直流－交流轉換裝置及其控制器ic的製作方法
2023-05-23 08:39:46
專利名稱：直流－交流轉換裝置及其控制器ic的製作方法
技術領域：
本發明涉及從電器附屬的電源適配器和電池等的直流電源產生用於驅動負載的交流電壓的直流-交流轉換裝置(以下，稱為逆變器)及其控制器IC。
背景技術：
作為筆記本電腦的液晶屏、液晶電視顯象機等的液晶顯示器的背光光源，開始使用冷陰極螢光燈(CCFL)。這種CCFL擁有與通常的熱陰極螢光燈幾乎同樣的高效率和長壽命，並且，省略了熱陰極螢光燈所用的白熱絲。
為了讓這種CCFL起動以及工作，必須要用高交流電壓。例如，起動電壓約為1000v，工作電壓約為600v。使用逆變器，通過筆記本電腦和液晶電視顯象機等的直流電源產生該高交流電壓。
以往，作為CCFL用逆變器，一般採用羅雅(Royer)電路。這種羅雅電路由可飽和磁芯變壓器和控制電晶體等構成，根據可飽和磁芯變壓器的非線性磁導率和控制電晶體的非線性電流增益特性而進行自振蕩。羅雅電路自身不需要外部時鐘和驅動電路。
但是，羅雅電路基本上是恆壓逆變器，在輸入電壓和負載電流變化時不能維持恆定輸出電壓。因此，需要有向羅雅電路供給電能的調整器。由此，很難使應用羅雅電路的逆變器小型化，另外，電能轉換效率也較低。
提出了使電能轉換效率增高的CCFL用逆變器的方案(參照特開平10-50489號公報)。該逆變器，將第1半導體開關串聯連接在變壓器的一次線圈上，將已串聯連接的第2半導體開關和電容器並聯連接在變壓器的一次線圈上，並且，將耦合電容器和負載串聯連接在變壓器的二次線圈上。然後，將變壓器的一次側電流反饋到控制電路，通過與基準電壓比較形成控制信號，根據該控制信號開關控制第1、第2半導體開關，以便向負載供給給定的交流電能。
另外，提出使用4個半導體開關的全電橋(H電橋)型的CCFL用逆變器的方案(參照美國專利第6259615號說明書)。這種逆變器，通過串聯諧振用電容器將H電橋的輸出端連接在變壓器的一次線圈上，將負載連接在變壓器的二次線圈上。在構成H電橋的4個半導體開關中，通過第1組的2個半導體開關在變壓器的一次線圈上形成第1方向的電流路徑，通過第2組的2個半導體開關在變壓器的一次線圈形成第2方向的電流路徑。然後，通過將在變壓器的二次線圈流過的電流反饋到控制電路並與基準電壓比較，由被固定的同一脈衝寬度，產生控制該脈衝的相對位置的控制信號，並供給到H電橋的半導體開關，調整向負載的供給電能。另外，檢測變壓器的二次線圈的電壓，進行過電壓保護。
現有的逆變器，一般在CCFL工作暫停時，根據運轉/停止信號，斷開控制電路部的電源，進入待機狀態。
在該待機狀態下，隨著斷開控制電路部的電源，停止對逆變器用半導體開關的驅動信號的供給。但是，由於供給半導體開關的驅動信號的柵極有靜電電容，即使被導通(ON)的半導體開關的驅動信號也被停止，不立刻變為不導通(OFF)狀態，電流繼續流通。該電流，由於直到通過下拉(或者上拉)電阻使半導體開關的柵極靜電電容的電荷放電為止，一直流通，所以比通常的導通時間長，其大小為通常的負載電流的數倍的大小。
由於在每次停止時流經該過負載電流，所以在作為負載的CCFL上形成高壓，成為其壽命變短等的原因。
發明內容
為此，本發明的目的在於提供一種逆變器及其控制器IC，在二次線圈連接負載的變壓器的一次線圈上設置半導體開關電路，在將該半導體開關電路的各開關進行脈寬調製(PWM)並進行恆流控制的同時，防止讓其轉移到待機狀態時過電流的發生。
本發明的逆變器，包括直流電源；變壓器，其具有一次線圈和至少一個二次線圈；半導體開關電路，其用於從所述直流電源向所述一次線圈交替在第1方向和第2方向上流過電流；負載，其與所述二次線圈連接；電流檢測電路，其檢測在所述負載中流過的電流，產生電流檢測信號；三角波信號產生電路，其產生三角波信號；PWM控制信號產生電路，其接收所述三角波信號以及所述電流檢測信號，根據所述電流檢測信號將誤差信號和所述三角波信號進行比較，產生PWM控制信號；和開關驅動電路，其輸入所述PWM控制信號和運行/停止信號，在所述運行/停止信號指示為運行狀態時，將對應於所述PWM控制信號的開關驅動信號供給到所述半導體開關電路中，在所述運行/停止信號指示為停止狀態時，按照從所述電源不向所述一次線圈流通電流那樣將開關驅動信號供給到所述半導體開關電路中；如果所述運行/停止信號變為指示停止狀態，則切斷對所述PWM控制信號產生電路與所述開關驅動電路的電源供給，同時所述開關驅動電路，對讓所述半導體開關電路中的開關導通的至少一個開關驅動信號進行控制，讓該開關截止。
