切換電路、以及包括這種電路的調製器、解調器或混頻器的製作方法

2023-05-08 11:11:36

專利名稱：切換電路、以及包括這種電路的調製器、解調器或混頻器的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種用在調製器或解調器或混頻器(mixer)內部的切換 電路，以及包括這種電路的調製器或解調器或混頻器。
背景技術：
許多傳輸方案通過調製載波的幅度和相位對數據進行編碼以表示圖 l所示類型的星座圖內的碼元。該星座圖具有在實方向和虛方向上延伸的 軸。該實方向和虛方向是正交的。在實際表達式中，如果實方向由正弦曲線sin(w/)表示，則虛方向由sinf^ +丘)-cos(Grf)表示。因此，諸如由標號、 2，2指定的任意碼元能夠由信號sin^和cosorf的合適組合表示。適於進行如 此操作的調製器被稱為I-Q調製器，並且圖2示出了這種調製器的一個 例子。儘管這種調製器能夠良好地進行工作，但是其表現出顯著的輸出 噪聲，當試圖以增加的輸出功率運行時，由於需要更大電流驅動切換晶 體管(switching transisitor)的柵極，該輸出噪聲將變得嚴重。發明內容根據本發明的第一方面，提供了一種切換電路，包括第一控制開 關(steering switch)和第二控制開關，可操作以形成或阻斷它們的第 一端子和第二端子之間的路徑，並且每個控制開關還具有用於控制該開 關的控制端子，該第一控制開關和第二控制開關使它們的控制端子由第 一切換信號和第二切換信號驅動，該第一切換信號和第二切換信號具有第一頻率並且該第二切換信號與該第一切換信號的反相；以及第一斬波 開關，其可操作以形成或阻斷其第一端子和第二端子之間的路徑並與該 第一控制開關和第二控制開關串聯連接，並在其第一端子接收要進行調 制的輸入，其中，該斬波開關的控制端子由第一切換控制信號驅動從而 當該第一驅動開關和第二驅動開關在導通與不導通之間進行改變的過程 中該斬波開關不導通。優選的是，該控制開關和該斬波開關是電晶體。因此，可以使用這種切換電路通過確保第一控制開關和第二控制開 關(它們可以實現為第一切換電晶體和第二切換電晶體)在不承載電流 的時間內進行切換來提高例如調製器的噪聲性能。這又會減小控制所述 控制開關的信號的抖動的影響，並由此使得可以在時基與第一切換晶體 管和第二切換電晶體之間使用更多的緩衝器電路，由此允許使用更大的 切換電晶體。這又意味著該調製器能夠產生更多的功率並且因此該調製 器之後的放大器不需要太大增益。這又意味著在該調製器中產生的噪聲 被較少地放大，並且因此在放大的信號中將存在較小噪聲。優選的是，控制第一斬波開關(其可使用第三電晶體實現)的切換 控制信號的頻率是第一切換信號和第二切換信號的頻率的兩倍。在優選 的實施方式中，該切換控制信號從振蕩器獲得並且被提供到二分頻計數器(divide by two counter)以產生該第一切換信號和第二切換信號。 有利的是，提供了多個切換電路以形成I-Q調製器。對於I-Q調製 器，兩個另外的切換信號(即第三和第四信號)的頻率需要與該第一切換信號的頻率相同。該第三切換信號與第一切換信號的相位差是90。(昏弧度)，並且該第四切換信號與第一切換信號的相位差是270° (，弧 度)。在優選的實施方式中，提供了I-Q調製器，在該1-Q調製器中具有 第一切換電路到第四切換電路。該第一切換電路被布置為沿著由圖1的 星座圖表示的相位空間的正實軸提供調製後的輸出信號。該第二切換電 路被布置為沿著該相位空間的負實軸提供調製後的輸出信號。該第一切 換電路和第二切換電路由該第一切換信號和第二切換信號驅動。類似地， 該第三切換電路和第四切換電路分別由該第三切換信號和第四切換信號 驅動，並且用於分別沿著該星座圖表示的相位空間的正虛軸和負虛軸提 供調製後的輸出。與圖1中所示傳輸方案相比，這裡描述的調製器能夠用於對更加復 雜的傳輸方案進行編碼，並且能夠例如用於對16 QAM和64 QAM傳輸方 案進行編碼，或者還可以產生相位調製、頻率調製、幅度調製、單邊帶、 正交頻分復用、以及任何其它調製方案。有利的是，提供了一種分析電路，用於分析該第一切換信號、第二 切換信號(以及可選的第三切換信號和第四切換信號)與該切換控制信 號之間的相對時序。通常在實際情況中，提供給調製器的切換信號被稱作本地振蕩器 信號。這裡將沿用該習慣。然而，由於在優選實施方式中該第一 斬波開關由頻率為本地振蕩器信號頻率兩倍的信號驅動，所以該切換控 制信號也將被稱作F。w或另選地稱作二倍頻(double rate) ZO信號。有利的是，多個調製器核被提供並連接到共享輸出，從而能夠提供 具有可變輸出的調製器。 一些調製器核可以經由衰減網絡來連接。不同 的調製器核可以連接到該衰減網絡的不同節點上，從而能夠通過對選定 的一個或更多個調製器核提供能量來實現輸出功率控制。本發明的調製器核特別適於連接在一起，這是因為由於在切換瞬 間電晶體不承載電流，所以提供到切換電晶體的切換信號(從分頻器/計數器獲得的那些LO信號)之間的傳播延遲或其它微小變化不會在輸出信 號中引起切換誤差。根據本發明的第二方面，提供了一種混頻器單元，包括兩個差分 對電晶體，還包括兩個附加斬波電晶體，這兩個附加斬波電晶體中的一 個插入在至該混頻器單元內的每個電晶體對的公共電流路徑內並且使用 時處於高阻抗狀態，同時相關聯的差分對電晶體在導通狀態與不導通狀 態之間進行切換。根據本發明的第三方面，提供了一種具有第一電晶體和第二電晶體 的調製器，該第一電晶體和第二電晶體響應控制信號在導通狀態和不導 通狀態之間進行切換以對輸入信號進行上變頻，該調製器還包括開關和 控制器，其中，該開關與該第一電晶體和第二電晶體串聯，該控制器對 該開關進行控制從而在包含該控制信號的跳變的時段期間該開關中斷流 過該第一電晶體和第二電晶體的電流。根據本發明的第四方面，提供了一種混頻單元，該混頻單元包括第 一場效應電晶體到第八場效應電晶體該第一電晶體、第二電晶體、第三電晶體和第四電晶體它們的源極 端子連接在一起，並且它們的柵極由近似方波或正弦波的信號以第一頻 率驅動；該第一電晶體的柵極相對於該第二電晶體的柵極大致反相驅動；該第四電晶體的柵極相對於該第三電晶體的柵極大致反相驅動； 該第五電晶體的源極連接到該第一電晶體的漏極； 該第六電晶體的源極連接到該第二電晶體的漏極並且第六電晶體的 柵極連接到該第五電晶體的柵極；該第七電晶體的源極連接到該第三電晶體的漏極； 並且該第八電晶體的源極連接到該第四電晶體的漏極並且該第八電晶體的柵極連接到該第七電晶體的柵極；並且其中，在使用中，該第六電晶體和第八電晶體二者的柵極由近 似方波或正弦波的信號驅動，這些近似方波或正弦波的信號彼此反相併 且它們的頻率是該第一頻率的倍數；通過確定驅動該第五電晶體和第六電晶體的波形時序，使得在該第 一電晶體和第二電晶體的柵極電壓之間的差改變符號期間，該第五晶體 管和第六電晶體基本上不導通；通過確定驅動該第七電晶體和第八電晶體二者柵極的波形時序，使 得在該第三電晶體和第四電晶體的柵極電壓之間的差改變符號期間，所 述第七電晶體和所述第八電晶體基本上不導通。根據本發明的第五方面，提供了一種操作混頻單元的方法，該混頻 單元可用作調製器、混頻器或解調器，該混頻單元包括第一電晶體到第六電晶體；將該第一電晶體和第二電晶體進行設置以形成第一差動，並且與第 三電晶體關聯以允許或阻止電流流到該第一電晶體和第二電晶體；對該第四電晶體和第五電晶體進行設置以形成第二差動，並且與第 六電晶體關聯以允許或阻止電流流到該第四電晶體和第五電晶體；該方法包括以下步驟1) 分別用第一切換信號和第二切換信號以第一頻率驅動該第一電晶體和第二電晶體；2) 分別用第三切換信號和第四切換信號以該第一頻率驅動該第四晶 體管和第五電晶體，其中，該第三切換信號延遲了該第一切換信號的周 期的四分之一，該第二切換信號是該第一切換信號的反相形式，並且該 第四切換信號是該第三切換信號的反相形式，並且，其中，在該第三電晶體不導通的時段期間，發生該第一電晶體和第二電晶體的切換跳變，並且在該第六電晶體不導通時，發生該第 四電晶體和第五電晶體的切換跳變。


