輔助有源箝位電路和採用該電路的功率變換器的製作方法
2023-04-28 10:20:11 1
專利名稱：輔助有源箝位電路和採用該電路的功率變換器的製作方法
技術領域：
本發明概括地說，涉及功率電子線路，特別是，涉及一種輔助有源箝位電路，對與功率變換器相關聯的整流開關的電壓進行箝位的方法，以及採用這種電路和這種方法的功率變換器。
背景技術：
功率變換器是一種功率處理電路，其將輸入電壓波形變換成特定的輸出電壓波形。在許多需要有直流DC輸出的應用中，有利的是經常採用開關式DC/DC功率變換器。這種開關式DC/DC功率變換器通常包括逆變器、輸入/輸出隔離變壓器和在隔離變壓器次級側的整流器。該逆變器通常包括主功率開關，如場效應電晶體(「FET」)，其將DC輸入電壓變換為AC電壓。然後，輸入/輸出隔離變壓器將AC電壓轉換成其它值，並且整流器在功率變換器的輸出端產生所需的DC電壓。按照慣例，整流器包括多個整流開關(例如，起到同步整流開關作用的二極體或FET)，這些整流開關響應於輸入到其上的輸入波形來傳導負載電流。
主功率開關和整流開關通常工作在相對較高的開關頻率如200-300kHz下，使得在功率變換器內能採用較小的元件如電感器和電容器。結果，可以減小與功率變換器中各元件相關聯的寄生或雜散電感或電容。
但是，上面提到的多餘的寄生元件可能會產生高頻振蕩，其在功率變換器內表現為與開關轉換相關聯，特別是與變壓器和開關相關聯的不希望有的「減幅振蕩」(ringing)波形。疊加到與功率變換器的正常操作相關聯的波形上的減幅振蕩波形要求要採用更高額定值和更高成本的電路元件，以在這樣的環境條件下工作。另外，有害的減幅振蕩波形使得功率變換器的損耗更多並且效率更低。一些損耗本身表現為不希望有的電磁幹擾(EMI)，這些電磁幹擾導致產生必須提出的管理問題。由於固有存在在變壓器和電感器元件中的相對較小的電阻值，減幅振蕩能量僅可以在功率變換器內被輕微地衰減。
寄生的減幅振蕩需要在功率變換器中用具有更高峰值反向電壓額定值的整流開關。例如，如果整流開關用在具有大約二到三伏穩定狀態輸出電壓的功率變換器中，則在轉換過程中，該整流開關就要承受使整流開關的截止狀態電壓升高大約80-90％的反向電壓尖峰，那麼需要該整流開關必須將額定值設定為峰值反向電壓額定值的大概兩倍(例如30伏)，來避免被損壞。
這個問題對於在功率變換器的輔助導通周期(即，在主功率開關不導通時的周期；也指開關操作循環的「復原」部分)期間導通的整流開關特別突出。在這個周期期間，由整流開關經受的反向電壓是按變壓器的匝數比相乘的功率變換器的輸入電壓，對於更高的輸入電壓，其不可避免地會很高。此外，當更高的反向電壓疊加到主功率開關接通時的非零電壓上時，功率變換器要承受應激電壓，該應激電壓可能進一步累及了功率變換器的設計。
儘管由於市場上可買到並且經濟的較低電壓額定值的整流開關很少，所以在二或三伏的功率變換器中可以接受採用具有30伏峰值反向電壓額定值的整流開關，但在具有更高穩定狀態輸出電壓(例如，24或48伏)的功率變換器中這種問題更加惡化了。在這樣的環境條件下，整流開關可能要承受200伏或以上的反向電壓尖峰。儘管可以利用具有更高峰值反向電壓額定值的整流開關(但成本更高並且工作性能更差)，但關注探索其它電路替代方案要強於接受採用這種裝置後所帶來的這種損耗和較差的效率。
減小功率變換器中寄生減幅振蕩的傳統辦法包括在每個整流開關上並聯設置緩衝(snubber)電路，在一個實例中，該緩衝電路是由與一個電容器串聯連接的一個電阻器配置的。該緩衝器作為阻尼裝置通過耗散部分減幅振蕩能量減小了減幅振蕩幅值。儘管緩衝電路減小了與整流開關相關聯的寄生減幅振蕩的影響，使得能採用具有更低額定值的裝置，但它也減小了功率變換器的整個效率。更具體地說，緩衝電容器在功率變換器導通時使更多的電流流過功率變換器的開關，造成了其內部額外的能量損耗。其它的無源緩衝裝置也存在類似的缺點，其它的無源緩衝裝置如利用與電容器串聯的二極體吸收反向電壓尖峰，並利用電阻器耗散累積在電容器內的能量的電路。