本發明的控制器IC，用於驅動半導體開關電路，控制向負載供給的交流電能，包括三角波信號產生功能塊，其將外接的振蕩用電容器與振蕩用電阻連接，產生三角波信號；PWM控制信號產生電路，其接收所述三角波信號以及檢測流過所述負載的電流的電流檢測信號，根據所述電流檢測信號將誤差信號和所述三角波信號進行比較，產生PWM控制信號；和開關驅動電路，其輸入所述PWM控制信號和運行/停止信號，在所述運行/停止信號指示為運行狀態時，將與所述PWM控制信號相對應的開關驅動信號供給到所述半導體開關電路中，在所述運行/停止信號指示為停止狀態時，將從所述電源不向所述一次線圈流通電流那樣的開關驅動信號供給到所述半導體開關電路中；如果所述運行/停止信號變為指示停止狀態，則切斷對所述PWM控制信號產生電路與所述開關驅動電路的電源供給，同時所述開關驅動電路，對讓所述半導體開關電路中的開關導通的至少一個開關驅動信號進行控制，讓該開關截止。
另外，所述半導體開關電路中的開關為MOS場效應型電晶體。
所述開關驅動電路包括輸入所述PWM控制信號和所述運行/停止信號的邏輯電路，按照該邏輯電路的輸出形成所述開關驅動信號。
所述開關驅動電路包括邏輯電路，輸入所述PWM控制信號和所述運行/停止信號；邏輯功能塊，其根據通過該邏輯電路的所述PWM控制信號和與所述三角波信號同步的時鐘，按照給定邏輯產生開關驅動信號；和輸出功能塊，其放大所述開關驅動信號並輸出所述柵極驅動信號。
所述輸出功能塊，輸出將所輸入的所述開關驅動信號反相的所述柵極驅動信號，同時在其輸出端具有將所述柵極驅動信號牽引到給定電位的牽引電阻；在所述運行/停止信號為指示停止的狀態時，讓該牽引電阻短路。
另外，所述負載是冷陰極螢光燈。
根據本發明，在將半導體開關電路的各開關進行PWM恆流控制的同時，在根據運行/停止信號切斷控制電路部的電源並進入待機狀態的逆變器或者由此的控制器IC中，能防止在讓其轉移到待機狀態時的過電流的產生。
另外，通過按照輸入PWM信號和運行/停止信號的邏輯電路的輸出形成開關驅動信號，由此能夠簡易構成。
圖1表示有關本發明的實施方式的逆變器的總體構成圖。
圖2表示用於圖1的控制器IC的內部構成圖。
圖3表示有關起動、停止時的動作的說明用的電路圖。
圖4表示輸出功能塊的構成例，同時表示有半導體開關電路。
圖5表示本發明的動作的時序圖。
具體實施例方式
以下參照附圖，對本發明的從直流電源產生用於驅動負載的交流電壓的逆變器、及其控制器IC的實施方式進行說明。
圖1表示有關採用絕緣變壓器、全電橋的開關電路進行PWM控制的本發明第1實施方式的逆變器的整體構成圖，圖2表示用於該逆變器的控制器IC(也就是說，逆變器控制用IC)200的內部構成圖。
在圖1中，由作為第1開關的P型MOSFET(以下，PMOS)101與作為第2開關的N型MOSFET(以下，NMOS)102，形成到變壓器TR的一次線圈105的第1方向的電流路徑。另外，由作為第3開關的PMOS103與作為第4開關的NMOS104，形成到變壓器TR的一次線圈105的第2方向的電流路徑。這些PMOS101、103，NMOS 102、104分別具有體二極體(即，背柵二極體)。通過該體二極體，可以流過與原來的電流路徑相反方向的電流。另外，也可以另外設置與體二極體實現相同功能的二極體。
通過PMOS101、103與NMOS102、104將直流電源BAT的電源電壓VCC供給到變壓器TR的一次線圈105上，在其二次線圈106上感應出與線圈比對應的高電壓。將該感應的高電壓供給到冷陰極螢光燈FL，冷陰極螢光燈FL發光。