以下將參照附圖進一步描述本發明，而這些附圖僅用於對本發明做 示意性說明，其中圖1所示的星座圖用於示出要在I-Q空間中編碼的碼元； 圖2所示為現有的調製器；圖3所示為切換電路的電路圖，該切換電路適用於調製器核中並且 構成了本發明的一個實施方式；圖4a到4h所示為用於說明圖3中調製器核的操作的時序圖；圖5所示為圖3中調製器的仿真波形；圖6所示為對圖3的調製器核的改變；圖7所示使用四個圖3所示類型調製器核的I-Q調製器；圖8所示為圖3所示的調製器核或者結合數控移相器的圖7所示的 調製器的一部分；圖9所示為用於測定丄O信號與F,跳變之間的相對相位的測量電路 的電路圖；圖10a到10h是時序圖，其例示了圖9的相位測量電路內的信號的 相對時序；圖11是具有可變功率輸出並構成本發明一個實施方式的調製器的 示意圖；圖12a和12b示出了通常的手持發射機的功率輸出及其相關聯的運 行調製器的功率消耗的柱狀圖；圖13a和13b所示為可在大概間隔一個倍頻的兩個頻率範圍內操作的調製器的時序圖；圖14所示為圖13a和13b到調製器的信號連接； 圖15所示為對圖6的切換電路的變形並且構成了本發明一個實施方式；圖16所示為構成本發明一個實施方式的直接變換解調器； 圖17所示為解調器的輸入級；以及圖18所示為構成本發明一個實施方式的另選的直接變換解調器。
具體實施方式
值得考慮現有技術調製器如何進行操作，以理解其局限性。圖2的 現有技術調製器包括相同的四個獨立調製器切換電路IO、 12、 14和16。 因此，只需要詳細描述第一切換電路10。第一切換電路10包括以"差動" 結構進行連接的第一切換電晶體20和第二切換電晶體22。因此，第一 電晶體20的源極和第二電晶體22的源極連接到公共節點24。第一晶體 管20的漏極連接到中心抽頭線圈26的第一端，而電晶體22的漏極連接 到第二抽頭線圈26的第二端。線圈26的中心抽頭連接到電源線(supply rail) 28。公共節點24接收的電流表示待調製的基帶信號。該電流可由 一般用作輸入級的電壓到電流變換器30產生，電壓到電流變換器30包 括場效應電晶體32,該場效應電晶體32的漏極連接到公共節點24，場 效應電晶體32的源極通過電阻器36接地。電晶體32的柵極連接到可控 制的運算放大器38的輸出，該運算放大器38的反向輸入端連接到節點 40，其中通過將電晶體32的源極連接到電阻器36形成的節點40。待調 制的信號被提供到放大器38的非反向輸入端。結果，流過電晶體32的 電流與放大器38的非反向輸入端產生的電壓直接成比例。在使用中，電晶體20和22由"本地振蕩器"信號i:o,和^;反相驅動，其中，該信號丄O,和巧由計數器50得到，該計數器50接收來自振 蕩器52的信號並且將其進行二分頻，以產生信號丄o,和信號i:o,的反相信 號&、以及兩個另外的信號Z^和Z^。所有的這些信號具有相同的角頻率化，或者換言之，它們的頻率都是，，並且如果我們將ZO,作為由 sin(w力表示的參考信號，則丄02由sin(fi^ + i)表示，巧=sin(6^ + ;r)，以及Z^二sin(^V + ,)。應該注意到，如果丄O波形實際上是具有上述的相位關係的方波而非正弦波時，則可以實現更好的噪聲性能。由於方波改變狀 態比正弦波改變狀態更陡峭，所以在使用方波的情況下電噪聲對切換點 時刻的影響更小。在使用中，電晶體20與22被非常迅速地反相開和關，從而導致經 由線圈26的電流路徑以交替方式在線圈的一半和另一半之間進行迅速切 換。我們能夠看見該切換的頻率由用於控制電晶體20和22的信號的 切換率確定，即等於化(本地振蕩器頻率)，而流過線圈26然後流過晶 體管20和22的電流的幅值由電壓到電流變換器的電晶體32進行控制。假定流過電晶體32的電流是單極，即，電流只能在正電源28到地 的一個方向上流動，於是電路10隻能沿著圖1實軸的正半部分對信號進 行調製。因此，提供了相似的切換電路12以沿著實軸在負方向上進行調 制，但提供給切換電路12的切換電晶體的切換信號是反相的。提供相似 的切換電路14和16分別沿著虛軸在正和負方向上進行調製。通常，用在類似行動電話裝置中的振蕩器52運行在幾GHz下，因此， 如果振蕩器運行在4 GHz，則信號丄O,、巧、丄0。和I^分別為2GHz的頻率。實際上，分頻器50會將一些不確定性引入電晶體20和22的切換時間以及其它切換電路中的對應電晶體的切換時間。這可以由分頻器自身 的熱噪聲以及由從相同電源接收電能的其它電路引起的電流變化導致的 對分頻器電源波動的影響而產生。這種抖動可以認為是經由分頻器電路的延遲中的隨機變化。然而，調製器用於將這種抖動轉換成調製器的RF 輸出信號中的相位噪聲。在行動電話的情況下，通常在調製器之後必須具有一些放大過程以 提供足夠功率來驅動發射天線。所有的調製器都會產生一些噪聲並且任 何放大級都不可避免地放大這些噪聲，因此為了在發射天線處僅僅產生 低水平噪聲，理想的是將調製器的輸出與天線之間所需的增益量最小化。行動電話系統的傳輸規範對帶外幹擾(例如由相位噪聲產生的帶外 幹擾)有限制，因此，在現有技術中必須在調製器的輸出與放大器之間 弓I入帶通濾波器以衰減相位噪聲。該濾波器增加了無線電發射機的成本 和尺寸，同時使得多頻帶中的操作更加複雜。分頻器50傾向於由相對小的電晶體形成，這是因為小的電晶體表現 出減小的寄生電容並且因此使用較少電流來對該電容進行充電和放電。 然而，為了生產具有足夠輸出功率以直接驅動適當增益的功率放大器的 調製器，該調製器的切換電晶體20和22必須具有非常大的面積。這意 味著它們具有顯著的柵極電容並且相對來講需要非常多的電流在適當 時間對該柵極電容進行充電和放電，以響應於丄O,、巧、ZC^和Z^波形的跳變。這可以使用本地振蕩器緩衝器電路來實現。儘管緩衝器電路 也傾向於由非常大的電晶體形成，但是不會在它們的輸入呈現與切換晶 體管自身一樣的大電容。結果，可能需要通過幾個具有尺寸逐漸增大的 電晶體的緩衝器驅動切換電晶體20和22。這些緩衝器電路形成了切換波 形￡^、 4、丄(9。和Z^ (可以簡單地稱作本地振蕩器波形)中的另一個抖動源，再一次表明了緩衝器電路是天線處的輸出信號中的一種相位17噪聲。發明人已經認識到如果在切換信號跳變時，響應切換信號進行切 換的每個電晶體不通電流，則能夠消除切換信號中抖動的影響。