實現頻譜整形的多頻帶正交頻分復用系統的時域加窗的製作方法

2023-05-07 17:07:01 2

專利名稱：實現頻譜整形的多頻帶正交頻分復用系統的時域加窗的製作方法
技術領域：
0001本公開涉及無線通信，更具體地(但並不作為限制)，涉及用於多頻帶OFDM(正交頻分復用)的時域加窗以實現頻譜整形(spectralsculpting)的系統和方法。
背景技術：
0002網絡在網絡構件之間提供了通信。無線網絡允許無連接的通信。無線區域網一般適於採用計算機來實現，並且可以使用最尖端的協議來提升通信。範圍為大約10米的無線個域網正保持發展的態勢，而日益增加的工程開發努力正致力於開發支持無線個域網的協議。
0003無線個域網由於範圍有限，其與無線區域網相比，具有的構件可能更少，並且需要的功率也可能更少。IEEE(電子電氣工程師協會)正在開發IEEE 802.15.3a無線個域網標準。術語微微網(piconet)是指具有特別拓撲的無線個域網，該特別拓撲包括通信設備。在作為微微網構件的各設備之間的通信由微微網協調器(PNC)協調。當各種無線設備進入和離開彼此附近時，微微網可以自發的形成、重組和終止。微微網的特徵可能在於它們有限的時空範圍。物理上鄰近的無線設備可以將它們自己分組成同時運行的多個微微網。
0004給IEEE 802.15.3a任務組的一個提案將3.1GHz到10.6GHz的7.5GHz超寬帶(UWB)帶寬分為十四個頻帶，其中每個頻帶的帶寬為528MHz。這十四個頻帶被組織成四個各具有三個528MHz頻帶的頻帶組和一個具有兩個528MHz頻帶的頻帶組。微微網構件的示例性第一設備例如收發器，可以在一個頻帶組的第一頻率帶中以第一312.5nS(納秒)持續時間間隔來發送第一MB-OFDM(多頻帶正交頻分復用)符號，在該頻帶組的第二頻帶中以第二312.5nS持續時間間隔來發送第二MB-OFDM符號，並在該頻帶組的第三頻帶中以第三312.5nS持續時間間隔來發送第三MB-OFDM符號。屬於不同微微網的示例性第二設備也可與使用相同頻帶組與第一設備並發發射，其中所述第二設備使用不同的時頻碼和可區別的前置碼序列，來將其發射和所述第一設備的發射區別開。這種方法通過在頻帶組的三個帶寬528MHz的頻率的每一個上進行發射，來使不同微微網的構件共享頻帶組，其可被稱為時間頻率編碼或時頻交錯(TFI)。替代性地，一個微微網的構件可以排他地在頻帶組的一個頻帶上發射，同時另一微微網的構件可以排他地在另一頻帶上發射，這可被稱為固定頻率交錯(FFI)。

發明內容
0005本發明公開了一種進行無線通信的方法。該方法包括為寬帶正交頻分復用符號產生多個音調，所述音調包括多個連續的零值音調；將所述音調傅立葉逆變換為多個時域樣本；拷貝作為循環塊的一部分的多個時域樣本，所述循環塊鄰接於所述時域樣本；對所述時域樣本和所述循環塊進行時域窗濾波，以形成所述寬帶正交頻分復用符號的一部分，其中所述時域窗濾波器是具有以下性質的函數Φ(k)Φ(k)+Φ(k+Nfft)約等於常數θ，其中Nfft是音調數；以及發射所述寬帶正交頻分復用符號。
0006本發明公開了一種發射機。該發射機包括傅立葉逆變換器，其可操作用於將包括多個音調的頻域信號轉換為時域信號，所述音調部分地包括多個連續的零值音調；以及加窗濾波器，其可操作用來基於加窗函數對所述時域信號進行濾波，其中表示為Φ(k)的所述加窗函數具有如下性質Φ(k)+Φ(k+Nfft)約等於常數θ，其中Nfft是音調數，並且其中所述加窗濾波器的輸出包括由所述發射機發射的多頻帶正交頻分復用符號的一部分。
0007本發明公開了一種收發機。所述收發機包括多路串並轉換器，其可操作於發射模式，以在作為多頻帶正交頻分復用符號的一部分發射之前，將長度為Nfft的位序列轉換為Nfft個並行位，所述多路串並轉換器還可操作於接收模式，以將多頻帶正交頻分復用符號的至少一部分的、長度為Nfft的數據序列轉換為Nfft個並行樣本；傅立葉變換器，其可操作於所述發射模式，以將頻域中的Nfft個並行位傅立葉逆變換為時域中的Nfft個樣本，所述傅立葉變換器還可操作於所述接收模式，以將時域中的所述Nfft個並行樣本傅立葉變換為頻域中Nfft個並行位；以及加窗組件，其可操作於所述發射模式，以使用加窗函數來處理時域中的所述Nfft個樣本，所述加窗組件還可操作於所述接收模式，處理頻域中的所述Nfft個並行位，以基於包括在頻域中所述Nfft個並行位中的一個或多個導頻音調(pilot tone)，來提供對所述Nfft個並行位的精細頻率偏移調整。
0008從下面的詳細描述，並結合附圖和權利要求，這些和其他的特徵和優勢將可以得到更清楚地理解。


0009為了更完整地理解本公開及其優勢，現參考下面的簡要描述，並結合附圖和詳細描述，其中相同的附圖標記表示相同的部件。
0010圖1是根據本公開一個實施例的無線微微網的示意圖。
0011圖2是根據本公開一個實施例的與接收機通信的發射機方框圖。
0012圖3是根據本公開一個實施例的時域多頻帶正交頻分復用(MB-OFDM)符號的方框圖。
0013圖4是根據本公開一個實施例的另一個發射機的方框圖。
0014圖5是根據本公開一個實施例的收發機的方框圖。
0015圖6A到6E是根據本公開一個實施例處理的多個正交頻分復用音調的圖解說明。圖6A圖解說明了包括幹擾音調的OFDM頻譜。圖6B圖解說明了關閉幹擾音調的OFDM頻譜。圖6C圖解說明了在幹擾頻帶中包含偽信號的OFDM頻譜。圖6D圖解說明的OFDM頻譜包含來自主動幹擾消除音調的偽信號。圖6E圖解說明了利用主動幹擾消除音調的合成OFDM頻譜。
0016圖7是根據本公開一個實施例的多個主動幹擾消除音調的圖解說明。
0017圖8是根據本公開一個實施例的多個保護邊緣音調和主動幹擾消除音調的圖解說明。
0018圖9是根據本公開一個實施例的、用於確定保護邊緣音調和主動幹擾消除音調的電路的方框圖。
0019圖10是根據本公開一個實施例的、包含所述用於確定保護邊緣音調和主動幹擾消除音調的電路的發射機的方框圖。