電容器111、電容器112與電阻117、電阻118一起檢測在冷陰極螢光燈FL上施加的電壓，並反饋到控制器IC200。電阻114、電阻115檢測在冷陰極螢光燈FL上流過電流，並反饋到控制器IC200中。另外，電容器111用於根據其電容與變壓器TR的電感成分共振，冷陰極螢光燈FL的寄生電容也參與該共振。113、116、119、120為二極體。另外，151、152為穩定電源電壓用的電容器。
控制器IC200有多個輸入輸出管腳。第1管腳1P為PWM模式與間歇動作(以下，脈衝串)模式的切換端子。在該第1管腳1P中，從外部輸入佔空比信號DUTY，其決定這些模式的切換以及脈衝串模式時的佔空比。第2管腳2P為電容連接端子，其連接脈衝串模式振蕩器(BOSC)的振蕩頻率設定用的電容器。在該第2管腳2P上，連接設定用電容器131，在此產生脈衝串用三角波信號BCT。
第3管腳3P為連接PWM模式振蕩器(OSC)的振蕩頻率設定用電容器的電容連接端子。在該第3管腳3P上，連接設定用電容器132，在此產生PWM用三角波信號CT。第4管腳4P為連接設定第3管腳3P的充電電流的設定電阻連接端子。在該第4管腳4P上，連接設定用電阻133，流過與其電位RT和電阻值對應的電流。第5管腳5P為接地端子，為地電位GND。
第6管腳6P為連接設定第3管腳3P的充電電流的設定電阻連接端子。在該第6管腳6P上，連接設定用電阻134，根據控制器IC200的內部電路的控制，將該電阻134與設定用電阻133並聯連接，或者斷開。該第6管腳6P的電位SRT為地電位GND或者第4管腳4P的電位RT。第7管腳7P為設定計時器鎖存的設定電容連接端子。在該第7管腳7P上，連接用於設定內部的保護動作用的動作時限的電容器135，產生對應於電容器135的電荷的電位SCP。
第9管腳9P為第1誤差放大器用輸入端子。在該第9管腳9P上，通過電阻140，輸入與在冷陰極螢光燈FL上流過的電流對應的電流檢測信號(以下，檢測電流)IS。將該檢測電流IS輸入到第1誤差放大器中。第8管腳8P為第1誤差放大器用輸出端子。在該第8管腳8P與第9管腳9P之間連接電容器136。第8管腳8P的電位為反饋電壓FB，成為用於PWM控制的控制電壓。以下，如果沒有特別聲明，各電壓都以地電位作為基準。
第10管腳10P為第2誤差放大器用輸入端子。在該第10管腳10P上，通過電阻139，根據在冷陰極螢光燈FL上施加的電壓輸入電壓檢測信號(以下，檢測電壓)VS。而且，將該檢測電壓VS輸入到第2誤差放大器上。在第10管腳10P與第8管腳8P之間連接電容器137。
第11管腳11P為起動以及起動時間設定端子。在該第11管腳11P上，通過電阻143和電容142，施加用於延遲起動信號ST、抑制噪聲的信號STB。第12管腳12P為連接用於設定低速起動時間的電容的電容連接端子。在該第12管腳12P與地之間連接電容器141，在起動時產生緩緩上升低速起動用的電壓SS。
第13管腳13P為同步用端子，在與其它的控制器IC協同工作時與該端子連接。第14管腳14P為內部時鐘輸入輸出端子，在與其它的控制器IC協同工作時與該端子連接。
第15管腳15P為外接FET驅動電路的地端子。第16管腳16P為輸出NMOS102的柵極驅動信號N1的端子。第17管腳17P為輸出NMOS104的柵極驅動信號N2的端子。第18管腳18P為輸出PMOS103的柵極驅動信號P2的端子。第19管腳19P為輸出PMOS101的柵極驅動信號P1的端子。第20管腳20P為輸入電源電壓VCC的電源端子。
在表示控制器IC200的內部構成的圖2中，OSC功能塊201，產生由連接在第3管腳3P上的電容器132與連接在第4管腳4P上的電阻133、134確定周期的PWM三角波信號CT，並供給到PWM比較器214中。另外，OSC功能塊201將與三角波信號CT同步的內部時鐘供給到邏輯功能塊203中。
