器、正交本振L0開關級、中頻IF負載級和電流源偏置組成。其中RF轉換變壓器將接收到的RF電流信號進行放大傳遞，正交L0開關級使RF電流信號以相位差為90度的L0頻率在輸出差分負載上交替輸出，從而實現RF頻率與正交LO頻率相乘後得到的正交IF信號在負載上的輸出。其結構如圖1所示，需要注意的是電晶體M1到M9的柵極均需分別提供外加或片上電路提供的靜態電壓以使電晶體處於飽和區(正常工作狀態)。電路包括四部分射頻RF轉換變壓器、正交本振L0開關級、中頻IF負載級和電流源偏置；以NMOS電晶體為例，連接關係按照上述次序依次為RF轉換變壓器線圈n的初級一端接RF信號的正極iF+，另一端接地，線圈r2的初級一端接RF信號的負極及F-，另一端接地；線圈n的次級同相端接節點i，另一端接節點3，線圈:T2的次級同相端接節點2，另一端接節點3;I路的L0開關級電晶體M1和M4的柵極接I路1^0信號的正極/￡0+，電晶體M2和M3的柵極接I路L0信號的負極，M1和M2共源端接節點4，電晶體A/3和M4共源端接節點5;電晶體M1和M3的漏極與負載Z工1相連，輸出信號為/^+，電晶體M2和M4的漏極與負載ZL2相連，輸出信號為IIF-;Q路的L0開關級電晶體M5和M8的柵極接Q路L0信號的正極QL0+，電晶體M6和M7的柵極接Q路L0信號的負極QLO-，電晶體M5和M6共源端接節點6，電晶體M7和M8共源端接節點7;電晶體M5和M7的漏極與負載Z相連，輸出信號為g/F+，電晶體M6和M8的漏極與負載Z^4相連，輸出信號為g/f負載ZJ、ZJ、ZJ和Z^的另一端接同一電源電壓VDD;節點4和節點6與節點l相連，節點5和節點7與節點2相連；電流偏置管M9的柵極接信號，漏極接節點3，源極接信號G7VD;信號iF+和iF-表示射頻RF輸入差分信號，即接收機接收放大得到的帶有基帶信號的高頻調製信號；信號ILO+和ILO-表示I路的本地振蕩信號，與RF信號的載波頻率相同；信號QLO+和QLO-表示Q路的本地振蕩信號，與RF信號的載波頻率相同，與I路的本地振蕩信號相位差90度，即成正交，；信號IIF+和IIF-為RF信號與I路LO信號混頻得到的I路的中頻信號，信號QIF+和QIF-為RF信號與Q路L0信號混頻得到的Q路的中頻信號；KDD信號為本電路的電源電壓，為正1.5V至1.8V;GWD信號為本電路的地信號，為0;Vbias為本電路電流偏置管的偏置電壓信號，通常通過額外的電流鏡電路提供。本電路可用CMOS、BiCM0S、Bipolar等工藝實現。本發明中，RF輸入級可由交叉式、抽頭式或者層疊式的片上集成變壓器實現，上述三種片上集成變壓器分別如圖-2(a)、(b)、(c)、(d)、(e)、(f)所示；L0開關級可由麗0SFET電晶體或者NPNbipolar三極體實現，柵極(基極)L0輸入信號為相位差為90度的正交正弦信號；IF負載級可為電阻、電容或者電感及其它們的組合，也可為MOS管等有源負載。可用於寬帶下變頻、窄帶下變頻和上變頻以及有特別中頻頻響要求的電路；電流源負載為柵極(基極)電壓固定的麗OS管或者NPN三極體。本發明可以是與圖1所示原理相同但採用與圖1中互補的PM0S電晶體或者PNP三極體，以及/或者採用頂置電流偏置的混頻器結構。本發明若用BiCM0S或Bipolar工藝實現，則圖1中所示電晶體M1到M9均可替換為NPN三極體，上文連接關係中所述之柵極、源極、漏極分別替換為基極、發射極和集電極，其它器件、節點和信號不變。本設計的基本思路如圖3所示，有兩個突出改進之處。第一個改進之處，如圖3(a)所示，與傳統Gilbert混頻器電路不同之處是用片上集成變壓器代替RF輸入跨導管。