具體實施例方式
0020開始時就應該明白，儘管下文圖解說明了本公開一個實施例的示例性實施方式，但本系統可使用任意數量的當前公知或存在的技術來實現。本公開決不應該限於下文圖解說明的示例性實施方式、附圖和技術，包括本文圖解說明和描述的示例性設計和實施方式。
0021人們正討論將基於多頻帶正交頻分復用(MB-OFDM)的超寬帶(UWB)技術作為近距離高數據率通信技術的工業標準。不同於諸如蜂窩電話、廣播、衛星電視、射電天文學(radio astronomy)、地球觀測衛星、氣象雷達和機載雷達等(它們均可被稱為傳統業務頻帶)之類的傳統許可無線業務，UWB無線電是沒有得到許可的無線電技術，其所使用的3.1到10.6GHz帶寬與傳統業務頻帶重疊。為了消除對這些在用的傳統業務頻帶幹擾的可能性，修訂的(美國)聯邦通信委員會(FCC)規章將3.1GHz到10.6GHz之間的UWB發射功率級限制到低於-41.25dBm/MHz。關於這一發射功率級，ITU-R(國際電聯無線通信部門)建議和地區性無線電法保護的頻帶的用戶已經提出了強烈的反對，例如從3260MHz到3267MHz、從3332MHz到3339MHz、從3345.8MHz到3352.5MHz、從4825MHz到4835MHz、從4950MHz到4990MHz、從4990MHz到5000MHz、以及從6650MHz到6657.2MHz的日本射電天文學頻帶的用戶。作為一個特定例子，在本公開的剩餘部分中討論了避免帶寬7MHz(例如3260MHz到3267MHz的頻帶)的射電天文學頻帶幹擾的MB-OFDM發射，但是對於本領域技術人員來說很明顯的是針對這一示例性射電天文學頻帶所描述的分析和方法可以用於其他傳統業務頻帶，並利用替代性的OFDM技術。
0022消除對特定頻帶的幹擾是一個涉及帶寬和衰減級兩方面的問題。例如，在目前的日本無線電法中，一般可接受的環境輻射級被規定為-64.3dBm/MHz。這是峰值信號功率級，但已知在1MHz帶寬中，峰值功率級和平均功率級幾乎是相等的。由於UWB信號的帶內(3.1-10.6GHz)輻射根據FCC RO被限制為-41.3dBm/MHz，因此讓UWB發射機和射電天文學業務共存的一種方法是將UWB幹擾降低到環境噪聲級。這將需要對幹擾頻帶中的發射的MB-OFDM信號進行額外的23dB或更大的衰減。
0023為了符合當前和將來保護特定頻帶(其可被稱為受害頻帶或害頻頻帶(victim frequency band))的要求，許多方法是可能的。一種方法是，使用窄帶射頻(RF)濾波器從MB-OFDM發射中陷波出特定頻帶。但是，一般來說，對窄帶射頻陷波濾波器的設計是具有挑戰性的問題，並且獲得所需的濾波器衰減將明顯增加晶片成本或材料單/材料成本。另外，陷波頻率(窄帶射頻濾波器的中心)根據地區(例如歐洲和日本)頻譜使用可能需要是可調節的。
0024另一種特別適合於OFDM的方法是關閉OFDM副載波或處於幹擾頻帶中的音調的發送。使用快速傅立葉變換，OFDM傳送作為已調窄帶音調的集合的信息位。在MB-OFDM中，每一個音調佔用的帶寬約為4.125MHz。因此，例如為了防止對7MHz射電天文學帶寬的幹擾，處於頻帶中的兩個或三個音調被關閉(零值被賦予這些音調)。這個方法可能是更靈活的，因為窄帶陷波濾波可以由數位訊號處理來實現，並且其從晶片實現角度和成本角度看是更具有吸引力的。提出的一個問題是，簡單關閉幹擾音調的第二種方法是否可以充分抑制幹擾。
0025為了提供避免幹擾日本射電天文學頻帶所需的23dB衰減(利用關閉音調)，可能需要關閉許多音調，這可以被認為是對頻譜的過度浪費，或者被認為是降低了通信能力的對帶寬的過度犧牲。關閉的音調可被稱為空音調。除了這些在幹擾頻帶中的音調，需要關閉其它音調以抵消在主幹擾頻帶中來自其他音調的幹擾，所述其他音調可能與幹擾頻帶相距一定的譜距離。在一個實施例中，可以結合時域加窗濾波器使用更少數目的空音調，以共同獲得所需的23dB衰減，而不用犧牲同樣多的帶寬。替代性地，可以使用更少數目的音調(稱為啞音調(dummy tone)或主動幹擾消除(AIC)音調)，以在幹擾頻帶中達到所需的衰減。確定AIC音調的值，解決下文討論的優化問題，以抵消來自在幹擾頻帶外的其他音調的幹擾，其可以被稱為AIC方案。在不同的操作環境中，這兩種方案中的一個或另一個或者兩者的結合是優選的。
0026在一個或多個實施例中，本文後面將要描述的幾個方案可用於避免幹擾日本射電天文學頻帶、衛星頻帶、WiMax(全球微波接入)頻帶、固定無線接入頻帶、固定業務頻帶，以及第四代無線頻帶中的一個或多個。
0027現在轉到圖1，一方框圖描述了由許多協作電子設備構成的微微網100，其中所述微微網100適合於實現本公開的一個或多個實施例。第一收發機102作為微微網100的微微網控制器操作。第二收發機104、第三收發機106、以及第四收發機108作為微微網100的構件操作。收發機102、104、106、和/或108還可能作為微微網100的微微網控制器操作，但它們卻沒有被描述為承擔這一任務。第一收發機102可以廣播信標或無線電信號消息(其可以簡稱為信標)，以發起在微微網100的構件之間的通信。由圖1中的虛線描述了信標消息的有效範圍，以及進而描述了微微網100的有效邊界。
0028第一收發機102可以連接於公共交換電話網絡110，或者連接於公共交換數據網112，由此諸如收發機102、104、106和108的微微網100的構件可以和網際網路或者互聯通信設備的其他網絡進行通信。收發機102、102、106、和108可以根據多頻帶正交頻分復用(OFDM)聯盟(MBOA)特殊興趣小組(SIG)物理層規範，根據WiMedia無線個域網協議，和/或根據Ecma無線個域網協議進行無線通信。在微微網100的構件之間的無線通信被作為OFDM符號序列發射和接收。雖然上述描述著重於無線多頻帶OFDM系統，本領域技術人員很容易意識到雙塊大小分塊編碼的概念可以施加於其他OFDM系統。另外，可操作收發機102、104、106和108來實現本公開。