BOSC功能塊202為脈衝串用三角波信號振蕩電路，產生由在第2管腳2P上連接的電容器131確定的脈衝串用三角波信號BCT。將脈衝串用三角波信號BCT的頻率設定為比PWM三角波信號CT的頻率低很多(BCT頻率＜CT頻率)。通過比較器221將供給到第1管腳1P的模擬量(直流電壓)的佔空比信號DUTY與脈衝串用三角波信號BCT進行比較。該比較器221的比較輸出通過OR電路239驅動NPN電晶體(以下，NPN)234。另外，在將數字(PWM形式)的佔空比信號DUTY供給到第1管腳1P時，在第2管腳2P上連接電阻，從BOSC功能塊202產生脈衝串用給定電壓。
邏輯功能塊203，輸入PWM控制信號等，因此以給定的邏輯生成開關驅動信號。輸出功能塊204根據邏輯功能塊203的開關驅動信號，生成柵極驅動信號P1、P2、N1、N2，並施加到PMOS101、103、NMOS102、104的柵極上。
低速起動功能塊205，輸入起動信號ST，如果通過電容器142、電阻143緩緩上升的電壓STB作為向比較器217的輸入超過其基準電壓Vref6，那麼根據比較器217的輸出起動。比較器217的輸出可以驅動邏輯功能塊203。另外，249是反相電路。根據比較器217的輸出，通過OR電路243復位觸發(FF)電路242。如果將起動功能塊205起動，那麼低速起動電壓SS就緩緩上升，並作為比較輸入而輸入到PWM比較器214。因此，在起動時，根據低速起動電壓SS進行PWM控制。
另外，在起動時，比較器216在輸入電壓超過基準電壓Vref5時，通過OR電路247，截止NMOS246。由此，切斷電阻134，改變PWM用三角波信號CT的頻率。另外，將比較器213的輸出也輸入到OR電路247。
第1誤差放大器211，將與冷陰極螢光燈FL的電流成比例的檢測電流IS與基準電壓Vref2(例如，1.25v)進行比較，根據對應於該誤差的輸出控制在恆流源I1上連接的NPN235。該NPN235的集電極被連接在第8管腳8P上，該連接點(即，第8管腳8P)的電位成為反饋電位FB，作為比較輸入被輸入到PWM比較器214中。
在PWM比較器214中，將三角波信號CT與反饋電壓FB或者低速起動電壓SS中的較低一方的電壓進行比較，產生PWM控制信號，並通過AND電路248供給到邏輯功能塊203中。在起動結束後的穩定狀態中，將三角波信號CT與反饋電壓FB進行比較，按照使設定的電流流過冷陰極螢光燈FL那樣進行自動控制。
另外，由於在第8管腳8P與第9管腳9P之間連接電容器136，所以反饋電壓FB平滑增加或者平滑減小。因此，PWM控制沒有衝擊，可以很順利地進行。
第2誤差放大器212，將與冷陰極螢光燈FL的電壓成比例的檢測電壓VS與基準電壓Vref3(例如，1.25v)進行比較，根據對應於該誤差的輸出控制將雙集電極的一方連接在恆流源I1上的雙集電極構造的NPN238。由於該NPN238的集電極仍然連接在第8管腳8P上，由檢測電壓VS也控制反饋電壓FB。因此，比較器212以及NPN238構成控制反饋信號FB的反饋信號控制電路。
另外，如果反饋電壓FB超過基準電壓Vref1(例如，3v)，那麼PNP電晶體(以下，PNP)231導通，限制反饋電壓FB的過上升。
比較器215，將電源電壓VCC由電阻240、241分壓後的電壓與基準電壓Vref7(例如，2.2v)進行比較，在電源電壓VCC達到給定值的時刻，將其輸出反相，通過OR電路243復位FF電路242。
比較器218，將低速起動電壓SS和基準電壓Vref8(例如，2.2v)進行比較，如果電壓SS變大，那麼通過AND電路244以及OR電路239導通NPN234。由於NPN234的導通，二極體232通過電流源I2被逆偏置，結果可能進行第1誤差放大器211的通常動作。因此，NPN234、二極體232以及電流源I2，構成切換脈衝串控制和脈衝寬度控制的控制模式切換電路。另外，二極體237以及PNP236用於過電壓限制。