以NMOS管RF輸入級為例，它的作用是將柵極的小信號電壓轉換成漏極的小信號電流，轉換的電流-電壓增益即NM0S管自身的跨導為complexformulaseeoriginaldocumentpage5(1)其中I為流過管子的靜態電流，μ。為管子的載流子遷移率，Cox為單位柵氧電容，W和L分別為管子的寬和長。本設計所採用的片上集成變壓器，可將初級線圈上所加之射頻RF信號(電壓或者電流)，通過電磁耦合效應，耦合到次級線圈。設變壓器的初級與次級線圈匝數比為n(turnsratio),耦合係數為k(couplingfactor),它們的表達式如下，complexformulaseeoriginaldocumentpage6其中LP和LS分別為初級線圈(primary)和次級線圈(secondary)的自身電感值，M為兩個線圈之間的互感值。則其初級到次級的電流放大增益為complexformulaseeoriginaldocumentpage6(4)即使其電流增益小於1，由於變壓器輸入阻抗小，對於一定的輸入電壓信號來說，流過初級線圈的電流增大，等效的跨導與傳統Gilbert混頻器的RF跨導管相近。傳統Gilbert混頻器電路的RF跨導管，特別在亞微米、深亞微米工藝中，自身會有溝道電流噪聲、柵極感應噪聲、低頻閃爍噪聲等多種噪聲，LO開關級也會引入噪聲，使得混頻器電路的噪聲非常大。而若採用片上集成變壓器來代替RF跨導管，由於片上變壓器是無源器件，理想情況下不引入噪聲，即使考慮本身寄生參數，在10GHz頻率以下，襯底渦流效應以及電流趨膚效應並不嚴重，其串聯寄生阻值通常只有幾個歐姆，噪聲貢獻也將非常小。傳統Gilbert混頻器電路的RF跨導管處理大信號的能力有限，即由於其工作於線性放大區的範圍有限，一旦輸入信號過大，將導致電晶體進入非線性區，顯著地惡化混頻器工作能力。若採用片上集成變壓器，由於其是無源器件，理想情況下其線性度非常高，即使由於寄生參數的影響，通常情況下也可以達到超過普通電晶體的線性度。使用片上集成變壓器將傳統Gilbert混頻器的RF跨導管代替後，由於片上變壓器直流情況下阻抗非常小，直流壓降就很小，這樣從整個電路只疊加了兩層電晶體(L0管和偏置管)，而傳統Gilbert電路有三層疊加(L0管、RF管和偏置管)在同樣保證所有管子處於正常工作區的情況下，減少一層管子的壓降，使得選擇更低的電源電壓成為可能。同樣,根據(1)(4)式，使用片上集成變壓器結構的跨導增益只與匝數比n和耦合係數A:有關，而傳統Gilbert混頻器RF管電流跨導與偏置電流、管子寬長比有關，這樣片上集成變壓器結構的電路只需保證提供L0開關級正常工作的偏置電流，而無需提供更大的電流使得RF管的跨導足夠大。在這種情況下，採用片上集成變壓器的設計更節省電流。第二個突出改進之處，如圖3(b)所示，採用了合併的IQ正交結構。與傳統產生IQ正交中頻信號的混頻器電路不同點在於，I路和Q路兩個LO開關級共用一個RF跨導級，這樣節省了4個RF跨導管，採用2個片上變壓器就可完成正交下混頻的功能。相比兩個單獨混頻器的設計，可以更加節省電流。本設計所使用之片上集成變壓器，基本分類如圖2所示。片上集成變壓器總體分為兩種，平面型(planar)和層疊型(stacked),而按照初級和次級線圈的交叉形式，平面型的又分為抽頭式(tapped)和交叉式(interleaved),層疊型的又分為完全重疊式和錯位重疊式。平面變壓器線圈之間耦合比較松，其中抽頭式平面變壓器耦合係數最小，約為0.3~0.5;交叉式平面變壓器按照初、次級線圈的間距大小，耦合係數範圍約為0.70.8;而層疊型變壓器由於上下層金屬重疊緊密，耦合係數可達0.9以上。