0029現在轉到圖2，其示出了與示例性無線接收機202通信的示例性無線發射機200，無線發射機200和無線接收機202適合於實現本公開的一個或多個實施例。發射機和接收機的一些傳統元件可以從圖2中忽略，但它們對本領域技術人員是很明顯的。無線發射機200適合於發射根據本公開實施例被格式化的OFDM符號，並且無線接收機202適合於接收根據本公開實施例被格式化的OFDM符號。信號源204提供將要發送給調製器206的數據。調製器206可以包括擴頻器(spreader)或擾頻器組件201、分塊編碼器203、交錯器205、以及映射器207。擾頻器組件201處理該數據(其可以被稱為比特流)並提供分塊編碼器203的輸入數據。
0030分塊編碼器203以用於消息的第一部分的第一分塊大小，和用於消息的第二部分的第二分塊大小，將輸入信息數據編碼為輸出信息數據。Reed-Solomn(RS，裡德-所羅門)、低密度奇偶校驗，或者其他分塊編碼機制或組件可被用來對所述信息數據進行分塊編碼。交錯器205可以進一步處理該比特流。交錯器205的輸出被提供給映射器207，映射器207將交錯器的輸出設置在每個音調的正交幅度調製(QAM)星座圖上。映射器207可引入空音調，以對主幹擾頻帶(例如3260MHz到3267MHz射電天文學頻帶)中的幹擾進行衰減。在一個實施例中，大約7到大約15個頻帶可以被賦值為零，或者產生作為空音調。在一個實施例中，使用大約11個空音調。但是，在另一個實施例中，可以對陷波濾波器使用不同數目的空音調，以保護不同於上面討論的示例性7MHz帶寬的帶寬。調製器206提供音調給快速傅立葉逆變換組件208，快速傅立葉逆變換組件208將數據的頻域表示轉換為相同數據的時域表示。
0031快速傅立葉逆變換組件208將信號的時域表示提供至數模轉換器210，其將信號的數字表示轉換為模擬形式。信號的模擬形式是帶寬528MHz的基帶信號。數模轉換器210將帶寬528MHz的基帶信號提供給上變頻器212，其將帶寬528MHz的基帶信號頻移至適合於發射的適當頻帶。上變頻器212提供該上變頻的帶寬528MHz的信號至提升信號強度以適合無線發射的放大器214。放大器214將已經上變頻的、放大的帶寬528MHz的信號提供至通常具有1584MHz帶寬的頻帶選擇濾波器216，頻帶選擇濾波器216衰減上變頻信號的處於MB-OFDM信號所需的三個頻帶之外的任何偽頻率內容。頻帶選擇濾波器216提供至發射天線218，發射天線218無線發射該上變頻的、放大的、經過頻帶選擇濾波的帶寬528MHz的信號。
0032無線信號由接收天線220接收。接收天線220將該信號輸入至通常具有1584MHz帶寬的接收頻帶選擇濾波器222，該濾波器從接收天線220所能接收的整個帶寬中選擇MB-OFDM信號的所有三個頻帶。接收頻帶選擇濾波器222將所選擇的MB-OFDM信號提供至將MB-OFDM信號頻移至528MHz基帶信號的下變頻器224。下變頻器224將528MHz基帶信號提供至通常具有528MHz帶寬的基帶低通濾波器225。基帶低通濾波器225將經過濾波的528MHz基帶信號提供給模數轉換器226，其對經過濾波的528MHz基帶信號進行數位化。模數轉換器226將數位化的528MHz基帶信號提供至快速傅立葉變換器228，快速傅立葉變換器228將該數位化528MHz基帶信號從時域變換到頻域，並將數位化528MHz基帶信號分解為獨立的頻域音調。
0033快速傅立葉變換器228將頻域音調提供至後FFT處理塊227，其執行頻域均衡以補償多徑信道、相位跟蹤和校正，以及去映射。後FFT處理塊227可以執行精細的頻率偏移校正。後FFT處理塊227輸出提供至去交錯器229，去交錯器229倒轉在發射機200中由交錯器205執行的處理。去交錯器229輸出提供至從塊中提取數據的解碼器組件230。解碼器組件230輸出提供至去擾頻器組件231，去擾頻器組件231倒轉在發射機200中由擾頻器組件201執行的處理。然後，數據流被提供至媒體訪問控制(MAC)組件232，其解譯並使用數據流。
0034上面描述的無線發射機200和無線接收機202結構可以在某些實施例中組合在被稱為收發機的單個設備中，例如上文參考圖1所描述的收發機102、104、106、以及108。儘管發射帶通濾波器216和放大器214作為獨立組件描述，但是在某些實施例中這些功能可集成到單個組件中。另外，在某些實施例中，上變頻528MHz帶寬信號可以在其被放大器214放大之前，由發射帶通濾波器216進行帶通濾波。其他系統、組件、和技術可以為這些目的實現，本領域技術人員很容易理解它們是在本公開的精神和範圍之內的。
0035轉到圖3，在時域描述MB-OFDM符號310，其適合用於本公開的一個或多個實施例中。MB-OFDM符號310可以包括165個包含包括128個樣本的數據塊312、包括32個樣本的循環塊314、以及包含5個樣本的保護塊316。
0036數據塊312包含表示在MB-OFDM符號310中由發射機200發射的信息內容的樣本。保護塊316包含零值，並提供保護間隔，在這期間發射機200和接收機202可以從第一MB-OFDM頻帶轉換到第二MB-OFDM頻帶，例如，當以時間頻率交錯模式通信的時候。可以被稱為循環後綴的循環塊314包括拷貝的樣本塊318，樣本塊318包含從數據塊312的前面拷貝的樣本。在圖3中，原始數據樣本由A表示，而所拷貝的數據樣本由A』表示。
0037在一個實施例中，拷貝數據樣本數的範圍從約8到約24個樣本。在一個實施例中，拷貝數據樣本數是16。但是，在其他實施例中，可以使用不同數目的拷貝數據樣本。在另一個實施例中，MB-OFDM符號310可以包括不同數目的樣本，並且可以拷貝不同數目的樣本。在另一個實施例中，樣本可以從數據塊312的末端拷貝，並且拷貝到數據塊312前部的循環前綴。在另一個實施例中，可以使用循環前綴和循環後綴的組合。