比較器219，如果通過第2誤差放大器212將在恆電流源I3上連接雙集電極的另一方的NPN238導通，那麼其集電極的電壓就比基準電壓Vref9(例如，3.0v)低，將比較輸出反相。比較器220，將反饋電壓FB與基準電壓Vref10(例如，3.0v)進行比較，如果反饋電壓FB變高，那麼將比較輸出反相。將比較器219、220的輸出以及比較器218的輸出的反相信號通過OR電路245施加到計時器功能塊206上，測量給定時間並輸出。根據該計時器功能塊206的輸出，設置FF242，根據該FF電路242的Q輸出停止邏輯功能塊203的動作。
下面，參照圖3、圖4以及圖5對上述構成的逆變器的動作、特別是起動時，通常運轉時以及停止時的動作進行說明。圖3表示從圖1和圖2取出有關起動時和停止時的動作的說明用的電路圖。圖4表示輸出功能塊204的構成例與半導體開關的電路圖。圖5是為了說明這些動作的時序圖。
在圖4的輸出功能塊204中，包括輸出柵極驅動信號P1～N2的驅動電路204-1～204-4。各驅動電路204-1～204-4包括由PMOSQp和NMOSn構成的CMOS型反相電路和下拉或者上拉用的電阻Rp。另外，Cp是在半導體開關101～104的柵-源極之間形成的靜電電容。該靜電電容Cp根據柵極驅動信號P1～N2的大小充電，該靜電電容Cp的充電電荷通過電阻Rp放電。
現在，參照圖3，在將電源Vcc供給到控制器IC200的狀態下，如果起動信號ST變為H電平，那麼根據電阻143和電容142的時間常數讓信號STB上升。如果該信號STB超過基準電壓Vref6，那麼比較器217的輸出就從H電平變為L電平。由此，解除系統截止，並將電源電壓供給到控制器IC200內的其它的部分。
如果將從比較器217輸出的L電平供給到低速起動電路的起動功能塊205，那麼起動功能塊205內部的恆電流源就被驅動，且其恆電流開始流過電容器141。通過該恆電流對電容器141進行充電，低速起動電壓SS開始上升。也就是說，開始起動時的低速起動。
在PWM比較器214的兩個(-)輸入端子的一方中輸入的反饋電壓FB為比供給電源電壓Vcc，且由恆電流源I1、NPN235、NPN238構成的共通化電路高的值(上限值)。另外，該反饋電壓FB的值根據PNP231和基準電壓Vref1被限定為一定值。
在PWM比較器214中，將緩緩上升地低速起動電壓SS和三角波信號CT進行比較，根據低速起動電壓SS的值輸出PWM控制信號PWM1。還有，PWM比較器214，在三角波信號CT低於低速起動電壓SS和反饋電壓FB時，輸出H電平的PWM控制信號PWM1。另一方面，由於反相電路249的輸出為H電平，所以PWM控制信號PWM1通過AND電路248變為PWM控制信號PWM2。根據該PWM控制信號PWM2在邏輯功能塊203和輸出功能塊204中形成柵極驅動信號P1～N2，並供給到MOSFET101～104中，進行逆變器動作。
作為逆變器負載的冷陰極螢光燈FL，由於直到施加的電壓達到給定值時也沒有發光，所以在低速起動的最初階段輸出電壓Vo隨著低速起動電壓SS的上升而上升。因此，以往，在反饋電壓FB為上限值時沒有將過大輸出電壓Vo(例如，2000～2500v)施加在冷陰極螢光燈FL上。另外，由於伴隨著過大輸出電壓Vo的施加，也沒有衝擊電流的發生，所以明顯減少了對冷陰極螢光燈FL和逆變器的主電路部件(MOSFET101～104、變壓器TR、電池BAT等)的損傷和壓力。
檢測輸出電壓Vo和輸出電流Io，將該檢測電壓VS、檢測電流IS在第1誤差放大器211、第2誤差放大器212，與基準電壓Vref2、基準電壓Vref3進行比較，由該比較輸出控制NPN235、NPN238。如果NPN235、NPN238被控制，那麼反饋電壓FB就從上限值開始降低。
輸出電壓Vo上升，如果達到起動電壓(約1000v)，那麼輸出電流Io就開始流通，冷陰極螢光燈FL發光，同時輸出電壓Vo低於動作電壓(約600V)。即使這時也沒有流過過大的衝擊電流。並且，一方面輸出電流Io緩緩上升，另一方面輸出電壓幾乎被維持為一恆定的動作電壓。另外，如果輸出電壓Vo或者輸出電流Io增大，NPN235、NPN238被控制，那麼根據反饋用電容器136、137的反饋作用，反饋電壓FB從上限值緩緩降低。