圖3所 示的單調鈿器切換電路與圖2的切換電路10等效，並構成了本發明的一個實施方式。可以看出該切換電路現在包括通常用80、 82和84表示 的三組由電晶體構成的差動。第一差動80包括電晶體90和92，電晶體 90和92的源極一起連接在第一公共節點並且連接到差動84中的另外的 第一電流控制電晶體94的漏極。第二差動82包括電晶體96和98，晶體 管96和98的源極一起連接在第二公共節點並且連接到第二電流控制晶 體管100的漏極。驅動電晶體94和100的切換控制信號是LO波形頻率 的兩倍。電晶體90和96的漏極連接在一起並且形成第一輸出OP ，該第一輸 出OP連接到中心抽頭線圈102的第一端。電晶體92和98的漏極連接在 一起以形成第二輸出^，該第二輸出^連接到中心抽頭線圈102的第二 端。線圈102的中心抽頭連接到正電源。電晶體90和92用於控制電晶體94提供的電流流向第一輸出OP或 第二輸出^。因此，這些電晶體可以被視為反相驅動的第一控制開關和 第二控制開關，並且用於形成經過該開關的電流路徑或者阻斷經過該開 關的電流路徑。還可以看出，電晶體94還用作開關，使電流流到差動84 或者阻止(即切斷)電流流過。因此，電晶體94可以被視為第一斬波開 關。還應該明白，由於電晶體94與電晶體90和92二者串聯，所以晶體 管94可由兩個電晶體替代，其中， 一個電晶體僅與電晶體90串聯，而 另一個電晶體僅與電晶體92串聯。這些附加電晶體都可以由V艦驅動， 並且可以被視為子開關。在這種設置中，電晶體90和92的源極將不連 接在一起。該命名方式所遵循的是，電晶體96和98可以被視為第三控制電晶體和第四控制電晶體，而電晶體ioo被視為第二斬波電晶體。再參照圖2，可以看出，振蕩器52提供一個輸出振蕩器信號r。K。 實際上，振蕩器52通常是雙端裝置，從而它提供彼此互補的兩個輸出信 號即r。^和^。如果該振蕩器是單端的，則可以包括另一放大和反相級 以提供緩衝形式的r,和^ 。分頻器so接收信號r,和^:並且產生頻率為r頻率的一半的本地振蕩器信號乙o,、巧、丄o。和Z^。信號io,和^;可以被視為第一切換信號和第二切換信號，而r可 以被視為第一切換控制信號。返回圖3，可以看出，電晶體94和100連接，它們的源極連接到第 三公共節點24，該第三公共節點24接收電壓到電流變換器30 (圖2中 所示)的電流。圖4是細分為圖4a到4h的時序圖，用於幫助說明圖3所示的電路 的操作。信號K。,c被提供到電晶體94的柵極，因此當l^c為高電平時該晶 體管導通，當Z。sc為低電平時該電晶體不導通。電晶體100由互補信號 驅動，並且由此當電晶體94導通時電晶體100關閉，當電晶體94不導 通時電晶體100切換到導通狀態。電晶體90由圖4c所示的信號￡0,驅動， 而電晶體92由圖4d所示的信號巧驅動。類似地，電晶體96由圖4e所 示的信號丄^驅動，而電晶體98由圖4f所示的信號Z^驅動。通過圖4a到圖4f可以形象地看出，被選擇的本地振蕩器與通過二 分頻計數器的信號間的傳播延遲使信號丄O,、巧、丄Oe和I^的信號跳變與K,和F。,c的信號跳變不一致，並且優選的是，本地振蕩器信號的信號跳變在信號r。,c和^:的跳變之間的中途發生。如果不能夠實現該正確的定相，則會失去本發明帶來的優點。為了簡單起見，我們可以假定電流/電壓變換器30控制電晶體32， 電晶體32通過電流I。我們能夠認為流過圖3所示電路的電流，如在每 個佔據fW:的時鐘周期的一半的任意時間單位內測得的那樣。為了進行這個討論，假定該電路已經運行了一段時間從而信號之間的所有的相對關 系已經建立起來。因此，在零時刻，F經歷了從低電平到高電平的跳變 從而將電晶體94切換到導通狀態。類似地，電晶體100切換到不導通狀 態。此時，信號丄O,也是高電平，從而電晶體90導通而電晶體92不導通。 因此，來自正電源的電流流過線圈102並且經由輸出端子0屍流過電晶體 90到達電晶體94，並且從電晶體94流過電晶體32到達地(ground)。 在時間周期T二1時，信號丄Oe和Z^發生跳變從而處於低阻抗狀態的晶體 管98不導通，而處於不導通狀態的電晶體96導通。然而，這些跳變不 會影響流過電路的電流，這是因為電晶體ioo處於不導通狀態。在周期T二2時，信號F,變為低電平從而將切換電晶體94處於不導通狀態，而信號4變為高電平從而切換電晶體ioo處於導通狀態。其結果是，流過電晶體90的電流被阻止，相反產生通過輸出節點O屍以及通 過電晶體96和電晶體100的電流注意在瞬時T二2之前和之後，電流都 將流到輸出OP。在時間T3時，信號ZO,變為低電平同時信號Z^變為高電平。這些 信號的任何抖動(即，切換時間的微小變化)不會傳播到振蕩器的輸出， 這是因為電晶體94是不導通的。在時間T4時，r變為高電平，切換電晶體94導通的同時電晶體 100不導通。此時，來自正電源的電流路徑現在經過中心抽頭線圈102的 下半部，經由第二輸出^，然後經由電晶體92和電晶體94。因此，在節點OP發生跳變從而電流停止流入節點OP ，並且電流開始流經節點^ 。 在時間T二5時，信號丄Oe和Z^發生跳變，從而將電晶體96切換為導通狀態，而將電晶體98切換為不導通狀態。然而，這些跳變中的任何 時序誤差不會傳播到輸出，這是因為F,是低電平並且由此電晶體100不 導通。在時間T二6時，4變為高電平，從而將電晶體100切換為導通，同 時將電晶體94不導通。此時，儘管來自電源的電流仍然經過第二輸出節 點^ ，但是現在經過電晶體98和電晶體100。在時間T=7時，信號丄0,和^;切換狀態，從而將電晶體90切換至 導通狀態，而將電晶體92切換為不導通狀態。然而，此時，電晶體94 是不導通的並且由此任何切換誤差將不會表明自身為相位噪聲。在時間T二8時，K,切換為高電平從而切換電晶體94導通，同時電晶體100不導通。此時，電晶體94和90處於導通狀態從而流經輸出^5 的電流停止並且電流開始流過輸出端子O屍。因此，在輸出信號中發生另 一個電流跳變。然後重複該循環。從以上描述可以看出信號ZQ、 &、 ZC^和Z^的短時抖動 (temporal jitter)不會對調製器的輸出產生任何影響，這是因為，在 這些信號發生跳變時，由這些信號控制的電晶體中不會通過任何電流。 應該理解的是，圖4所示的波形是理想化的並且運行在接近4GHz頻率下的實際電路將不會觀察到這種理想波形。圖5a例示了運行在4GHz下的示例性電路的信號J^c、 ^、丄O,和Z^的仿真波形。在這些頻率下的^,和大致呈自然的正弦曲線。還 可以看出，信號ZO,和^;的跳變需要大約100ps。然而，輸出節點O屍處的電流流動仍然表現出低相位噪聲。圖5b中所示的電流波形用於表示圖 3或圖6中的電晶體92的漏電流。實際上，如圖6所示，通過包括射地-基地放大器電晶體120修改圖 3的配置，該射地-基地放大器電晶體120用於消除可能由調製器的其它 部分產生的供電電壓和輸出電壓變化對切換電晶體90、 92、 96和98的 影響。圖7示意性例示了使用圖6所示類型的標記有Cl到C4的四個切換 電路的I-Q調製器，但是為了清楚省去了射地-基地放大器電晶體。每個 電晶體具有其關聯的驅動信號，即相對其柵極所示的^ ,、 &、 ZOe、^、 Ki或^。