0038在施加窗函數之前將循環前綴添加至時域OFDM信號，可引入處理反應時間或等待時間。典型的IFFT實現可以串行方式輸出時域OFDM符號，並且僅僅在OFDM符號的Nfft個樣本可用之後，才可以添加循環前綴。僅僅在IFFT提供MB-OFDM符號310的第Nfft-Lp個樣本之後，才可以輸出循環前綴的第一樣本，其中Lp是循環前綴的長度。這就引入了發射機的Nfft-Lp最小反應時間。為了避免這個最小反應時間，由在IFFT之前將頻域信號乘以作為Lp函數的線性相位的操作，輸出的OFDM符號可以循環移位Lp個樣本。注意到在時域的循環移位等於頻域的線性相位乘法。這種線性相位乘法操作的數學表示為
Xcyc=X(k)e(j2kLpN)]]>現在IFFT操作在序列Xcyc(k)是執行，而不是在X(k)上執行。序列Xcyc(k)可以稱作線性相位補償音調。一旦我們獲得了時域OFDM序列Xcyc(n)，我們必須將第一Lp個樣本拷貝至循環移位符號的末端。因此，可以克服由於添加循環前綴產生的任何反應時間。
0039現在轉到圖4，其描述了發射機200的另一個實施例。發射機200可以進一步包括窗組件350和循環組件352。循環組件352可操作用於將所拷貝的樣本循環塊314(包括所拷貝的樣本塊318)附加到數據樣本312上。在一個實施例中，零值音調(也被稱為空音調)被用來提供害頻(例如7MHz帶寬射電天文學頻帶)的部分保護，並且加窗濾波器350可操作來提供額外的衰減以保護害頻。當由加窗濾波器350使用窗函數Φ(k)時，多徑信道的循環卷積特性被保持，並且這種情況使得接收機202可能接收發射，而不需要發射機200使用的、用於保護害頻的特殊處理的先驗知識。其中Φ(k)具有以下性質(k)+(k+Nfft)]]>方程(1)其中θ是常數，並且這個關係是約等於。兩個示例性加窗函數Φ(k)以下面的方程(2)和(3)來定義，但是本領域技術人員公知的保持多徑信道的循環卷積特性的其他加窗濾波函數，也是本公開所預期的。
0040在一個實施例中，加窗濾波器350使用升餘弦函數。該升餘弦函數Φ(k)定義如下(k)=1/2[1+cos((2Lp-2k-1)2Lp)]k=0,...,Lp-1]]>Φ(k)＝1k＝Lp，...，Nfft-1(k)=1/2[1+cos((2k-2Nfft+1)2Lp)]k=Nfft,...,Nfft+Lp-1]]>Φ(k)＝0k＜0且k＞Nfft+Lp-1方程(2)其中，Lp是包含在拷貝樣本塊18中的樣本的數目，Nfft是包含在數據塊312中的樣本的數目。
0041在另一個實施例中，加窗濾波器350可使用梯形函數。梯形函數Φ(k)定義如下(k)=2k+12Lpk=0,...,Lp-1]]>Φ(k)＝1k＝Lp，...，Nfft-1(k)=2Nfft+2Lp-2k-12Lpk=Nfft,...,Nfft+Lp-1]]>Φ(k)＝0k＜0且k＞Nfft+Lp-1方程(3)其中Lp是包含在拷貝樣本塊18中的樣本的數目，Nfft是包含在數據塊312中的樣本的數目。
0042現在轉到圖5，其描述了收發機360，該收發機提供上文描述的加窗濾波器350的功能，同時還提供由收發機360的發射機和接收機部分共用的電路元件。收發機360的一些傳統組件未在圖5中示出，以使得該附圖更簡潔並使附圖集中在共用電路元件上。收發機360包括源362、映射器組件364、串並多路復用器366、傅立葉變換器組件368、循環塊組件370、窗處理器組件372、係數多路復用器374、DAC376、發射天線378、去交錯器組件380、用戶處理381、發射/接收選擇控制器382、時間頻率碼選擇器384、ADC 386、以及接收天線388。在一個實施例中，發射天線378和接收天線388可以組合成一個單獨的天線。源362、映射器組件364、DAC 376、去交錯器380、用戶381、以及ADC 386和圖2中描述的相應元件基本相似。
0043發射/接收選擇控制器382為串並多路復用器366、傅立葉變換器組件368、循環塊370、以及係數多路復用器374選擇發射模式或接收模式的操作。時間頻率碼選擇384根據多個MB-OFDM頻帶中的一個來選擇用於操作的係數多路復用器374。
0044在發射模式，源362將待發射的數據提供給映射器組件354。映射器組件364將數據設置在所有音調的QAM星座圖上。一些關聯於害頻頻帶的音調被設置為零值或作為空音調產生。串並多路復用器366將映射器組件364的輸出轉換為Nfft個並行值，其中Nfft是數據塊312中的樣本數目。在一個實施例中，Nfft的值是128，但是本領域技術人員將意識到這個方案可以很容易地擴展至其他MB-OFDM符號格式(其中由串並多路復用器366輸出不同數目的Nfft個並行值)。當選擇發射操作模式時，傅立葉變換器組件386將串並多路復用器366輸出的Nfft個並行值從頻域變換至時域，作為Nfft個並行樣本。
0045循環塊370添加循環塊314以形成N個並行樣本，包括如關於上文圖3所討論的拷貝樣本。在一個實施例中，N的值為160，但是其他具有不同數目數據樣本和循環塊樣本的MB-OFDM符號格式也是本公開所預期的/預期的。當選擇用於發射操作模式時，窗處理器372基於係數多路復用器374提供的係數，對循環塊314輸出的N個並行樣本執行窗濾波操作。係數多路復用器374基於時間頻率碼選擇384，輸出N個窗濾波器係數392。窗濾波器係數392根據上面討論的窗函數Φ(k)產生。在一個實施例中，窗濾波器係數392存儲在存儲器中或高速緩存中，以備係數多路復用器374的訪問。DAC 375將窗處理器372的樣本輸出從數字值轉換為模擬值，然後該模擬值由第一天線378發送。