進一步用於減小功率變換器內減幅振蕩波形的技術是與整流開關串聯設置一可飽和電抗器。該可飽和電抗器是非線性電感器，其採用隨著流過其電流的增加而改變到磁芯材料飽和的點上的有損耗特性。該飽和特性通過耗散部分減幅振蕩能量(並減小EMI)可以衰減減幅振蕩波形，但它本身往往會變得很熱，結果將其用在功率變換器中經常是不切實際的。
其它的阻尼電路如有源緩衝電路也可以用在各種方案中，用以減小減幅振蕩波形。Proc.IEEE Applied Power Electronics Conf.，March 1989，pp.423-432中L.H.Mweene，et al.的「A 1kW，500kHz，front-end converterfor a distributed power supply system」；IEEE Power ElectronicsSpecialists Conf.Rec.，1990，pp.162-172中R.Redl，et al.的「A novelsoft-switching full-bridge dc/dc converteranalysis，designconsiderations and experimental results at 1.5kW，100kHz」；IEEE PowerElectronics Specialists Conf.Rec.，1991，pp.189-194中G.Hua，et al.，的「An improved zero-voltage-switched PWM converter using a saturableinductor」；IEEE Power Electronics Specialists Conf.1990，pp.181-188中K.Harada，et al.，的「Switched snubber for high frequencyswitching」；Proc.IEEE Applied Power Electronics Conf.March，199，pp.158-163中V.Vlatkovic，et al.，的「High-voltage，high-power，ZVS，full-bridge PWM converter employing an active snubber」中都示出並描述了有源緩衝電路的例子。前面提到的這些參考文件都作為參考包含在本文中。
Lu，et al.的題目為「DC-DC Converter」的美國專利No.5,636,107；Xia，et al.的題目為「Single ended forward DC-to-DC converter providingenhanced resetting for synchronous rectification」的美國專利No.5,781,420；Xia，et al.的題目為「Single ended forward DC-to-DCconverter providing enhanced resetting for synchronous rectification」的美國專利No.5,986,899，Xia，et al.的題目為「Single ended forwardDC-to-DC converter providing enhanced resetting for synchronousrectification」的美國專利No.6,141,224；Xia，et al.