在使用中，要進行上變頻的基帶信號被限制於良好定 義的範圍內。因此，如果基帶信號BW被限制在1伏特和2伏特之間，則 麗也被限制在1伏特和2伏特之間，其中，當朋/具有1伏特值時，M 具有2伏特值。^^/和^7的和通常是一個常數，儘管可以通過最小化電 路的靜態電流的方式改變這些信號的共模偏置來減小功耗，並且只要差 分電壓與期望輸入信號保持比例，這就不會改變電路的操作。相似的考 慮適用於B^2和^。因此，輸入信號5S/和^7可以被看作疊加在共模 偏置電壓上的差分輸入信號。再參照圖4，清楚的是，為了本發明能夠正確地工作，本地振蕩器信號丄O,、巧、丄^和z^需要與p^c和^:處於正確相位或時序關係。當然，電路設計者能夠設計二分頻電路以及插入在二分頻電路50與切換 電晶體之間的任何緩衝器，以確保在期望的溫度範圍和電壓範圍內，這 些信號相對於彼此恰當的時序以確保電路的操作。然而， 一種另選的方 法是測量相對相位並且使用移相器電路150以正確地調節相位。圖8示 出了這種設置。移相器150己經被設置為插入在該二分頻電路與控制或 切換電晶體90、 92、 96和98之間。單個移相器電路150可以被提供給所有切換電晶體。移相器電路150能夠同樣地被插入到二分頻電路50與 用於緩衝振蕩器信號的緩衝器放大器152之間。可以通過響應數字字 (digital word)控制移相器150並且可以通過將緩衝器切換入或切換 出信號傳播路徑而在數字域中實現移相器150。例如，每個緩衝器可以由 兩個反相器組成，其中這兩個反相器與連接在兩個反相器間節點處的一 個電容器串聯，從而通過該緩衝器引入了相對良好定義的傳播延遲。還 可以通過將輸入到該移相器的信號的不同部分進行疊加並且對所得到的 信號濾波來實現該移相。已經提供了 一種用於移相的數控移相器，然後期望能夠確定例如丄O, 和7,的跳變之間的相對時序，以確定應該實現什麼何種移相。圖9示意 性例示了可以用於確定相位關係是否正確的時序檢測器的電路。該時序 檢測器可以用作反饋環的一部分，在該反饋環中，可調移相器150用於 改變相位直到該時序檢測器確定已經實現了正確的相位關係。圖9所示的電路的拓撲結構與例如圖6所示的調製器切換電路的拓 撲結構非常相似。具體地講，由電晶體311、 312、 321、 322、 323、 324 形成的結構與圖6的電路幾乎相同，然而，修改了與驅動電晶體的連接， 在期望操作條件下，與圖6相比較，由於已經將K^和的連接進行反 相，當電晶體321、 322、 323和324承載電流時，這些電晶體進行切換。然而，將圖9的電路與圖6的電路(或者圖3的簡化形式，其中， 省去了射地-基地放大器電晶體)進行比較，我們發現圖6的電晶體90 對應於圖9的電晶體321。然而，電晶體90通過總是偏置的射地-基地放 大器電晶體與輸出端子直接連接，而圖9的等效電晶體321連接到由晶 體管331和332形成的另一差動。電晶體331和332的源極連接到晶體 管321的漏極。電晶體331的漏極通過射地-基地放大器電晶體341 (位 於電晶體331與第一輸出節點221之間)連接到第一輸出節點221。晶體23管332的漏極通過射地-基地放大器電晶體(位於電晶體332與第二輸出 節點222之間)連接到第二輸出節點222。電晶體331在其柵極接收i:(^， 而電晶體332接收I^信號。重複這種結構，從而電晶體322連接到電晶體333和334 二者的源 極。電晶體333接收丄C^信號並且連接到第二輸出222。電晶體334接收!^信號並且連接到第一輸出221。電晶體323連接到電晶體335和336。電晶體335接收z:O,信號並且 連接到第二輸出222。電晶體335接收Z^信號並且連接到第一輸出221。類似地，將電晶體324連接到電晶體337，該電晶體337接收ZO,信 號並且連接到第一輸出221，電晶體324也連接到電晶體338，該電晶體 338連接到第二輸出222並且接收Z^信號。運算放大器302將跨接電阻器303的電壓逐漸變為等於參考電壓304 的電壓來控制MOSFET 301。這使得恆定電流在導線401中流動然後流過 由電晶體311和312形成的差動。在&w比正電平大的時間內，導線 401中的電流也將流過導線412，而在K。sc比^負電平小的時間內，電 流將流過導線411。因此，導線412和411中的電流差的符號與K。sc和 電壓差的符號相同。現在，考慮符號丄O,、巧、丄C^和Z^。當ZO,比Z^ 正電平大並且丄(^比Z^正電平大時，向上通過圖9進行工作，導線411 中的任何電流將流過MOSFET 321、導線421、 M0SFET 331、導線43K和 射地-基地放大器M0SFET 341，並且最後流過導線221 (位於圖的頂部)。 類似地，流過導線412的任何電流將流過M0SFET 323、導線423、 M0SFET 335、導線435、射地-基地放大器M0SFET 345，最後流過導線222 (位於 圖的頂部上)。由此可以看出，412和411中的電流分別出現在導線222 和221處。如果信號丄O,和巧改變它們的邏輯狀態，則這會具有交換電流路徑的效果，從而使原來在導線221中流動的電流現在無論如何都在 導線222中流動，反之亦然。類似地，交換Z^和Z^的邏輯狀態也將會具有交換導線221和222中電流的效果。圖10a到圖10d例示了 L"、巧、 ZOe、以及I^信號的相對相位，圖10e示出了如果F,是恆定DC信號， 則輸出221和222會產生的差分輸出電流。然而，如圖10f和10g所示， K,也進行振蕩，其結果是，如圖10h所示，出現了差分輸出電流。因此， 最終結果是在任何時刻，導線222和221中的電流差的符號與信號r。,c 和之間電壓差的符號乘以丄Oe和Z^之間電壓差的符號並乘以Z^,和巧之間電壓差的符號相同。這等效於數字邏輯領域中公知的作為三端輸 入異或門的邏輯功能。如圖4和圖10所示，當本地振蕩器信號丄"、丄O'、 LOe、以及￡%與^sc對齊時，在節點221和節點222上流過的電流的積分平均 (Intergrated average)相同。然而，如果相位關係開始漂移，則流出 一個節點的電流變得大於流出另一個節點的電流並產生非零平均差分輸 出電流。該差分電流的符號能夠檢測到並且使用在反饋環中，以改變由 移相器150提供的傳播延遲/相移。也能夠，例如通過狀態機，數位化地 控制最優相位的反饋或搜索。由於，分頻器控制的電晶體在被切換時從來不導通電流，所以根據 本發明的調製器展示了優於現有技術的幾個優點。因此，該調製器對分 頻器中的相位噪聲或抖動不敏感，並且對該分頻器電路輸出波形跳變的 確切時序變得相對不重要。計算機仿真己經表明當發送+2 dBm到功率放大器時，在190MHz 的偏移處，構成本發明一個實施方式的調製器的噪聲譜密度應該為大約 -166 dBc/Hz，而現有技術設置中的緩衝器放大器將調製器輸出功率增加到+2 dBm時，現有技術的調製器的噪聲譜密度將大約為-145 dBc/Hz或 惡化了大約21 dB。分頻器信號中的時序誤差的不靈敏性還延伸到切換時間內的固定誤 差，與隨機抖動不重要的原因相同，這些固定誤差在此處描述的調製器 中不重要，但是在常規直接變換調製器中會帶來麻煩，這是因為它們會 引入"正交誤差"。