0046在接收模式，由接收天線388接收信號，並由ADC 386將信號從模擬值轉換為數字值。來自ADC 386的數字值被串並多路復用器366轉換為多個並行樣本。當選擇為接收操作時，傅立葉轉換器組件368將串並多路復用器366的並行樣本輸出從時域轉換至頻域。在接收操作中，頻域樣本不加處理地通過或傳送過循環塊370。窗處理器372基於係數多路復用器374提供的多個FDFOC係數390執行頻域樣本的精細的頻率偏移校正。去交錯器380處理窗處理器372的輸出，並傳遞時域樣本至用戶381，例如解譯和使用這些數據的MAC組件。傅立葉變換器368和窗處理器372的共用電路可以例如在減少系統級晶片實現的電路元件數目中，提供收發機360的有效的電路實現。
0047如上文當討論單獨使用空音調時所建議的，可以使用更少數目的音調(被稱為啞音調或主動幹擾消除(AIC)音調)，以獲得所需的23dB衰減而不需要犧牲同樣多的帶寬。確定AIC音調的值，解決下文討論的優化問題，以抵消來自在幹擾頻帶外的其他音調的幹擾，其可以被稱為AIC方案。
0048在UWB中，介於3.1和10.6GHz之間的平均發射功率被限制在-41.25dBm/MHz，並且UWB設備的最大發射功率必須不超過該極限，以防止對現有無線電系統的過度幹擾。已經發現，解決下文討論的、僅僅考慮對來自幹擾頻帶之外其他音調的幹擾進行衰減的優化問題，產生了所需的陷波深度和帶寬，但是該方案會伴隨著陷波頻帶邊緣處的幹擾消除音調值的過衝。由於該過衝，需要降低UWB設備的發射功率，從而導致性能的降低。本公開解決了基於兩種情況的優化問題一基於衰減幹擾頻帶中的信號，以及還基於保持AIC音調的值等於或小於其他非AIC音調的功率級。
0049可被稱為功率限制AIC方案的一種方案將AIC音調結合了一組稱為保護邊緣音調(PET)的音調，並解決了具有額外限制的優化問題，該額外限制使結果AIC音調和PET的最大平均功率不超過-41.25dBm/MHz的限定。AIC音調和PET由將發射的OFDM數據音調乘以一組預計算係數來確定，預計算係數是陷波的帶寬和頻率位置的函數。在功率限制AIC方案中，由PET的數目可調節陷波的深度，其中陷波的帶寬和深度都可以是任意確定的，不會引起過衝。在一些情況下，術語AIC音調可以用來表示AIC音調和PET。
0050現在轉到圖6A到6E，其圖解說明了AIC的基本概念。現在參考圖6A，在MB-OFDM系統中，使用128個音調發送信息數據。圖解說明了沒有使用AIC音調的多個數據410。當數據410在OFDM中調製並被發送時，在關聯於一些OFDM音調的幹擾頻帶412中，MB-OFDM系統造成對受害系統的一些幹擾。參考圖6B，關閉在幹擾頻帶412中的音調可以稍微減少對受害頻帶的直接幹擾。參考圖6C，關閉幹擾頻帶412內的音調並不能保證完全消除了幹擾，因為其僅僅在音調中心頻率處將幹擾減少至零。在零值音調之間仍然保留下來的是來自所發送的數據音調的所有剩餘殘留的偽幹擾信號414。該幹擾頻帶中的偽信號可以從位於幹擾頻帶之外的所發射的數據來計算，如圖6B所示。然後，可如圖6D所示計算偽信號的負值416，並且其可被用來抵消偽信號414，其結果如圖6E所示。偽信號的負值416可被稱為AIC音調。
0051應該注意的是AIC音調發射非零值功率，並且這導致幹擾418a和418b回到原始數據音調上，如圖6D所示。但是眾所周知，只要在發射機200和接收機202之間實現頻率同步，在OFDM中這種幹擾並不會進入到實際數據內。因為這種技術在今天已經很好地為人們所接受了，應該認為在幹擾頻帶內的非零值音調的幹擾是不重要的。
0052在OFDM中，信息數據被調製在每一個音調上，結果音調組作為一個向量進行傅立葉逆變換(或低通濾波)。在接收機處所接收的信號進行傅立葉變換，以恢復原始數據向量。在一般OFDM系統中，IFFT和FFT對是同步的，並且數據被映射在規則離散頻率(音調間隔頻率的複數倍，例如4.125MHz)上。因此只需要計算在音調中心頻率上的信號頻譜。另一方面，對受害系統的幹擾發生在介於音調頻率之間的頻率上。因此，優選在更精細的頻率柵格上計算所發射的OFDM信號的頻譜。2倍升採樣不足以獲取介於音調之間的幹擾，但8倍或更大倍數的升採樣可能導致一些實施例中的過度計算負載。在一個實施例中，使用了4倍升採樣，其是隨後的分析和實例的基礎。但是，以其他速率的升採樣的其他實施例也是本公開所預期的。
0053在下面的分析中，分析了128個音調的OFDM符號。但是，本領域技術人員將意識到，所討論的分析和方案可施加至其他OFDM符號結構。當信息數據表示為X(k)k＝0，...，127時，所發射的OFDM信號為(無低通濾波)(n)=k=0127X(k)exp(j2nk128)]]>方程(4)並且對應的(4倍升採樣)頻譜Y(1)(1＝0，...4*128-1)為Y(l)=1128n=0127x(n)exp(-j2n128l4)]]>方程(5)結合這兩個方程，在X和Y之間的關係可以表示為Y(l)1128n=0127(k=0127X(k)exp(j2n128(k-14)))=1128k=0127X(k)P(l,k)]]>方程(6a)P(l,k)=n=1127ej2n(k-1/4)/128]]>方程(6b)
其中P(1，k)為變換核。
0054現在轉到圖7，其示出了用於AIC的音調和幹擾頻帶412的位置之間的關係。在下文的討論中，考慮了共同位於OFDM音調85，86以及87的帶寬7 MHz的示例性幹擾頻帶。由來自鄰近音調的偽信號引起的對這個頻帶的幹擾，以指示為向量d1的四倍精細頻率來估計。d1可作為Y(1)的值來計算，其中指標1對應於在幹擾頻帶412之內的四倍升採樣頻率位置(在這個例子中，1取自340-348的值)，並且關閉音調X(84)到X(88)。為了實現有效幹擾消除並同時避免過大的音調值，一個音調被添加到這三個音調的每一側(OFDM音調84和88)，並且所述五個音調84，85，86，87以及88被用來消除幹擾。如下文討論的，可以被稱為保護邊緣音調(PET)的這兩個音調84和88，對幹擾的抑制比中間三個音調貢獻更大。d1根據下式給出d1＝Pg方程(7)其中P為由方程(6b)定義的頻率變換核，而g為信息數據的向量，其中的X(84)到X(88)都設為零。P是9×128矩陣，且g是128×1向量。一般來說，P可以是s×v矩陣，並且g是v×1向量。v維數基於OFDM符號的音調數。s維數基於升採樣值的數目，其進而基於幹擾頻帶412的寬度。