隨著低速起動電壓SS上升，輸出電流Io上升，反饋電壓FB減小。在反饋電壓FB與低速起動電壓SS相等的時刻，在PWM比較器214中的與三角波信號CT的比較對象，從到那時的低速起動電壓SS移動到反饋電壓FB。由此低速起動結束。該低速起動需要的時間，由於冷陰極螢光燈FL從停止狀態開始上升，因而比較長將輸出電流Io恆定控制為由基準電壓Vref2所設定的給定值。冷陰極螢光燈FL的明亮度由該流經的電流決定，為了維持該電流施加幾乎恆定的動作電壓。因此，電壓Vo，在起動時為了使冷陰極螢光燈FL發光而施加高電壓，一旦發光後也可以是低動作電壓。由此，在穩定狀態下，反饋電壓FB根據輸出電流Io確定。
參照圖5，如果低速起動結束，那麼進入穩定狀態。從起動信號ST為H電平開始，根據PWM控制信號PWM1以及來自OSC功能塊201的內部時鐘形成柵極驅動信號P1～N2，根據該信號驅動半導體開關電路。在變壓器TR的一次線圈105中流過的電流(在此表示負載電流Io)交替流過第1方向、第2方向。
第1方向的電流Io在柵極驅動信號P1為L電平且柵極驅動信號N1為H電平時流通。也就是說，第1方向的電流Io在柵極驅動信號N1為H電平時開始流通，在柵極驅動信號N1為H電平期間增大。如果柵極驅動信號N1從H電平變為L電平，那麼第1方向的電流Io就逐漸減小，釋放在一次線圈105中存儲的能量。
第2方向的電流Io在柵極驅動信號N2變為H電平時開始流通，在柵極驅動信號N2為H電平的時間段增加。如果柵極驅動信號N2從H電平變為L電平，那麼第2方向的電流Io就轉為減小，釋放在一次線圈105中存儲的能量。由此，與PWM控制信號PWM1相對應大小的電流Io交替地流過一次線圈105，進行逆變器動作。另外，Toff是為了防止貫通電流而設置的期間。
該半導體開關電路的各開關101～104按照圖5那樣進行開關。NMOS102在每隔一個三角波信號CT的一方頂點的時刻導通，繼續導通直到緊接之後的三角波信號CT與反饋信號FB變為相等。PMOS101在導通NMOS102的時刻的給定時間之前導通，繼續導通直到NMOS102截止後不久的三角波信號CT的另一方頂點的時刻。NMOS104在與NMOS102導通的三角波信號CT不同的每隔一個的三角波信號CT的一方頂點的時刻導通，繼續導通直到緊接之後的三角波信號CT與反饋信號FB相等。在NMOS102截止PMOS101導通的時刻，PMOS103從NMOS104導通的給定期間前導通，繼續導通直到NMOS104截止後不久的三角波信號CT的另一方頂點的時刻。然後，按照平常讓其中任一個開關導通那樣將PMOS101與PMOS103分別設定為給定期間的長度。
現在，為了讓逆變器從運轉中變為待機狀態，起動信號ST從H電平變更為L電平。該起動信號ST的電平變更，由於可在任意的時刻進行，所以與PWM控制動作非同步。
在待機狀態下，控制器IC200除去在待機狀態也供給電源的一部分電路之外停止電源供給。另外，對由PMOS101、103、NMOS102、104構成的半導體開關電路繼續供給電源。
當柵極驅動信號N1為H電平時，假定在流過第1方向的電流Io的時刻t1將起動信號ST變為L電平。另外，不論從起動信號ST變化開始到反相比較器217的輸出經過多少時間，由於都以反相比較器217的輸出的時刻作為基準，所以該時間不存在問題。
如果起動信號ST變為L電平，那麼產生系統截止信號SYSTEMOFF。根據該系統截止信號SYSTEMOFF，對除了在控制器IC200內的待機時也供給電源的部分(比較器217等)以外的部分停止電源電壓的供給。但是，如果停止該電源供給，那麼向各構成要素(例如，PWM比較器214、邏輯功能塊203、輸出功能塊204等)供給的電壓變低，截止到停止這些動作時，從時刻t1已經過數10～數100μs的系統截止時間。