的題目為「Singleended forward DC-to-DC converter providing enhanced resetting forsynchronous rectification」的美國專利No.6,278,621中都描述了另一種進一步利用有源緩衝電路以減小減幅振蕩波形的例子，該緩衝電路包括連接到變壓器繞組上的開關，並且上述這些專利作為參考包含在本文中。Lu，et al.公開了一種串聯連接的開關和電容器，其箝位了變壓器次級繞組上的電壓。缺點是，因為部分有源緩衝電路與要保護的功率變換器的多個元件串聯，所以限制了Lu，et al.的有效性。這種限制對於呈現為寬脈衝的反向電壓是特別明顯的。儘管Xia，et al.的參考文獻中公開了與整流開關並聯設置的有源緩衝電路，但這些電路典型方式是在輔助導通周期期間起作用，並且主要是用於對變壓器鐵芯內的磁通進行復原。
儘管目前可用到的與有源緩衝電路相似的有源電路已經為功率變換器中逆變器的主功率開關所採用(例如，參見Vinciarelli的題目為「OptimalResetting of the Transformer’s Core in Single-ended ForwardConverters」的美國專利No.Re 36,098，其作為參考包含在本文中)，但這種技術還沒有被直接應用到整流開關上，該整流開關基本上在輔助導通周期期間導通，並利用來自於變壓器的控制電壓，從而使得可高效地採用具有較低額定電壓並具有較少電路元件的整流開關。
因此，在本領域中所需要的是一種非常有用的解決辦法和電路，以在不會顯著地影響功率變換器效率的情況下減小與功率變換器內的整流開關相關聯的不希望有的減幅振蕩波形。
發明內容
為了克服上面討論的現有技術的缺點，本發明提供了一種用於用在功率變換器中的輔助有源箝位電路。該功率變換器包括與主功率開關相關聯的主有源箝位(clamp)電路，其中主功率開關連接到變壓器的初級繞組上，並且功率變換器還包括連接到變壓器的次級繞組上的整流開關。主功率開關在功率變換器的主導通周期期間導通，並且整流開關在功率變換器的輔助導通周期期間導通。在一個實施例中，輔助有源箝位電路包括輔助箝位電容器，並聯連接到整流開關上，並用來存儲基本上等於整流開關的截止狀態電壓的箝位電壓。該輔助有源箝位電路還包括輔助箝位開關，與輔助箝位電容器串聯連接，並用來接收來自於次級繞組的驅動信號，並在主導通周期期間導通，從而將整流開關上的電壓大約箝位在箝位電壓上。
在另一方面，本發明提供了一種對與功率變換器相關聯的整流開關的電壓進行箝位的方法。該功率變換器包括與主功率開關相關聯的主有源箝位電路，其中主功率開關連接到變壓器的初級繞組上，並且功率變換器還包括連接到變壓器的次級繞組上的整流開關。主功率開關在功率變換器的主導通周期期間導通，並且整流開關在功率變換器的輔助導通周期期間導通。在一個實施例中，該方法包括存儲基本上等於整流開關的截止狀態電壓的箝位電壓。該方法還包括將來自於次級繞組的驅動信號提供給輔助箝位開關。該方法進一步包括使輔助箝位開關在主導通周期期間導通。該方法再進一步包括將整流開關上的電壓大約箝位在箝位電壓上。
在另一方面，本發明提供了一種功率變換器，其接收在其輸入端的輸入電壓，並在其輸出端上提供輸出電壓。在一個實施例中，該功率變換器包括一個主功率開關，其連接到主有源箝位電路與該主功率開關相關聯的輸入端。該功率變換器還包括具有連接到主功率開關上的初級繞組的變壓器和連接到變壓器的次級繞組的整流器，該整流器包括整流開關(例如，第一整流開關)。主功率開關在功率變換器的主導通周期期間導通，整流開關在功率變換器的輔助導通周期期間導通。該功率變換器進一步包括與第一整流開關相關聯的輔助有源箝位電路(例如，第一輔助有源箝位電路)。
在一個實施例中，該第一輔助有源箝位電路包括輔助箝位電容器(例如，第一輔助箝位電容器)，並聯連接到第一整流開關上，並存儲基本上等於第一整流開關的截止狀態電壓的箝位電壓。第一輔助有源箝位電路還包括輔助箝位開關(例如，第一輔助箝位開關)，與第一輔助箝位電容器串聯連接，並接收來自於次級繞組的驅動信號，並在主導通周期期間導通，從而將第一整流開關上的電壓大約箝位在箝位電壓上。
