一種永磁同步電機速度控制方法與流程
2023-05-08 01:50:12 2
本發明涉及機電控制技術領域，特別是涉及一種永磁同步電機速度控制方法。
背景技術：
永磁同步電機因其功率因素高、轉矩電流比高、結構簡單、堅固耐用、體積小、重量輕、維護簡單等優點，其已被廣泛應用於數控系統、航空航天、工業機器人等行業。交流伺服電機速度控制的穩態精度和快速且無超調的動態性能是當今研究的難點之一。目前交流伺服系統速度環一般採用PI調節器(比例-積分調節器)。由於受逆變器容量，電機額定功率等因素的限制，速度環的輸出將被限制在最大電流值。若給定較大的速度階躍指令時，此時PI調節器輸出達到了限幅值，而PI調節器的積分環節仍在進行累加，直到出現超調時，積分環節才會減小，這導致了控制性能的變差。這種PI調節器的輸出和限幅環節的輸出不相等的現象稱為windup現象。
常見的抗windup的方法有積分分離法和反計算法。積分分離法是根據PI調節器的輸出和限幅環節的輸出是否相等來限制積分環節。此方法實現簡單，不需要加入額外的參數，但是缺乏魯棒性，當系統發生改變時，原有的參數可能會導致新的系統不穩定。反計算法通過PI調節器的輸出和限幅環節的輸出之差構成反饋之路來減小PI調節器的飽和深度，但是該方法的性能不僅取決於PI參數的選取，還取決於反計算參數Kc的選取。傳統的反計算法Kc保持不變，容易造成在某個階躍轉速指令下具有很好的控制性能，而當階躍轉速發生改變時，控制性能變得很差。
技術實現要素：
本發明提供一種永磁同步電機速度控制中抗積分飽和的方法，可以實現速度環快速且無超調的響應，且實現簡單。
根據本發明的一方面，提供了一種永磁同步電機速度控制方法，其特包括如下具體步驟：
步驟1：通過位置傳感器獲得電機轉子實際位置θ和實際的機械角速度ωr；
步驟2：將期望的機械角速度ωr*和實際的機械角速度ωr的轉速偏差e作為PI調節器的輸入，獲得PI調節器的輸出值和限幅環節的輸出值；
步驟3：根據所述PI調節器的輸出值和限幅環節的輸出值確定PI調節器工作在線性區還是非線性區；
步驟4：當PI調節器工作在線性區時，將所述PI調節器的比例環節的輸出值和積分環節的輸出值之和作為PI調節器工作在線性區的輸出值；
步驟5：當PI調節器工作在非線性區時，取消PI調節器的積分環節，將PI調節器的輸出值與限幅環節的輸出值之差進行積分作為PI調節器退出非線性區進入線性區時的積分初始值；
步驟6：在所述PI調節器退出飽和時，所述PI調節器的比例環節的輸出值與所述積分初始值之和作為PI調節器工作在非線性區時的輸出值。
其中，步驟3包括：
當所述PI調節器的輸出值和限幅環節的輸出值相等時，確定PI調節器工作在線性區；
當所述PI調節器的輸出值和限幅環節的輸出值不相等時，確定PI調節器工作在非線性區。
其中，步驟5中，所述積分初始值如下計算：
其中，為所述積分初始值，ka為預定偏差增益值，t為PI調節器在非線性區時的時間，un和us分別為所述PI調節器的輸出值和限幅環節的輸出值。
其中，步驟4中所述PI調節器工作在線性區時，所述PI調節器的輸出值表示為如下算式：
式中，Kpv為速度環比例增益，Kiv為速度環積分增益，e(k)為第k個離散周期的轉速誤差，e(j)為第j個離散周期的轉速誤差，j的取值範圍為從0到k，k為離散周期的總周期數。
其中，所述PI調節器工作在線性區時的運動方程如下：
其中，ωr為電機轉子實際的機械角速度；B為摩擦係數，kT為力矩常數，TL為負載轉矩。
其中，步驟6中所述PI調節器工作在非線性區時，所述PI調節器的輸出值如下表示：
其中，Kpv為速度環比例增益，e(k)為轉速誤差偏差，為所述積分初始值。
其中，所述PI調節器工作在非線性區時的運動方程如下：
其中，ωr為電機轉子實際的機械角速度；B為摩擦係數，kT為力矩常數，TL為負載轉矩，ωr大於零時，U等於電機的最大電流值；ωr小於零時，U等於電機的最小電流值。
本發明與現有技術相比，本發明的有益效果在於：
(1)抗積分飽和環節在原PI控制器的基礎上進行更改，不需要複雜的算法，結構簡單，易於工程實現。
(2)本發明充分利用了積分初值，將飽和深度維持在一個較淺的狀態，並加快了退出飽和速度響應。
(3)本發明可以實現交流伺服系統速度環快速且無超調的響應，且具有良好的穩態精度。
附圖說明
圖1為本發明實施例提供的抗積分飽和速度控制的結構圖；
圖2為本發明實施例提供的限幅環節示意圖；
圖3為本發明實施例提供的恆轉矩負載下新型抗積分飽和PI控制器與傳統PI控制器和積分分離PI控制器速度階躍響應實驗結果對比示意圖；