在本發明中，在將起動信號ST變為L電平的時刻t1，由於關閉AND電路248，所以AND電路248的輸出PWM2立刻從H電平變為L電平。由此，從邏輯功能塊203供給到驅動電路204-2的反相電路的信號電平從L電平反相為H電平，在那時已導通的PMOSQp截止，已截止的NMOSQn導通。
由此，在NMOS102的靜電電容Cp中充電的電荷，不通過電阻Rp而是通過NMOSQn放電。該放電過程需要的時間非常短，例如為500ns。結果，第1方向的電流Io增加直到時刻t1，由於NMOS102被截止所以從時刻t1立刻減少。
在經過該系統截止時間後，同時截止驅動電路204-2的PMOSQp、NMOSQn。該系統截止時間(數10～數100μs)由於與將在靜電電容Cp已被充電的電荷通過NMOSQn放電所需要的時間(例如500ns)相比非常短，所以在時刻t1讓NMOS102立刻截止無任何障礙。
由此，本發明在向待機狀態轉移時負載電流Io不會過度增加。
與此相比，在現有的逆變器中，仍然是對除了在待機時也供給電源的部分以外的部分停止電源電壓的供給。但是，現有的逆變器，不是象本發明那樣，通過起動信號ST控制PWM控制信號PWM。
參照圖4、圖5，對驅動電路204-2與NMOS102同樣考察向在該現有的逆變器的待機狀態轉移時的動作。由於停止電源電壓的供給，所以驅動電路204-2的電源電壓VCC緩緩降低。因此，不由起動信號ST控制PWM控制信號PWM1。因此，驅動電路204-2的PMOSQp繼續導通，然後截止，另外，驅動電路204-2的NMOSQn一直為截止狀態。
這時，由於靜電電容Cp的充電電荷通過電阻Rp被放電，所以柵極驅動信號N1如圖5中虛線所示那樣根據該時間常數Cp·Rp緩緩減小。並且，在柵極驅動信號N1的大小變為比讓NMOS102截止的閾值電壓低的時刻t2時，NMOS102截止。這樣的動作，在其它的驅動電路中也相同。
因此，在現有的逆變器中，負載電流Io如圖5中的虛線所示那樣，在時刻t1後也繼續增加直到NMOS102截止的時刻t2為止。在時刻t2以後，負載電流Io緩緩下降。此時的負載電流Io的大小，如果在一個脈衝中，那麼可達到通常的負載電流的數倍(實測例中，4倍)。
如上所述，在本發明中，在轉移到待機狀態時，根據起動信號ST產生系統截止信號SYSTEMOFF，對除了在待機時也供給電源的部分以外的部分停止電源電壓的供給，同時讓來自作為開關驅動電路部的輸出功能塊204的導通狀態的開關驅動信號變為截止狀態。由此，在轉移到待機狀態時，能夠使在現有的逆變器中所產生的過大電流不存在。
另外，為此所必需的構成要素，由於只取PWM控制信號PWM1與起動信號ST的「邏輯與」就可以了，因此能夠簡單地構成。
另外，如果起動信號ST變為指示停止的狀態，那麼只要讓在開關驅動信號P1～N2中的讓半導體開關電路中的開關導通的開關驅動信號的至少一個，按照讓該開關截止那樣進行設置即可。因此，也可以將起動信號ST直接輸入到邏輯功能塊203和輸出功能塊204中來代替設置AND電路248和反相電路249，也可得到同樣的作用。
工業上的利用可能性如上，有關本發明的直流-交流轉換裝置及其控制IC，在需要從低直流電壓變為高交流電壓，作為液晶顯示裝置的背光用電源中有用。
權利要求
1.一種直流-交流轉換裝置，其特徵在於，包括直流電源；變壓器，其具有一次線圈和至少一個二次線圈；半導體開關電路，其用於從所述直流電源向所述一次線圈交替在第1方向和第2方向上流過電流；負載，其與所述二次線圈連接；電流檢測電路，其檢測在所述負載中流過的電流，產生電流檢測信號；三角波信號產生電路，其產生三角波信號；PWM控制信號產生電路，其接收所述三角波信號以及所述電流檢測信號，根據所述電流檢測信號將誤差信號和所述三角波信號進行比較，產生PWM控制信號；和開關驅動電路，其輸入所述PWM控制信號和運行/停止信號，在所述運行/停止信號指示為運行狀態時，將對應於所述PWM控制信號的開關驅動信號供給到所述半導體開關電路中，在所述運行/停止信號指示為停止狀態時，按照從所述電源不向所述一次線圈流通電流那樣將開關驅動信號供給到所述半導體開關電路中；如果所述運行/停止信號變為指示停止狀態，則切斷對所述PWM控制信號產生電路與所述開關驅動電路的電源供給，同時所述開關驅動電路，對讓所述半導體開關電路中的開關導通的至少一個開關驅動信號進行控制，讓該開關截止。