可替換地，整流器包括另一個整流開關(例如，第二整流開關)，並且功率變換器包括另一個輔助有源箝位電路(例如，第二輔助有源箝位電路)，其與第二整流開關相關聯。該第二輔助有源箝位電路包括另一個輔助箝位電容器(例如，第二輔助箝位電容器)，並聯連接在第二整流開關上，並存儲基本上等於第二整流開關的截止狀態電壓的箝位電壓。該第二輔助有源箝位電路還包括另一個輔助箝位開關(例如，第二輔助箝位開關)，與第二輔助箝位電容器串聯連接，並將第二整流開關的電壓大約箝位在箝位電壓上。
前面已經相當廣泛地概述了本發明優選並可替換的特徵，使得本領域的技術人員可以更好地理解接下來本發明的詳細描述。下文將描述本發明的其它特徵，它們形成了本發明權利要求的主要內容。本領域的技術人員應該明白的是，他們可以利用公開的構思和特定實施例作為設計或改變其它結構的基礎，用來實現本發明的相同目的。本領域的技術人員還應該認識到，這種等效結構沒有脫離本發明以其最廣泛的形式所表示的精神和範圍。
為了對本發明有更完整的理解，現在結合附圖來參考下面的詳細說明，附圖中圖1示出了根據本發明原理配置的功率變換器的一個實施例的示意圖；圖2示出了根據本發明原理配置的功率變換器的另一個實施例的示意圖；和圖3示出了論證本發明原理的典型優點的波形示意圖。
具體實施例方式
首先參考圖1，圖1示出的是根據本發明原理配置的功率變換器的一個實施例的示意圖。該功率變換器包括由一個控制器(例如，一個脈衝寬度調製控制器)CLPWM驅動的初級側電源電路或逆變器，次級側電源電路，和具有初級繞組PRI以及第一和第二次級繞組SEC1、SEC2的變壓器T1。
初級側電源電路連接到輸入電壓源Vin和變壓器T1的初級繞組PRI上，並且該初級側電源電路包括一個主功率開關Qmain和一個主箝位開關Qmnclp，該主箝位開關串聯連接到其上具有箝位電壓的主箝位電容器Cmnclp上。在圖示的實施例中，主箝位開關Qmain和主箝位電容器Cmnclp形成主有源箝位電路，其還起到主有源箝位變壓器復原電路的作用。本領域的技術人員應該能理解的是，該主有源箝位電路可以位於功率變換器內的其它位置，如連接到變壓器T1的第一和第二次級繞組SEC1、SEC2中的一個上，或者連接到變壓器T1的附加繞組(未示出)上(例如，參見Vinciarelli的美國專利No.Re 36,098)。
對於圖1中所示的變壓器繞組，該初級側電源電路在主功率開關Qmain導通期間，將功率正向地從初級繞組PRI傳送到第一和第二次級繞組SEC1、SEC2，從而提供了整個開關操作循環的正向部分(由整個開關操作循環的(D)部分來表示)。主功率開關Qmain在主導通周期(也由整個開關操作循環的(D)部分來表示)內將輸入電壓Vin施加到初級繞組PRI上。在主導通周期D結束時，連接在初級繞組PRI上的是輸入電壓Vin和主箝位電容器Cmnclp上的箝位電壓之間的差值。
該操作是由主箝位開關Qmnclp來完成的，該主箝位開關Qmnclp在輔助導通周期(由整個開關操作循環的(1-D)部分來表示)內導通。該輔助導通周期1-D表示整個開關操作循環中的變壓器復原部分，其基本上獨立於主導通周期D。當然，相關領域中的技術人員能認識到，由於相關的轉換次數或開關操作延遲的影響，主導通周期D和輔助導通周期1-D間可以有很小的重疊或很小的間隔。主箝位電容器Cmnclp使得過變壓器T1鐵芯的磁通量能基本上復原到在主導通周期D一開始所呈現的值。主導通周期D和輔助導通周期1-D都通過控制器CLPWM進行控制。對於關於主功率開關和主箝位開關操作的其它信息例如參見Rozman的美國專利No.Re 36,571，主題名稱為「用於應用到箝位模式功率變換器的低損耗同步整流器」，其作為參考被包含在本文中。