換言之，在受到丄O信號中的時序錯誤影響的現有技 術調製器中，由於同相基帶信道導致的RF輸出信號的分量不會與由於虛 擬基帶信道導致的RF輸出信號確切為90。。除非進行極端的考慮，否則電路布局中的寄生電容會很容易引入這種系統時序誤差。然而，在本發 明中，為了實現良好的正交，僅僅需要以2倍發送頻率來驅動下層切 換電晶體(lower switching transistor)的兩個反相信號(;和)按照相同或相反擺動以及50%的佔空比對稱，該50%的佔空比是相同地呈 現在常規調製器的二分頻電路的輸入處所需的。能夠控制調製器的輸出功率並由此控制收發器的輸出功率通常是有 用的。事實上，在寬帶碼分多址(W-CDMA)行動電話手機中(諸如用於 所謂的3G系統中)，必需能夠在很寬範圍內改變手機發射機的輸出功率。 在一個這種系統中，輸出功率應該向上可調至+24 dBm (0.25W)並向下 可調至-50 dBm (0.00000001W)。在此之前描述的調製器核特別適用於產生這種功率輸出範圍所需的發射機中。此處己經例示了通常驅動中心抽頭變壓器的調製器的實施方式，但 應該理解為也可以驅動其它的輸出電路。還可以將圖6中標號為120的 四個電晶體的漏極端子分離並通過移相網絡或時延線(delay lines)將這些漏極端子連接到負載，從而提高可用的輸出功率。圖6中的標號為 120的四個電晶體的輸出電流的基本分量的相位相對於某個任意基準是0 度、180度、90度和270度，並且因此在圖6中，將0度和90度的電流疊加，並對180度和270度的電流疊加，然後應用這兩個疊加電流作為 平衡-不平衡變換器(balun)的差分輸入。應理解為，通過分別地將來 自電晶體120的漏極的四個電流進行偏移使它們彼此同相，可以獲得更 多的輸出功率。有利的是，還可以利用來自圖6的電晶體120的四個輸 出電流不同相的事實，並且這在直接變換接收機的下變頻混頻器中或者 在上變頻中創建用於驅動一些形式的功率放大器所需的一對正交信號等 方面特別有用。圖11表示並聯設置多個IQ調製器的設置，每個IQ調製器都是圖7 所示的類型，並且出於簡化目的標記為501、 502、 503、 504和510。八 個調製器503到510彼此直接並聯連接，並且連接到中心抽頭變壓器512。 核503到核510中的任何一個或多個能夠導通或不導通以給出8到1的 輸出幅值範圍，即64到1的輸出功率控制範圍，而輸出功率控制範圍64 到l對應於18dB的控制範圍。如圖11所示，通過標號為514的R-2R梯 形網絡(ladder),另外的IQ調製器502、 501以及由點劃線500表示的 可選的附加調製器連接到中心抽頭線圈512。該R-2R電路是公知的因而 不需要進一步描述。然而，連接在梯形網絡514中第一抽頭516的第一 調製器502輸出的電壓幅值只是第一調製器502直接連接到中心抽頭線 圈時輸出的電壓幅值的一半。因此，例如與調製器503相比，來自調製 器502的輸出功率下降了 6dB。連接在第二抽頭18上的下一個調製器501 的輸出功率與調製器503相比衰減了 12dB。通常，當信號到達中心抽頭 線圈512時，R-2R梯形網絡中的每個抽頭提供了6dB的衰減。在優選的 實施方式中，在R-2R梯形網絡中設置有7個抽頭並且7個調製器連接到 這些抽頭。因此，最末端調製器的輸出功率比調製器503衰減了 42 dB。 通過沿著R-2R梯形網絡切換一個或更多個調製器，能夠實現6 dB的功 率步長(st印)，從而給出了大約60 dB的總功率範圍(Overall power27range)。然而，應該注意，調製器不需要連接到每個抽頭上，從而沿著 該功率範圍在一些位置上產生了 12 dB步長大小來替代6 dB步長大小， 使給定數目的調製器核產生更大的功率範圍。採用常規的直接變換發射機很難以極低功率水平產生良好的調製信 號，這是因為例如通過調製器內的切換電晶體的寄生電容的不匹配而將 本地振蕩器信號耦合到發射機的輸出信號。不希望調製器產生由於耦合 而導致的存在於輸出波形中的固定量本地振蕩器信號，並且當發射機功 率被充分減小時，丄O洩露的功率可能與希望的輸出信號功率相當 (comparable)。在圖11所示的設置中，能夠通過將沒使用的調製器的 每個部分上的丄O波形不導通來解決這個問題。因此，例如，如果連接到 R-2R梯形網絡的抽頭上的調製器核中的一個正被使用，則被使用的調製 器核的ZO信號會存在，但是對於沒有使用的每個其它部分來講，ZO波形 將會不導通。通過這個方法，將LO洩露減小與希望的發送信號相同的量， 從而它們倆之間的比率總是可以接受的。當需要輸出功率的量不與沿著電阻R-2R梯形網絡的抽頭之一精確 對應而是位於兩個相鄰抽頭的功率水平之間的某個地方時，則能夠通過 選擇產生較大輸出功率的抽頭並通過減小施加到調製器的基帶信號的幅 值來實現期望的輸出水平。通過在小範圍功率上調節基帶幅值，完全可 以用該方法控制輸出功率。本發明的另一個優點在於大多數時間，發射機所需的輸出功率能 夠僅由多個IQ調製器核中被導通的一個IQ調製器核來提供服務。這在 圖12中示意性示出，其中，圖12a是表示收發器需要輸出給定功率的時 間對收發器功率的比例的直方圖。可以看出，收發器很少運行在其最低 功率模式和最高功率模式下，而主要運行在標號為530的中間功率範圍 內。圖12b示出了作為功率函數的收發器功率分配，並且可以看出，在大多數時間內僅需要使多個IQ調製器中的一個通電。僅在最終18 dB的 功率輸出中，需要並行運行兩個或更多個調製器。許多行動電話手機需要在幾個相差大的不同頻率範圍內相差大的進 行發送。通常， 一些頻率在大約900-1000 MHz，而另一些頻率在大約1800 至2000 MHz。在這種手機中，理想的是，對兩種發送頻率使用相同的頻 率合成器。然而，大多數實際的合成器覆蓋的調諧範圍遠小於上述的2:1 頻率範圍。例如，當運行在1000 MHz範圍內時，用於將發送頻率二分頻 的簡單方法是在本地振蕩器到調製器的路徑內插入新的分頻器。當不 需要這個分頻器時，例如在較高頻率範圍內進行發送時，這個分頻器可 以被旁路。不幸的是，任何附加的分頻器，都會在切換電晶體的切換點 產生附加的抖動，而這是不期望發生的。可以使該分頻器是低噪聲的(安 靜)，這意味著儘管它引入了非常小的相位噪聲，但這僅是以該分頻器 內的大量功率消耗為代價。當使用根據本發明的調製器時，有另一種更有利方法用於以較低功率進行發送。在這個例子中，與最初的情況相同，可以仍使r。sc和^:信 號以高頻率運行，但是僅改變調製器中的切換電晶體的柵極驅動波形。圖13a和13b中示出了這種條件。圖13a示出了當運行在"高"頻帶下 時丄O,、巧、ZOe、 Z^及P^c信號之間的關係，其中，該丄O信號的頻 率是T/。,c頻率的一半。實際上，每一個LO,、可、￡02和1^信號在圖13中都出現兩次，因為這便於通過允許在較低的頻率運行的方式，分別控 制一些電晶體。圖13b示出了等效時序圖，其中，^c的頻率與以前相同，但是丄O,、巧、丄^和Z^信號已經由八個切換信號替換，這八個切換信號已經進行了再次分頻從而現在它們的頻率為振蕩器頻率的1/4。因此， 可調諧4 GHz振蕩器可以使用在運行於800 MHz到1000 MHz範圍以及1800 MHz到2000 MHz範圍的雙頻帶電話中。