2.根據權利要求1所述的直流-交流轉換裝置，其特徵在於，所述半導體開關電路中的開關為MOS場效應型電晶體。
3.根據權利要求2所述的直流-交流轉換裝置，其特徵在於，所述開關驅動電路包括輸入所述PWM控制信號和所述運行/停止信號的邏輯電路，根據該邏輯電路的輸出形成所述開關驅動信號。
4.根據權利要求2所述的直流-交流轉換裝置，其特徵在於，所述開關驅動電路包括邏輯電路，輸入所述PWM控制信號和所述運行/停止信號；邏輯功能塊，其根據通過該邏輯電路的所述PWM控制信號和與所述三角波信號同步的時鐘，按照給定邏輯產生開關驅動信號；和輸出功能塊，其放大所述開關驅動信號並輸出所述柵極驅動信號。
5.根據權利要求4所述的直流-交流轉換裝置，其特徵在於，所述輸出功能塊，輸出將所輸入的所述開關驅動信號反相的所述柵極驅動信號，同時在其輸出端具有將所述柵極驅動信號牽引到給定電位的牽引電阻；在所述運行/停止信號為指示停止的狀態時，讓該牽引電阻短路。
6.根據權利要求1所述的直流-交流轉換裝置，其特徵在於，所述負載是冷陰極螢光燈。
7.一種控制器IC，用於驅動半導體開關電路，控制向負載供給的交流電能，其特徵在於，包括三角波信號產生功能塊，其將外接的振蕩用電容器與振蕩用電阻連接，產生三角波信號；PWM控制信號產生電路，其接收所述三角波信號以及檢測流過所述負載的電流的電流檢測信號，根據所述電流檢測信號將誤差信號和所述三角波信號進行比較，產生PWM控制信號；和開關驅動電路，其輸入所述PWM控制信號和運行/停止信號，在所述運行/停止信號指示為運行狀態時，將與所述PWM控制信號相對應的開關驅動信號供給到所述半導體開關電路中，在所述運行/停止信號指示為停止狀態時，將從所述電源不向所述一次線圈流通電流那樣的開關驅動信號供給到所述半導體開關電路中；如果所述運行/停止信號變為指示停止狀態，則切斷對所述PWM控制信號產生電路與所述開關驅動電路的電源供給，同時所述開關驅動電路，對讓所述半導體開關電路中的開關導通的至少一個開關驅動信號進行控制，讓該開關截止。
8.根據權利要求7所述的控制器IC，其特徵在於，所述開關驅動電路包括輸入所述PWM控制信號和所述運行/停止信號的邏輯電路，按照該邏輯電路的輸出形成所述開關驅動信號。
9.根據權利要求7所述的控制器IC，其特徵在於，所述開關驅動電路包括邏輯電路，輸入所述PWM控制信號和所述運行/停止信號；邏輯功能塊，其根據通過該邏輯電路的所述PWM控制信號和與所述三角波信號同步的時鐘，按照給定邏輯產生開關驅動信號；和輸出功能塊，其放大所述開關驅動信號並輸出所述柵極驅動信號。
10.根據權利要求9所述的控制器IC，其特徵在於，所述輸出功能塊，輸出將所輸入的所述開關驅動信號反相的所述柵極驅動信號，同時在其輸出端具有將所述柵極驅動信號牽引到給定電位的牽引電阻；在所述運行/停止信號為指示停止的狀態時，讓該牽引電阻短路。
全文摘要
本發明提供一種直流－交流轉換裝置及其控制器IC。在二次線圈連接負載的變壓器(TR)的一次線圈上設置半導體開關電路，將該半導體開關電路的各開關(PMOS101、NMOS102、PMOS103、NMOS104)進行PWM並恆流控制。在該逆變器中，在將半導體電路的各開關(PMOS101、NMOS102、PMOS103、NMOS104)進行PWM並恆流控制的同時，如果運行/停止信號變為指示停止的狀態，那麼切斷控制電路部的電源，進入待機狀態。在運行/停止信號變為指示停止的狀態的同時，讓半導體開關電路中的開關導通的開關驅動信號截止。由此，防止讓其轉移到待機狀態時的過電流的發生。
文檔編號H05B41/392GK1669207SQ03816450
公開日2005年9月14日 申請日期2003年8月29日 優先權日2002年11月29日
發明者福本憲一 申請人:羅姆股份有限公司