0055幹擾信號d1的負值使用音調X(84)到X(88)計算。使用以上方程(6a)，將除了X(84)到X(88)的所有X或者音調設為零，求解的方程如下P1h＝-d1方程(8)其中h是列向量(X(84)，...，X(88))，且P1為來自P的小核，其根據h和d1來限制指標。因此，h是5×1向量，且P1是9×5矩陣。一般來說，h是u×1向量，且P1是s×u矩陣。P1可以由選擇P的對應於待賦值的u個AIC音調和PET的u列而形成。維數u基於待確定的AIC音調和PET的數目。
0056方程(8)對於h的解提供了所需的AIC音調和PET值。方程(8)可能難於求解，因為矩陣P1是不可逆的(P1不是方陣)。因此，替代的，最小化下式e2＝‖P1h+d‖2方程(9)可以求出h的解為h=-(P1TP1)-1P1Td1=-W1d1]]>方程(10)其中，上標T代表了矩陣的共扼轉置，上標-1代表逆矩陣。這個最小均方解可以被稱作摩爾-彭羅斯(Moore-Penrose)廣義逆。在方程(10)中得到的5×9矩陣W1可以預計算，因為幹擾頻帶位置是已知的。一般來說，W1是u×s矩陣。結合方程7和方程10可以得到h＝-W1Pg＝-W2g方程(11)其中W2為可預計算5×128矩陣。通常，W2是u×v矩陣。
0057AIC音調和PET係數h依賴於信息數據向量g，但是AIC音調和PET係數具有有趣的特性。一些示例性係數可計算如下X(84)＝-1.5384-1.6723jX(85)＝0.0278+0.0493jX(86)＝0.0004-0.0022jX(87)＝0.0064-0.0234jX(88)＝0.1855+1.7943j計算上文得到的AIC音調和PET的功率可以看出，X(84)和X(88)音調的功率分別比所發射的數據音調大5.12倍(或者關於數據音調功率的兩倍為4.1dB)和3.23倍(或2.1dB)。可以看出，平均過衝功率的最大值實際上是在數據音調之上4.0dB。因為在任何頻率(在3.1和10.6GHz之間)處，UWB發射功率必須超過平均功率限制-41.25dBm/MHz，數據音調的平均發射功率必需降低過衝量的一定數目(4.0dB)，這減小了37％(＝10^(0.4/2))的UWB發射距離。這可能使性能過度降低。可能在求解方程(10)時限制過衝，但這時陷波深度需要加以折衷；在上文描述的傳統AIC方法中，一般難於獲得所需的陷波帶寬和深度。
0058現在轉到圖8，為了找到避免過衝問題的功率限制AIC方案，定義了四個PET440，其如圖所示處於幹擾頻帶412的兩側。注意到在方程(9)中的向量h的尺寸更大。日益增加的PET440的尺寸增加了陷波深度；該陷波深度由PET440的尺寸來精確控制。
0059利用方程(9)中展開的h，優化方程被修正來合併第二條件minh(||p1h+d1||2+||h||2)]]>方程(12)這裡，λ是結合這兩個獨立條件(第一項最小化和第二項最小化)的拉格朗日乘子。第一項等於方程(9)。第二項限制了AIC音調和PET的過衝，由此該項限制了用來描述這個方案(功率限制AIC方案)的項。
0060方程(12)的解由下式給出h=-(P1TP1+I)-1PTd1]]>方程(13)其中I是單位矩陣。關於該數據音調，λ的值被確定來設置所計算的AIC音調和PET440的最大平均功率為0dB。結合方程(7)和方程(13)h=-(P1TP1+I)-1PTPg=-W3g]]>方程(14)當幹擾頻帶位置和帶寬是已知時，W3可利用矩陣數學的公知方法預計算。在一個實施例中，使用了值在從約0到約3072範圍內的λ。在一個實施例中使用的λ值為2048。
0061表1總結了在用於7MHz幹擾帶寬的PET尺寸和可獲得的陷波深度之間的關係。表2總結了類似的用於20MHz幹擾帶寬的結果。最新得到的AIC音調並沒有出現令人討厭的過衝現象。保持這種性質，陷波深度可以由PET40的尺寸任意確定。
表1.7MHz幹擾帶寬

表2.20MHz幹擾帶寬


0062由於W3是可預計算的，因此沒有必要執行計算來實時地找出W2。幹擾頻帶位置處的AIC音調接近零。在一個實施例中，在幹擾頻帶中的AIC音調被設置為零，並且只計算了PET 440。因此對於7MHz帶寬和71dB深度的陷波，所計算的AIC音調加上PET 440的數目是表1中6。使用預計算的W2矩陣係數，最先的PET/2行和最後的PET/2行對應於所計算的PET 440的係數(在幹擾頻帶處的AIC音調被設置為零的，它們不需要被計算)。
0063此外，雖然在上述討論中已經使用了示例性OFDM符號結構、AIC音調數、PET的數目，但是本公開預期以其他OFDM符號結構、AIC音調數目、以及PET數目來進行工作。對於本領域技術人員很明顯的是，上面描述的功率限制AIC方案對於其他OFDM符號結構和其他幹擾頻帶412是可高度歸納的。注意，功率限制AIC方案可被添加以適應於多個幹擾頻帶。
0064在一個實施例中，AIC音調的使用可以結合窗濾波，以提供對害頻的保護，並減少任何關聯功率過衝。本領域技術人員很容易意識到的是在這種情況下，方程(4)、方程(5)、方程(6a)以及方程(6b)可以被修正，以適應於施加到數據音調以及AIC-PET音調的窗濾波。例如如下文所描述的，方程(4)、方程(5)、方程(6a)以及方程(6b)可以被修正為下述的方程(4′)，方程(5′)，方程(6a′)以及方程(6b′)。在下文的分析中，分析了128個音調的OFDM符號。但是，本領域技術人員將很容易意識到，所討論的分析和方案可以被施加到其他OFDM符號結構中。當信息數據被表示為X(k)k＝0，...，127時，所發射的OFDM信號為(沒有低通濾波器)x(n)=k=0127X(k)exp(j2nk128)]]>方程(4′)這樣，因為Lp個循環後綴和/或循環前綴樣本可被添加到128個樣本，並且對應的(四倍升採樣)頻譜Y(1)(1＝0,...，4*128-1)為