該分頻不一定僅僅是二分頻或四分頻。該柵極波形可以是振蕩器頻率的1/3或一些其它分數。在這種情 形下，需要修改相位檢測系統。從圖13a和圖13b中可以看出，到切換電晶體的信號由^到D以及:i 到5進行表示。在圖13a中，C對應於5，並且D對應於》。在圖13b中， 對相位進行了改變從而5滯後^了 45° ， C滯後^4了 90° ，"滯後^了 135° 。所有的互補信號5到萬也被使用，並且圖14中示出了它們與調製 器的連接。清楚的是，應當在低頻率產生本地振蕩器波形和它們的分量以進行 低頻帶操作，並且本地振蕩器波形和它們的分量是通過使用僅高頻帶調 制器不需要的附加觸發器產生的，但是這些附加觸發器不會在調製器的 輸出引入相位噪聲，這是因為，由附加觸發器引入切換電晶體切換時序 的抖動仍然在那些電晶體沒有承載電流時出現。這個方法的另一個優點在於不改變n^和信號的頻率，可以使用諧振電路有效地提供r,和信號，該諧振電路包括一個電感 (inductor),該電感在高頻帶與低頻帶之間進行切換時不需要再調諧。 迄今為止，提供給任何調製器切換電路內的控制開關(如圖6所示 電晶體90和92)的控制開關電流由單個電晶體(例如圖6的電晶體94) 進行控制。類似地，電晶體100控制提供給該附圖內電晶體96和98的 電流。然而，這表示的是圖15所示的一般情況的特殊(簡化)例子。將 圖15與圖16進行比較，相同部件由相同標號表示。然而，先前與晶體 管90和92 二者串聯的電晶體94 (斬波電晶體)由兩個獨立電晶體602 和604替代，電晶體602與電晶體90串聯連接，電晶體604與電晶體92 串聯連接。電晶體602和604 二者的柵極連接到公共端子以接收信號y,。 類似地，電晶體100被與電晶體96串聯連接的電晶體606和與電晶體98 串聯連接的電晶體608替換。電晶體606和608 二者的柵極連接在一起並且接收信號^。因此，圖15中的電路同樣再現了圖6所示電路的功 能。然而，這種結構作為通用混頻器可以具有更多用途。例如，由於接 收本地振蕩器信號丄O,的電晶體90與接收切換信號J^c的電晶體602串聯，所以能夠改變它們在該電路內的相對位置。在一些結構中這是有利 的，因為根據驅動信號的相對電壓/強度，使得能夠從該電路中省去射地 -基地放大器電晶體120。迄今為止，已經在直接變換發射機的情況下描述了切換電路。然而， 切換電路也能夠被使用在必須產生中頻的變換方案或期望產生中頻的變換 方案中或者用於己經產生中頻的變換方案中。在這種設置中，提供RF輸入 信號至輸入級30。在這種設置中，該電路能夠用作上變頻器或下變頻器。直接下變頻接收機正變得越來越重要，並且在這種架構內本發明的 電路結構具有顯著優點。對圖6以及隨後圖15所示的設置進行微小修改 後適合用作完整的I-Q混頻器。在這種設置中，來自電晶體90、 92、 96 和98的漏極或者來自各個射地-基地放大器電晶體120(如果在該電路內 仍保留射地-基地放大器電晶體120)的連接通過各個負載電阻器直接連接 到電源線正極。那麼，在電晶體90處產生的電壓輸出是/，在電晶體92 處產生的電壓輸出是7，在電晶體96處產生的電壓輸出是e，而在電晶體 98處產生的電壓輸出是^。該電路將會按照在此之前參照圖4的描述而工 作，從而可以看出，在節點24處產生的輸入電流被切換到/輸出、然後切 換到2輸出，然後切換到7輸出，然後切換到^輸出。然後重複該順序。通常，設計者希望使用差分輸入。在這種情況下，則需要兩個混頻 器電路，如圖16示意性所示。該電路使用的基本拓撲請參照之前圖15的例示和描述，然而，假定該電路現在必須對標號為/。^和7^;的差分電流進行處理，則不得不複製該電路的每個路徑。為了對此進行闡明，將 再次使用圖15的編號系統，但是承載/。^電流的那些部件具有後綴"a"，而處理7^電流的那些部件具有後綴"b"。從圖16可以看出， 提供r信號給電晶體602a、 604a、 602b以及604b，如前所述，該F,信 號的頻率通常是提供到電晶體90a、92a、90b和92b的本地振蕩器信號丄。, 和U的頻率的兩倍。電晶體606a和606b、 608a和608b、 96a和96b、 以及98a和98b有相似設置。為了進行簡化，將僅詳細描述位於圖16左 手側的切換電路。電晶體602a和602b的漏極連接在一起並饋送到公共 輸出節點，該公共輸出節點與圖15的輸出OP對應。類似地，電晶體604a 和604b的漏極連接在一起所形成公共輸出節點與圖15的輸出節點^對 應。然而，在該設置中，這些節點連接到運算放大器650的反相和非反 相(正相)輸入端，圍繞該運算放大器650形成有反饋網絡。由通常標記為660的輸入級提供對節點24a和24b的輸入電流。該 輸入級可以是跨導級(transconductance stage)例如圖15中的標號30 所示但是進行複製以形成差分級，或者該輸入級可以是圖17所示的級， 其中，該輸入級不是真實的跨導級並且使得混頻器/解調器作為"無源混 頻器"運行。因此，參照圖17，該輸入信號是包括互補輸入信號^和^的差分信號。該^信號提供給電晶體662的柵極，該電晶體662的漏極經由電阻器 666連接到電源線正極664，並且電晶體662的源極經由電流阱(Currentsink ) 668接地，儘管該電流阱(Current sink )可由電阻器替換。該^ 信號提供給電晶體670，該電晶體670的漏極經由電阻器672連接到電源 線664，並且電晶體670的源極連接到電流吸收器668。在電晶體670的漏極可獲得電流7。^ ，而在電晶體662的漏極可獲得差分電流7。^ 。如果圖16的電路要作為無源混頻器運行，也就是說，當施加到節點 24a和24b的電流僅僅是信號電流並且沒有疊加的偏置電流時，則將隔直流電容器674和676插入通向節點24a和24b的路徑內。無源混頻器能 夠表現出良好的線性度和低噪聲性能。相對於現有技術直接變換接收機拓撲，圖16所示的拓撲具有多個優 點(其中，電晶體602a和602b、 604a和604b、 606a和606b、以及608a 和608b被省去並由短路替換)。具體地講，任何混頻器中存在一種可能 性，例如電晶體90a和92a將會同時導通。當電晶體90a和92a由互補 (通常為正弦曲線)輸入信號驅動時，環繞電晶體90a和92a的差動結 構的特性使得很難(但並非不可能)將它們同時切換為非導通狀態。可 以看出，在切換期間，如果電晶體90a和92a並非不導通，則輸出放大 器650的輸入經由低阻抗有效地短接在一起。這個阻抗將遠小於反饋電 阻器690和692的值，並且因此在這個跳變周期內，放大器650將用作 高增益放大器。因此，存在於這個放大器的輸入級的任何噪聲將被極大地 放大，並隨後進入接收機的其餘部分。這惡化了接收機的噪聲性能。然而， 在構成本發明的實施方式的接收機中，電晶體602a和604a沒有導通，同 時電晶體90a和92a分別在它們的導通和不導通狀態之間進行切換。由於是同相，在本地振蕩器信號的Q通道沒有進行切換期間，本地 振蕩器信號的I通道進行切換，並且反之亦然；當與該Q通道切換對串 聯的新電晶體導通時，在該I通道切換對中的新的電晶體將會不導通， 並且反之亦然。