連接到變壓器T1的第一和第二次級繞組SEC1、SEC2上的次級側電源電路提供輸出電壓Vout，並包括第一和第二整流開關(例如，第一和第二輸出二極體Do1、Do2)、輸出電感器Lout和輸出電容器Cout。對於圖1中所示的變壓器繞組，次級側電源電路在主導通周期D期間將與第一次級繞組SEC1相關聯的次級電壓連接到第一輸出二極體Do1。
次級電壓通過第一輸出二極體Do1連接到輸出電感器Lout。然後，在輔助導通周期1-D期間，輸出電感器電流流過第二輸出二極體Do2。輸出電感器電流中的直流部分流過連接到功率變換器輸出端的負載(未示出)。輸出電感器電流中的交流部分流過輸出電容器Cout，其提供對輸出電壓Vout的濾波作用。
次級側電源電路還包括輔助有源箝位電路，該輔助有源箝位電路包括連接到第二輸出二極體Do2上的輔助箝位開關Qauxclp(表示為p-溝道FET)和輔助箝位電容器Cauxclp。主有源箝位電路在功率變換器的輔助導通周期1-D期間復原變壓器T1的鐵芯，而輔助有源箝位電路在功率變換器的主導通周期D期間將第二輸出二極體Do2上的電壓箝位到一箝位電壓上。該箝位電壓基本上等於整流開關(在這種情況下，該整流開關指第二輸出二極體Do2)的截止狀態電壓，其中，輔助有源箝位電路連接到該整流開關上。
在整流開關(在這種情況下，該整流開關指第一和第二輸出二極體Do1、Do2)從導通狀態到非導通狀態的開關轉換期間，如果遺留未經抑制，則該整流開關承受一反向電壓，該反向電壓在功率變換器中引起有害的減幅振蕩波形。利用該輔助有源箝位電路顯著減小了反向電壓現象帶來的不利影響，特別是在第二輸出二極體Do2上的不利影響。
輔助有源箝位電路通常如下所述進行工作。如上面提到的，在輔助導通周期1-D期間，第二輸出二極體Do2處於導通狀態，輔助箝位開關Qauxclp不導通，在這種情況下，在輔助箝位電容器Cauxclp上產生一電壓，該電壓基本上等於按變壓器T1的次級與初級的匝數比相乘的輸入電壓Vin。在主導通周期D的一開始，第二輸出二極體Do2轉換為非導通狀態，優選地，幾乎是在同時，輔助箝位開關Qauxclp轉換為導通狀態。即使輔助箝位開關Qauxclp轉換的時間有延遲，輔助箝位開關Qauxclp的體二極體也會導通，使得輔助有源箝位電路能實現其預期的功能。在圖示的實施例中，輔助箝位開關Qauxclp的驅動信號是從變壓器T1的第二次級繞組SEC2上得到的。
結果，輔助有源箝位電路在功率變換器的主導通周期D期間將第二輸出二極體Do2上的電壓箝位到箝位電壓上。在這種情況下，該箝位電壓等於第二輸出二極體Do2的截止狀態電壓，其近似為按變壓器T1的次級與初級的匝數比相乘的輸入電壓Vin。本領域的技術人員應該理解的是，通常，輔助有源箝位電路工作過程中的各種變化(例如，變更輔助箝位開關Qauxclp可控的導通周期)以及功率變換器工作過程中的各種變化都是容許的，用以改善其操作。當然，操作上的改變仍落在本發明很寬的範圍內。
為了討論另一種輔助有源箝位電路應用到第一輸出二極體Do1上的情況，假設與第一輸出電壓Do1相關聯的箝位電壓為其截止狀態下的電壓。在這種情況下，第一輸出二極體Do1的截止狀態電壓近似等於按變壓器T1的次級與初級的匝數比相乘的輸入電壓Vin與輔助導通周期1-D期間主箝位電容器Cmnclp上的箝位電壓之間的差值。在其它方面，第一輸出二極體Do1的截止狀態電壓正比於對變壓器T1的磁感應進行復原的電壓。本領域的技術人員還應該理解的是，由於主箝位電容器Cmnclp上的電壓在開關操作循環期間稍微可以有所變化，所以與第一輸出二極體Do1相關聯的截止狀態電壓可能會稍微有所變化。因此，通常，截止狀態的電壓值是利用了整流開關的功率變換器的操作和整流開關自身特性的函數。