Y(l)=1128n=0127+LpW(n)x(n)exp(-j2n128l4)]]>方程(5′)結合這兩個方程，在X和Y之間的關係可以表示為Y(l)=1128n=0127+LpW(n)(k=0127X(k)exp(-j2n128(k-l4)))=1128k=0127X(k)P(l,k)]]>方程(6a′)P(l,k)=n=0127+LpW(n)ej2(k-1/4)/128]]>方程(6b′)其中P(1，k)是變換核。
0065現在轉到圖9，其描述了基於矩陣W3用於確定從a到z的AIC音調和PET的電路500，電路500包括用於每一個待計算的AIC音調和PET的AIC級502，例如級502a到級502z。每一個AIC級包括存儲器區域504，乘法器506、累加器寄存器508、加法器510以及量化器512。每一個AIC級502將AIC音調和PET設置為零，基於輸入向量g，並基於來自存儲在存儲器區域504中的W3的合適的行的值，確定AIC音調或PET。在一個示例性實施例中，OFDM符號包括128個音調，並且電路502執行存儲在存儲器區域504中的1×128向量和128×1的輸入向量g的矩陣乘法。量化器比例化AIC音調和PET 440的值。電路500可被稱作幹擾消除組件或PET-AIC組件。
0066現在轉到圖10，其描述了包括上文所述的電路500的發射機540。除了電路500，發射機540可以和上面描述的發射機200基本類似。另外，發射機540兼容於同上面描述的收發機360相組合。該發射機包括數據擾頻器550、卷積編碼器552、穿孔或擊穿(puncturing)組件554、交錯器556、數據映射器558、電路500、以及快速傅立葉逆變換器560。源信息數據被數據擾頻器550擾亂，並且由卷積編碼器552信道編碼(卷積編碼是典型例子)。數據由穿孔組件554穿孔以將數據匹配至所發射的符號速率。然後，數據由交錯器556交錯以改善誤差彈性，並通過數據映射器558映射至每一個OFDM音調。幹擾頻帶中的音調被關閉(置零)。電路500讀取映射數據音調值，並計算PET-AIC音調，以及替換關閉的音調。所有的音調通過快速傅立葉逆變換器560從頻域轉換至時域。在時域信號被向上變頻至射頻後，其由其他發射機組件(未示出)數模轉換和發射。所發射的OFDM信號在特定頻帶位置具有所需的陷波。在一個實施例中，發射機540和接收機級結合作為收發機。
0067雖然在本公開中已經提供了幾個實施例，但應該理解所公開的系統和方法可以用許多其他特定的形式實施，而不脫離本公開的精神和範圍。雖然日本射電天文學頻帶已經用作了本公開的幾個實施例可保護的示例性害頻頻帶，但是可施加所公開的方法、系統、和電路，以保護現在公知的或者仍待許可的其他害頻頻帶。一個或多個實施例可涉及避免幹擾在衛星頻帶、WiMax頻帶、固定無線接入頻帶、固定業務頻帶、和/或第四代無線頻帶中的接收機和/或收發機。一個或多個實施例可涉及避免幹擾操作在沒有得到許可的頻帶的接收機，例如IEEE-802.11a接收機或收發機。另外，對所公開的方法、系統和電路的基本操作可以超出示例性的MB-OFDM頻譜加以應用，並且這些額外的應用也是本公開所預期的。本說明書的例子是示例性的而非限制性的，並且本發明無意被限定在本說明書所給出的細節，而且本發明可在所附權利要求的範圍內以及它們等同物的全部範圍內修改。例如，各種元件或組件可以被組合或集成在另一個系統中，或者某些特徵可被忽略或不實現。
0068同樣地，在各種實施例中離散或分散描述和圖解說明的技術、系統、子系統、方法可以和其他系統、模塊、技術、或方法組合或集成，這並不脫離本公開的範圍。所討論或示出的直接耦合或相互通信的其他各項，可以通過一些接口或設備耦合，由此不再認為這些項是直接相互耦合的，但是仍然可以認為是間接耦合的以及可以以不論電子地、機械地、或者其它方式來進行相互通信。在不脫離本文公開的發明的範圍的情況下，改變、替代、以及變化的其他例子對於本領域技術人員是可發現的，並且是可以製造的。
權利要求
1.一種進行無線通信的方法，其包括為寬帶正交頻分復用符號產生多個音調，所述音調包括多個連續的零值音調；將所述音調傅立葉逆變換為多個時域樣本；將所述多個音調中的至少一些作為循環塊的一部分，所述循環塊鄰接於所述時域樣本；對所述時域樣本和所述循環塊進行時域窗濾波，以形成所述寬帶正交頻分復用符號的一部分，其中所述時域窗濾波器是具有以下性質的函數Φ(k)Φ(k)+Φ(k+Nfft)約等於常數θ，其中Nfft是音調數；以及發射所述寬帶正交頻分復用符號。
2.根據權利要求1所述的方法，其中所述連續的零值音調關聯於害頻頻帶。
3.根據權利要求1所述的方法，其中所述加窗函數Φ(k)是如下定義的升餘弦函數(k)=1/2[1+cos((2Lp-2k-1)2Lp)]]]>k＝0，...，Lp-1Φ(k)＝1 k＝Lp，...，Nfft-1(k)=1/2[1+cos((2k-2Nfft+1)2Lp)]]]>k＝Nfft，...，Nfft+Lp-1Φ(k)＝0k＜0且k＞Nfft+Lp-1其中Lp是拷貝為所述循環塊的所述部分的時域樣本的數目。
4.根據權利要求1所述的方法，其中所述窗函數Φ(k)是如下定義的梯形函數(k)=2k+12Lp]]>k＝0，...，Lp-1Φ(k)＝1k＝Lp，...，Nfft-1(k)=2Nfft+2Lp-2k-12LP]]>k＝Nfft，...，Nfft+Lp-1Φ(k)＝0k＜0且k＞Nfft+Lp-1其中Lp是拷貝為所述循環塊的所述部分的時域樣本的數目。
5.根據權利要求1所述的方法，其中所述產生包括將所述音調乘以作為Lp的函數的線性相位，其中Lp是拷貝為所述循環塊的所述部分的時域樣本的數目。