這使得能夠在I通道和Q通道之間共享單個輸入級。圖 18示出了這樣一種設置，可以看出，僅當r醒為高電平時，電流流到同 相相位頻帶輸出的輸出放大器690，並且僅當7。sc為低電平時阻止電流流 到同相相位頻帶輸出的輸出放大器690，此時電流流入到Q通道輸出放大 器694。雖然，混頻器內的電晶體的迅速切換導致了從混頻器流到基帶放 大器的電流包含高頻分量，但是可以通過對混頻器的輸出進行簡單地低 通濾波來恢復基帶信號。33這種設置表示了對圖16電路的改進。這裡，在該輸入級660的/。^和 :通道的每一個中總是有電流通過。考慮/。^通道700。它將電流饋送 到被ZO,和Z5信號反相驅動的電晶體702和704以及被i:^和Z^信號 反相驅動的電晶體706和708。電晶體702和704串連電晶體712和714, 該電晶體712和714由^《信號(通常，該K,信號的頻率是丄O,頻率的 兩倍，並且^W;信號時序被確定為不會同時發生信號跳變，如先前參照圖 4所述)驅動。電晶體716和718與電晶體706和708串聯並且電晶體 716和718由信號驅動。由此可以得出，電流流動路徑不是在/。^輸 出700與I通道放大器690的輸入之間，就是在/。^輸出700與Q通道放 大器694的輸入之間。相同的分析適用7^通道。因此，這種結構能夠工 作在無源混頻器模式(其中，不存在DC偏置電流)或有源模式下，其中， 輸入級660是真實跨導級或者是調製後的電流源。電晶體對702和712， 704和714等串聯，並且因此可以是相反順序 (在該電路圖中，702在712之上)，而不會改變電流的操作。因此，可以提供一種改進的調製器拓撲，其展現出改進的相位噪聲 性能。還可以提供一種改迸的解調器。應該記得，在大多數集成電路處理技術中，MOS電晶體的漏極的物 理結構與源極的物理結構相同。這意味著當在該布局中放置電晶體時， 如果交換漏極和源極端子，將不會對所得到的集成電路的操作產生任何 影響。'因此應認識到，與本發明不同之處僅僅是將一個或更多個MOS電晶體的漏極和源極交換的任何裝置或方法在物理上與本發明物理相同， 並且因此而應該被包括在本發明的範圍內。類似地，由於電晶體不是難 以導通就是難以不導通，所以我們將這些電晶體用作開關，那麼也可以 使用諸如雙極元件(device)的其它切換技術。
權利要求
1、一種切換電路，包括第一控制開關和第二控制開關，可進行操作以在它們的第一端子和第二端子之間形成或阻斷路徑，並且每個控制開關還具有用於控制所述開關的控制端子，所述第一控制開關和第二控制開關的控制端子由第一切換信號和第二切換信號驅動，所述第一切換信號和第二切換信號具有第一頻率並且所述第二切換信號與所述第一切換信號反相；以及第一斬波開關，其可操作以在其第一端子和第二端子之間形成或阻斷路徑、所述第一斬波開關與所述第一控制開關和第二控制開關串聯連接，所述第一斬波開關的第一端子接收待調製的輸入，其中，所述斬波開關的控制端子由第一切換控制信號驅動，當所述第一控制開關和所述第二控制開關在導通與不導通之間變化時，所述斬波開關不導通。
2、 根據權利要求l所述的切換電路，其中，所述第一切換控制信號 的頻率是所述第一頻率的倍數。
3、 根據權利要求l所述的切換電路，其中，所述第一控制開關第一 端子和所述第二控制開關的第一端子連接到公共節點，並且所述第一斬 波開關的所述第二端子也連接到所述公共節點。
4、 根據權利要求l所述的切換電路，其中，所述第一斬波開關包括 第一子開關和第二子開關，並且其中所述第一子開關與所述第一控制開 關串聯並且由所述第一切換控制信號驅動，所述第二子開關與所述第二 控制開關串聯並且由第二切換控制信號驅動，其中，所述第二切換控制 信號與所述第一切換控制信號同相。
5、 一種包括權利要求1所述的切換電路的調製器，其中，所述調製 器適於接收來自振蕩器的振蕩器輸出信號，並且所述振蕩器輸出信號提 供所述第一切換控制信號並且該所述振蕩器輸出信號被分頻從而提供所述第一切換信號和所述第二切換信號，其中，所述第一切換控制信號、 所述第一切換信號和所述第二切換信號具有受控的相位關係，並且所述 第一切換信號和所述第二切換信號的頻率均為所述切換控制信號頻率的1/N，其中，N是大於l的正整數。
6、 根據權利要求5所述的調製器，其中，所述第一切換信號和所述 第二切換信號的頻率是所述第一切換控制信號頻率的一半。
7、 根據權利要求l所述的切換電路，該切換電路還包括第三控制開 關和第四控制開關以及第二斬波開關，其中，所述第一控制開關和所述 第二控制開關形成具有第一公共節點的第一差動，所述第三控制開關和 所述第四控制開關形成具有第二公共節點的第二差動，並且所述第一斬 波開關和所述第二斬波開關形成具有第三公共節點的第三差動，並且其 中，所述第一差動和第二差動二者的輸出並聯連接，所述第一斬波開關 具有連接到所述第一公共節點的第二端子，而所述第二斬波開關具有連 接到所述第二公共節點的第二端子。
8、 根據權利要求7所述的切換電路，其中，所述第一控制開關到所 述第四控制開關是場效應電晶體，並且所述第一斬波開關和所述第二斬 波開關是場效應電晶體，每個場效應電晶體都具有柵極、漏極和源極， 並且其中形成所述第一控制開關和所述第三控制幵關的電晶體的漏極連 接到第一輸出節點，形成所述第二控制開關和所述第四控制開關的晶體 管的漏極連接到第二輸出節點，形成所述第一控制開關和所述第二控制 開關的電晶體的源極連接到形成所述第一斬波開關的電晶體的漏極，形 成所述第三開關和所述第四開關的電晶體的源極連接到形成所述第二斬 波開關的電晶體的漏極，並且形成所述第一斬波開關和所述第二斬波開 關的電晶體的源極一起連接到輸入節點。
9、 根據權利要求8所述的切換電路，該切換電路還包括分頻器電路，所述分頻器電路在其輸入接收振蕩器輸出信號並且適於產生所述第一切 換信號和所述第二切換信號，並且其中，所述分頻器電路還適於以所述 第一頻率產生第三切換信號和第四切換信號，並且其中，所述第四切換 信號與所述第三切換信號反相，並且所述第三切換信號相對於所述第一 切換信號延遲了所述第一切換控制信號的周期的一半。
10、 根據權利要求9所述的切換電路，其中，所述第一切換信號被 提供到所述第一控制開關的所述控制端子，所述第二切換信號被提供到 所述第二控制開關的所述控制端子，所述第三切換信號被提供到所述第 三控制開關的控制端子，並且所述第四切換信號被提供到所述第四控制 開關的控制端子。
11、 根據權利要求9所述的切換電路，該切換電路還包括移相器， 所述移相器用於調節所述第一切換信號到所述第四切換信號與所述第一 切換控制信號之間的時序關係。
12、 根據權利要求11所述的切換電路，該切換電路還包括測量電路， 所述測量電路用於測量所述第一切換信號到所述第四切換信號中的至少 一個與所述第一切換控制信號之間的時序關係並將測量提供給所述的控 制器用於控制所述移相器引入的相位偏移。
13、 一種包括權利要求7所述的切換電路的調製器，其中，所述第一控制開關到所述第四控制開關以及所述第一斬波開關和所述第二斬波 開關形成第一調製器核，並且所述調製器包括具有與所述第一調製器核 相同結構的另一個調製器核。