圖4為本發明實施例提供的突加負載轉矩下新型抗積分飽和PI控制器與傳統PI控制器和積分分離PI控制器速度階躍響應實驗結果對比示意圖。
具體實施方式
為使本發明的目的、技術方案和優點更加清楚明白，以下結合具體實施例，並參照附圖，對本發明作進一步的詳細說明。
下面結合附圖對本發明實施例提供的一種永磁同步電機速度控制中抗積分飽和的方法進行詳細描述。本例實施於永磁同步電機速度控制中，採用雙閉環控制，內環為電流環，外環為速度環。
電流環帶寬一般遠高於速度環，因此進行速度環分析設計時，可將電流環等效為一個常數為1的放大環節。本發明抗積分飽和速度控制的結構圖如圖1所示。
本發明的目的在於設計一種抗積分飽和的方法，用於永磁同步電機的速度控制，速度閉環的目的保證速度響應的快速性和穩定性。
本發明提出了一種永磁同步電機的速度控制方法，包括：
步驟1：通過位置傳感器獲得永磁同步電機轉子實際位置θ和實際的機械角速度ωr。
一般交流伺服系統的運動方程如下式：
其中J為電機負載轉動慣量，ωr為轉子機械轉速，B為摩擦係數，kT為力矩常數，us為限幅環節的輸出，TL為負載轉矩。
步驟1所述的實際機械角速度ωr通過M法測速獲得。具體的測速方法如下式：
其中p為永磁同步電機旋轉一圈的脈衝個數，m1為在規定時間Tg內測得的脈衝個數。這裡Tg的單位為秒。
步驟2：將期望的機械角速度ωr和實際的機械角速度ωr的轉速誤差e作為PI調節器的輸入，判斷PI調節器的輸出un(PI調節器的輸出為電流值)和限幅環節的輸出us(限幅環節的輸出為電流環給定值)。
步驟2中所述的轉速偏差e可以表示為：
e＝ωr*-ωr
步驟2中所述的限幅環節的輸入等於PI調節器的輸出，限幅環節可以表示為：
其中Uh為永磁同步電機的最大電流值，Ul為永磁同步電機的最小電流值。
步驟3：若un等於us，則PI調節器工作在線性區，PI調節器的輸出un為比例環節和積分環節之和；
所述步驟3中的PI調節器的輸出un可以表示為：
Up＝Kpve(k)
式中Kpv為速度環比例增益，Kiv為速度環積分增益，轉速誤差可以表示為具有k個離散周期的離散形式，e(k)為第k個離散周期的轉速誤差， e(j)為第j個離散周期的轉速誤差，j的取值範圍為從0到k，k為離散周期的總周期數，Up為比例環節的輸出，Ui為積分環節的輸出。
利用步驟1中的電機運動方程，可以得到PI調節器工作在線性區的運動方程為：
步驟4：若un不等於us，則PI調節器工作在非線性區，PI調節器取消積分環節，將un與us之差通過增益後進行積分，得到PI調節器退出非線性區進入線性區時的積分初始值
所述步驟4中積分值可以表示為：
其中ka為預定偏差增益值，t為PI調節器在非線性區時的時間。
步驟5：將轉速誤差e乘以比例增益作為比例環節，將比例環節和步驟4所述的積分值相加，作為PI調節器工作在非線性區時的輸出un。
步驟5中所述的PI調節器工作在非線性區時的輸出un可以表示為：
利用步驟2中的限幅環節和步驟1中的電機運動方程，可以得到PI調節器工作在非線性區的運動方程為：
其中ωr大於零時，U等於Uh；ωr小於零時，U等於Ul。
本發明通過是上述方法，在PI調節器發生飽和時，即工作在非線性區時，取消原有積分環節，將PI調節器的輸出un和限幅環節的輸出us之差按照一定增益積分。當PI調節器退出飽和時，積分部分具有一定的積分初值。這種方法能有效地抑制積分飽和現象，實現永磁同步電機速度控制快速且無超調的優越特性。本發明可以應用於各種功率的永磁同步電機速度閉環控制。
圖3為本發明實施例提供的恆轉矩負載下新型抗積分飽和PI控制器與傳統PI控制器和積分分離PI控制器速度階躍響應實驗結果對比示意圖。參照圖3，轉矩負載為1Nm，速度階躍指令為1500r/min，其中曲線1為傳統PI控制器速度響應曲線，曲線2為積分分離PI控制器速度響應曲線，曲線3為新型抗積分飽和PI控制器速度響應曲線。
圖4為本發明實施例提供的突加負載轉矩下新型抗積分飽和PI控制器與傳統PI控制器和積分分離PI控制器速度階躍響應實驗結果對比示意圖。參照圖4，啟動時轉矩負載為1Nm，速度階躍指令為1500r/min，在0.05s突加3Nm的負載轉矩，其中曲線1傳統PI控制器速度響應曲線，曲線2為積分分離PI控制器速度響應曲線，曲線3為新型抗積分飽和PI控制器速度響應曲線。
以上所述的具體實施例，對本發明的目的、技術方案和有益效果進行了進一步詳細說明，應理解的是，以上所述僅為本發明的具體實施例而已，並不用於限制本發明，凡在本發明的精神和原則之內，所做的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護範圍之內。