6.根據權利要求5所述的方法，其中所述音調用X(k)表示，並且所述線性相位補償音調表示為Xcyc(k)，其中Xcyc(k)=X(k)exp(j2kLPNfft)]]>
7.一種發射機，其包括傅立葉逆變換器，其可操作用於將包括多個音調的頻域信號轉換為時域信號，所述音調部分地包括多個連續的零值音調；以及加窗濾波器，其可操作用來基於加窗函數對所述時域信號進行濾波，其中表示為Φ(k)的所述加窗函數具有如下性質Φ(k)+Φ(k+Nfft)約等於常數θ，其中Nfft是音調數，並且其中所述加窗濾波器的輸出包括由所述發射機發射的多頻帶正交頻分復用符號的一部分。
8.根據權利要求7所述的發射機，其中所述加窗函數Φ(k)是如下定義的升餘弦函數(k)=1/2[1+cos((2Lp-2k-1)2Lp)]]]>k＝0，...，Lp-1Φ(k)＝1k＝Lp，...，Nm-1(k)=1/2[1+cos((2k-2Nfft+1)2Lp)]]]>k＝Nfft，...，Nfft+Lp-1Φ(k)＝0k＜0且k＞Nfft+Lp-1其中Lp是拷貝為所述循環塊的所述部分的時域樣本的數目。
9.根據權利要求7所述的發射機，其中所述加窗函數Φ(k)是如下定義的梯形函數(k)=2k+12LP]]>k＝0，...，Lp-1Φ(k)＝1k＝Lp，...，Nfft-1(k)=2Nfft+2Lp-2k-12Lp]]>k＝Nfft，...，Nfft+Lp-1Φ(k)＝0k＜0且k＞Nfft+Lp-1其中Lp是拷貝為所述循環塊的所述部分的時域樣本的數目。
10.根據權利要求7所述的發射機，其中選擇所述多個連續零值音調，以保護一個或多個害頻頻帶。
11.根據權利要求10所述的發射機，其中所述害頻頻帶選自由下列頻帶構成的組日本射電天文學頻帶、衛星頻帶、WiMax頻帶、固定無線接入頻帶、固定業務頻帶、以及第四代無線頻帶。
12.根據權利要求10所述的發射機，其進一步包括幹擾消除組件，其包括多個消除音調產生器，每一個消除音調產生器包括存儲v個值的音調優化陣列，其中v等於正交頻分復用音調的數目，並且其中基於優化主動幹擾消除，以及進一步基於將多個主動幹擾消除值以及多個保護邊緣值的平均功率限制為小於或等於最大功率級，和基於多個數據值，來確定所述v個值；乘法器，其可操作用於將所述v個值中的一個和相關聯的數據值相乘；以及累加寄存器，其可操作用來累加由所述乘法器輸出的乘積；其中所述幹擾消除組件包括數目為u個的消除音調產生器，所述數目u基於形成部分正交頻分復用信號的多個主動幹擾消除音調和多個保護邊緣音調的數目，其中每個所述消除音調產生器確定以下兩個值中的一個待賦值給所述主動幹擾消除音調之一的主動幹擾消除值，以及待賦值給所述保護邊緣音調之一的保護邊緣值，並且其中所述u音調優化陣列包含可以表示為uxv矩陣W的值，其中W被確定為W=(P1TP1)-1P1TP]]>其中P為sxv矩陣，其中在P的a行b列的元素Pa，b被確定為Pa,b=n=0v-1(n)ej2n(k-1/4)/v]]>其中k＝b-1，l＝a-1+偏移量，其中所述偏移量基於幹擾帶寬和幹擾中心頻率，其中P1是由u個基於所述幹擾中心頻率而選自P的相鄰列組成的sxu矩陣，其中P1T是P1的轉置矩陣，並且其中圓括號的負指數代表矩陣求逆。
13.一種收發機，其包括多路串並轉換器，其可操作於發射模式，以在作為多頻帶正交頻分復用符號的一部分發射之前，將長度為Nfft的位序列轉換為Nfft個並行位，所述多路串並轉換器還可操作於接收模式，以將多頻帶正交頻分復用符號的至少一部分的、長度為Nfft的數據序列轉換為Nfft個並行樣本；傅立葉變換器，其可操作於所述發射模式，以將頻域中的Nfft個並行位傅立葉逆變換為時域中的Nfft個樣本，所述傅立葉變換器還可操作於所述接收模式，以將時域中的所述Nfft個並行樣本傅立葉變換為頻域中Nfft個並行位；以及加窗組件，其可操作於所述發射模式，以使用加窗函數來處理時域中的所述Nfft個樣本，所述加窗組件還可操作於所述接收模式，處理頻域中的所述Nfft個並行位，以基於包括在頻域中所述Nfft個並行位中的一個或多個導頻音調，來提供對所述Nfft個並行位的精細頻率偏移調整。
14.根據權利要求13所述的收發機，其中所述加窗函數是如下定義的升餘弦函數Φ(k)(k)=1/2[1+cos((2Lp-2k-1)2LP)]]]>k＝0，...，Lp-1Φ(k)＝1k＝Lp，...，Nfft-1(k)=1/2[1+cos((2k-2Nfft+1)2Lp)]]]>k＝Nfft，...，Nfft+Lp-1Φ(k)＝0k＜0且k＞Nfft+Lp-1其中Lp是被為循環塊中關聯於所述Nfft個音調的部分的時域樣本的數目。
15.根據權利要求13所述的收發機，其中所述加窗函數是如下定義的梯形函數Φ(k)(k)=2k+12Lp]]>k＝0，...，Lp-1Φ(k)＝1k＝Lp，...，Nfft-1(k)=2Nfft+2Lp-2k-12Lp]]>k＝Nfft，...，Nfft+Lp-1Φ(k)＝0k＜0且k＞Nfft+Lp-1其中Lp是被拷貝為循環塊中關聯於所述Nfft個音調的部分的時域樣本的數目。
全文摘要
本發明公開了一種進行無線通信的方法。該方法包括為寬帶正交頻分復用符號(310)產生多個音調，所述音調包括多個連續的零值音調，將該音調傅立葉逆變換為多個時域樣本(312)，將多個所述時域樣本拷貝為循環塢(314)的一部分，所述循環bl＞Ak(314)鄰接於所述時域樣本(312)，對所述時域樣本(312)和所述循環bl＞Ak(314)進行時域窗濾波，以形成寬帶正交頻分復用符號(310)的一部分，並發射所述寬帶正交頻分復用符號(310)，其中所述時域窗濾波器是具有以下性質的函數$(k)$(k)+$(k+N
文檔編號H04L27/34GK1981500SQ200580022257
公開日2007年6月13日 申請日期2005年7月1日 優先權日2004年7月1日
發明者J·巴拉克裡斯蘭, A·巴特拉, H·山口 申請人:德克薩斯儀器股份有限公司