平面式變壓器只利用頂層金屬，通常工藝的頂層金屬比較厚，電阻率低，且寄生電容小，可使變壓器線圈的Q值和自激振蕩頻率提高，而層疊式的寄生電容和串聯電阻都較大，Q值不高，需謹慎使用。該電路結構與傳統的基爾伯特混頻器相比，用片上集成變壓器代替了RF放大級的差分電晶體，可使該混頻器適用於低電源電壓並顯著減小電路噪聲和信號失真；將兩路正交的LO開關級合併在一個電路中，可使該混頻器同時輸出正交中頻IF信號，簡化了無線接收機的設計，並顯著降低了混頻器模塊的功耗。圖1本發明電路結構示意圖。圖2為片上集成變壓器結構圖示。其中，(a)抽頭型平面片上集成變壓器(ta卯edplanaron-chiptransformer)之俯視圖，(b)抽頭型平面片上集成變壓器之剖視圖，(c)交叉型平面片上集成變壓器(interleavedpl腿ron-chiptransformer)之俯視圖，(d)交叉型平面片上集成變壓器(interleavedpl腿ron-chiptransformer)之剖視圖，(e)層疊型片上集成變壓器(stackedon-chiptransformer)之俯視圖，(f)層疊型片上集成變壓器(stackedon-chiptransformer)之剖視圖，本例為完全重疊式。圖3本設計突出改進之示意圖。其中，(a)相比傳統RF跨導管，片上集成變壓器可減少噪聲和非線性分量的引入；(b)採用了合併的IQ正交結構，將兩個單獨的正交混頻器合併為一個。圖4本設計具體實施實例之電路圖。圖5具體實施實例電路之中頻正交信號瞬態仿真圖，其中RF信號頻率為4GHz，L0信號頻率為3.9GHz，IF信號頻率為100MHz。圖6具體實施實例電路之轉換增益仿真圖，本圖僅示出一個頻段的仿真結果，其中取I路IF信號，L0信號頻率為3.9GHz，RF信號頻率範圍為3.6GHz到4.2GHz。圖7具體實施實例電路之雙邊帶噪聲係數仿真圖，本圖僅示出一個頻段的仿真結果，其中取I路IF信號，L0信號頻率為3.9GHz，IF頻偏為1MHz到300MHz。圖8具體實施實例電路之輸入參考三階交調點仿真圖，其中取I路IF信號，L0信號頻率為3.9GHz，RF信號頻率為4GHz和4.001GHz。圖中標號l為外層金屬繞組，2為內層金屬繞組，3為金屬與襯底之間的氧化物介質層，4為矽襯底，5為底部金屬，6、7為互相耦合的兩個金屬繞組，8、9為上下重疊耦合的兩個金屬繞組。具體實施例方式將該結構的正交混頻器應用於3.lGHz到4.7GHz頻段MB-0FDMU冊射頻接收機中，其具體設計參數如圖5所示。採用0.18umRFCMOS1P6M工藝，仿真工具為CadenceSpectreRF，=0.68F，L0開關級管的柵極偏置電壓為0.8V。採用的片上集成變壓器為交叉式平面片上變壓器，第六層金屬走線，初級和次級線圈都為3n，即匝數比為l:1，耦合係數為0.8。L0本振信號的頻率分別為3.432GHz、3.960GHz、4眉GHz，RF輸入信號的頻率範圍約為3.16GHz到4.76GHz，IF中頻信號頻率範圍為4.125MHz到264MHz。具體仿真結果如下:---Mixer指標參數仿真結果(NOMCorner)L0頻率/功率3.4323.9604.488GHz/0dBmIF(MHz)4.125~264線性度IIP3(dBm)10轉換增益(dB)7.58DSB噪聲係數(dB)11直流功耗1.5Vx2.5mA其中部分仿真結果可參看說明書附圖5到圖8。