14、 根據權利要求13所述的調製器，其中在所述第二調製器核內，所述第一控制開關接收所述第四切換信號， 所述第二控制開關接收所述第三切換信號，所述第三控制開關接收所述 第二控制信號，並且所述第四控制開關接收所述第一切換信號，並且其中，與所述第一調製器相比，所述第二調製器交換了其第一切換控制信 號和第二切換控制信號。
15、 根據權利要求13所述的調製器，該調製器還包括均與所述第一 調製器核的結構相同的第三調製器核和第四調製器核。
16、 根據權利要求15所述的調製器，其中，在所述第三調製器核內，所述第一控制開關接收所述第二切換信號， 所述第二控制開關接收所述第一切換信號，所述第三控制開關接收所述 第三切換信號並且所述第四控制開關接收所述第四切換信號，並且所述 第一切換控制信號和第二切換控制信號的連接方式與所述第一調製器核 內的連接方式相同；以及在所述第四調製器核內，所述第一控制開關接收所述第四切換信號， 所述第二控制開關接收所述第三切換信號，所述第三控制開關接收所述 第一切換信號，並且所述第四控制開關接收所述第二切換信號，並且其 中，與所述第一調製器核相比，交換了所述第一切換控制信號和所述第 二切換控制信號。
17、 一種具有可控功率輸出的可調調製器，該調製器包括直接或間 接地連接到公共輸出的多個調製器核，其中，通過改變同時進行工作的 調製器核的數目來調節輸出功率，其中，每個調製器核包括至少一個根 據權利要求1所述的調製器切換電路。
18、 根據權利要求17所述的可調調製器，其中，所述多個調製器核中的一些經由衰減裝置連接到所述公共輸出。
19、 根據權利要求18所述的可調調製器，其中，所述衰減裝置包括 R-2R電阻器網絡。
20、 一種包括兩個差分對電晶體的混頻器單元，該混頻器單元還包 括兩個附加斬波電晶體，這兩個附加斬波電晶體中的一個插入在至所述混頻器單元內的每個各自電晶體對的公共電流路徑內，並且在使用時位 於高阻抗狀態，同時相關聯的差分對的電晶體在導通狀態與不導通狀態 之間進行切換。
21、 一種具有第一電晶體和第二電晶體的調製器，所述第一電晶體 和所述第二電晶體響應於控制信號在導通狀態和不導通狀態之間切換以 對輸入信號上變頻，所述調製器還包括開關和控制器，其中，所述開關 與所述第一電晶體和所述第二電晶體串聯，所述控制器對所述開關進行 控制從而所述開關在包含所述控制信號的跳變的周期內中斷流過所述第 一電晶體和所述第二電晶體的電流。
22、 一種混頻單元，該混頻單元包括第一場效應電晶體到第八場效 應電晶體，其中所述第一電晶體、第二電晶體、第三電晶體和第四電晶體它們的源 極端子連接在一起，並且它們的柵極由近似方波或正弦波的信號以第一頻率驅動；所述第一電晶體的所述柵極相對於所述第二電晶體的所述柵極大致 反相地被驅動；所述第四電晶體的所述柵極相對於所述第三電晶體的所述柵極大致反相地被驅動；所述第五電晶體的源極連接到所述第一電晶體的漏極； 所述第六電晶體使其源極連接到所述第二電晶體的漏極並使其柵極連接到所述第五電晶體的柵極；所述第七電晶體的源極連接到所述第三電晶體的漏極； 並且所述第八電晶體使其源極連接到所述第四電晶體的漏極並使其柵極連接到所述第七電晶體的柵極；並且其中，在使用中，所述第六電晶體和第八電晶體二者的柵極均由近似方波或正弦波的信號驅動，這些近似方波或正弦波的信號彼此反 相併且它們的頻率是所述第一頻率的倍數；將驅動所述第五電晶體和第六電晶體的波形時序確定為在所述第一 電晶體和所述第二電晶體二者的柵極電壓之間的差改變符號期間所述第五電晶體和所述第六電晶體基本上不導通；將驅動所述第七電晶體和第八電晶體二者柵極的波形時序確定為在 所述第三電晶體和所述第四電晶體二者的柵極電壓之間的差改變符號期 間所述第七電晶體和所述第八電晶體基本上不導通。
23、 一種解調器，該解調器包括根據權利要求l所述的切換電路。
24、 一種解調器，該解調器包括至少一個根據權利要求21所述的混 頻單元。
25、 根據權利要求24所述的解調器，其中，要變換為基帶信號的RF信號被提供到所述第一電晶體到所述第四電晶體它們的源極。
26、 根據權利要求25所述的解調器，其中，所述第一頻率基本上與 所述RF信號的頻率相同。
27、 一種根據權利要求24所述的解調器，該解調器提供I輸出和Q 輸出。
28、 根據權利要求27所述的解調器，該解調器包括兩個混頻單元， 其中，所述解調器是雙平衡解調器。
29、 一種操作混頻單元的方法，所述混頻單元可操作為調製器、混 頻器或解調器，所述混頻單元混頻單元包括第一電晶體到第六電晶體；所述第一電晶體和所述第二電晶體被設置為通過將它們的源極或發 射極連接在一起而形成第一差分對，並且與第三電晶體相關聯以允許或 阻止電流流到所述第一電晶體和所述第二電晶體；所述第四電晶體和所述第五電晶體被設置為形成第二差分對並且與 所述第六電晶體相關聯以允許或阻止電流流到所述第四電晶體和所述第 五電晶體；所述方法包括以下步驟1 )通過用周期信號驅動所述第三電晶體和所述第六電晶體它們的柵 極端子或基極端子而導通和不導通所述第三電晶體和所述第六電晶體；2) 分別用第一切換信號和第二切換信號來驅動所述第一電晶體和所述第二電晶體，從而所述第二切換信號與所述第一切換信號反相併且以 第一頻率為周期；3) 分別用第三切換信號和第四切換信號以所述第一頻率來驅動所述 第四電晶體和所述第五電晶體，其中，所述第三切換信號與所述第一信 號相似但是所述第三切換信號比所述第一信號延遲的時間值等於驅動所 述第三電晶體和所述第六電晶體的所述切換信號的周期的一半，並且所 述第四切換信號與所述第三信號反相，並且其中，在所述第三電晶體不導通的周期所述第一電晶體和所述 第二電晶體的切換跳變，並且在所述第六電晶體不導通時，所述第四晶 體管和所述第五電晶體的切換跳變。
30、一種調製器切換電路，該切換電路包括第一切換電晶體和第二切換電晶體，它們連接到公共節點並由第一 切換信號和第二切換信號驅動，所述第一切換信號和所述第二切換信號 均具有第一頻率並且所述第二切換信號與所述第一切換信號反相，以及第三切換電晶體，其具有連接到所述公共節點的第一端子和用於接 收待調製的輸入的第二端子，其中，所述第三切換電晶體由切換控制信 號驅動，從而在所述第一切換電晶體和第二切換電晶體在導通與不導通 之間進行改變期間所述第三電晶體不導通。
全文摘要
一種切換電路，該切換電路包括第一控制開關和第二控制開關，可操作以在它們的第一端子和第二端子之間形成或阻斷路徑，並且每個控制開關還具有用於控制該開關的控制端子，該第一控制開關和第二控制開關二者的控制端子由第一切換信號和第二切換信號驅動，該第一切換信號和第二切換信號具有第一頻率並且該第二切換信號與該第一切換信號反相；以及第一斬波開關，其可操作以在其第一端子和第二端子之間形成或阻斷路徑並與該第一控制開關和第二控制開關中的至少一個串聯連接並且在其第一端子接收待調製的輸入，其中，該斬波開關的控制端子由第一切換控制信號驅動從而在該第一驅動開關和第二驅動開關在導通與不導通之間進行改變的過程中該斬波開關不導通。
文檔編號H04L27/36GK101331678SQ200680041199
公開日2008年12月24日 申請日期2006年10月25日 優先權日2005年11月3日
發明者克裡斯多佛·傑蘭特·瓊斯 申請人:聯發科技股份有限公司