參考文獻JacksonHarveyandRameshHarjani，」Anintegratedquadraturemixerwithimprovedimagerejectionatlowvoltage"，IEEEFourteenthInternationalConferenceonVLSIDesign,2001，pp270-273.權利要求1、一種低功耗正交下混頻器，其特徵在於電路包括四部分射頻RF轉換變壓器、正交本振LO開關級、中頻IF負載級和電流源偏置；RF轉換變壓器線圈T1的初級一端接RF信號的正極RF+，另一端接地，線圈T2的初級一端接RF信號的負極RF-，另一端接地；線圈T1的次級同相端接節點1，另一端接節點3，線圈T2的次級同相端接節點2，另一端接節點3；I路的LO開關級電晶體M1和M4的柵極接I路LO信號的正極ILO+，電晶體M2和M3的柵極接I路LO信號的負極ILO-，M1和M2共源端接節點4，電晶體M3和M4共源端接節點5；電晶體M1和M3的漏極與負載ZL1相連，輸出信號為IIF+，電晶體M2和M4的漏極與負載ZL2相連，輸出信號為IIF-；Q路的LO開關級電晶體M5和M8的柵極接Q路LO信號的正極QLO+，電晶體M6和M7的柵極接Q路LO信號的負極QLO-，電晶體M5和M6共源端接節點6，電晶體M7和M8共源端接節點7；電晶體M5和M7的漏極與負載ZL3相連，輸出信號為QIF+，電晶體M6和M8的漏極與負載ZL4相連，輸出信號為QIF-；負載ZL1、ZL2、ZL3和ZL4的另一端接同一電源電壓VDD；節點4和節點6與節點1相連，節點5和節點7與節點2相連；電流偏置管M9的柵極接信號Vbias，漏極接節點3，源極接信號GND；信號RF+和RF-表示射頻RF輸入差分信號，即接收機接收放大得到的帶有基帶信號的高頻調製信號；信號ILO+和ILO-表示I路的本地振蕩信號，與RF信號的載波頻率相同；信號QLO+和QLO-表示Q路的本地振蕩信號，與RF信號的載波頻率相同，與I路的本地振蕩信號相位差90度，即成正交，；信號IIF+和IIF-為RF信號與I路LO信號混頻得到的I路的中頻信號，信號QIF+和QIF-為RF信號與Q路LO信號混頻得到的Q路的中頻信號；VDD信號為本電路的電源電壓，為正1.5V至1.8V；GND信號為本電路的地信號，為0；Vbias為本電路電流偏置管的偏置電壓信號，通常通過額外的電流鏡電路提供。2、根據權利要求1所述的低功耗正交下混頻器，其特徵在於所述的電晶體為NMOS電晶體或PMOS晶體，或者NPN三極體；當為NPN三極體時，所述的柵極、源極和漏極分別改為極、發射集和集電極。全文摘要本發明屬於射頻無線接收機集成電路
技術領域：
，具體為一種低功耗高性能正交下混頻器。它由射頻RF轉換變壓器、正交本振LO開關級、中頻IF負載級和電流源偏置組成。其中RF轉換變壓器將接收到的RF電流信號進行放大傳遞，正交LO開關級使RF電流信號以相位差為90度的LO頻率在輸出差分負載上交替輸出，從而實現RF頻率與正交LO頻率相乘後得到的正交IF信號在負載上的輸出。該電路結構與傳統的基爾伯特混頻器相比，用片上集成變壓器代替了RF放大級的差分電晶體，可使該混頻器適用於低電源電壓並顯著減小電路噪聲和信號失真；將兩路正交的LO開關級合併在一個電路中，可使該混頻器同時輸出正交中頻IF信號，簡化了無線接收機的設計，並顯著降低了混頻器模塊的功耗。文檔編號H03D7/14GK101202533SQ200710172618公開日2008年6月18日申請日期2007年12月20日優先權日2007年12月20日發明者巍李,光楊申請人:復旦大學