並且，為了清楚、直接地描述接下來的從導通狀態到非導通狀態的轉換，沒有利用箝位電路或緩衝器的整流開關通常要承受反向電壓中的一短暫的尖峰，該反向電壓尖峰顯然大於其正常操作時的截止狀態電壓。該電壓尖峰是整流開關和與電路的寄生電感進行諧振的電路寄生電容導致的不可避免的結果。這種現象經常導致需要具有比其截止狀態電壓更高的反向峰值電壓額定值的整流開關，同時不利地增加了電路元件的成本並降低了功率變換器的性能。將本發明的原理應用到利用了整流開關的功率變換器上減輕了反向電壓尖峰帶來的有害影響。
輔助有源箝位電路也可以給功率變換器帶來另一個好處。例如，輔助有源箝位電路可以有助於整流開關(在這種情況下，該整流開關指第二輸出二極體Do2)中寄生電容相關聯的能量的再循環，其中輔助有源箝位電路用於該整流開關。更具體地說，存儲在輔助箝位電容器Cauxclp中的能量部分(對應於箝位電壓)也可以在功率變換器內進行再循環，其中，利用該輔助箝位電容器來在主導通周期D期間對第一輸出二極體Do1上的電壓進行箝位。結果，通過由本發明的輔助有源箝位電路帶來的這種次要優點進一步提高了功率變換器的效率(例如，對於在正常工作條件下的24伏功率變換器會得到百分之一或更大的提高)。
現在參考圖2，圖2所示是根據本發明原理配置的功率變換器的另一個實施例的示意圖。該功率變換器包括由控制器(例如，脈衝寬度調製控制器)CLPWM驅動的初級側電源電路或逆變器，次級側電源電路，和具有初級繞組PRI以及第一、第二和第三次級繞組SEC1、SEC2、SEC3的變壓器T1。
初級側電源電路連接到輸入電壓源Vin和變壓器T1的初級繞組PRI，並且包括主功率開關Qmain和主箝位開關Qmnclp，該主箝位開關串聯連接到其上具有箝位電壓的主箝位電容器Cmnclp上。在圖示的實施例中，主箝位開關Qmain和主箝位電容器Cmnclp形成主有源箝位電路，其還起到主有源箝位變壓器復原電路的作用。如前面提到的，本領域的技術人員應該理解的是，該主有源箝位電路可以位於功率變換器內的其它位置。
對於圖2中所示的變壓器繞組，初級側電源電路在主功率開關Qmain的導通期間將功率正向地從初級繞組PRI傳送到第一、第二和第三次級繞組SEC1、SEC2、SEC3，從而形成整個開關操作循環的正向部分(由整個開關操作循環的(D)部分來表示)。主功率開關Qmain在主導通周期(即，由整個開關操作循環的(D)部分表示的周期)內將輸入電壓Vin連接到初級繞組PRI上。在主導通周期D結束時，連接到初級繞組PRI上的是輸入電壓Vin和主箝位電容器Cmnclp上的箝位電壓之間的差值。
該操作是由主箝位開關Qmnclp來完成的，該主箝位開關Qmnclp在輔助導通周期(由整個開關操作循環的(1-D)部分來表示)內導通。該輔助導通周期1-D表示整個開關操作循環中的變壓器復原部分，其基本上獨立於主導通周期D。當然，相關領域中的技術人員能認識到，由於相關的轉換次數或開關操作延遲的影響，主導通周期D和輔助導通周期1-D間可以有很小的重疊或很小的間隔。主箝位電容器Cmnclp使得通過變壓器T1鐵芯的磁通量能基本上復原到在主導通周期D一開始所呈現的值。主導通周期D和輔助導通周期1-D都通過控制器CLPWM進行控制。對於關於主功率開關和主箝位開關操作的其它信息參見Rozman的美國專利No.Re 36,571。
連接到變壓器T1的第一、第二和第三次級繞組SEC1、SEC2、SEC3上的次級側電源電路提供輸出電壓Vout，並包括第一和第二整流開關(例如，第一和第二同步整流開關SR1、SR2)、輸出電感器Lout和輸出電容器Cout。對於圖2中所示的變壓器繞組，次級側電源電路在主導通周期D期間將與第一次級繞組SEC1相關聯的次級電壓連接到第二同步整流開關SR2上。
次級電壓通過第二同步整流開關SR2連接到輸出電感器Lout上。然後，在輔助導通周期1-D期間，輸出電感器電流流過第一同步整流開關SR1。輸出電感器電流的直流部分流過連接到功率變換器輸出端上的負載(未示出)。輸出電感器電流的交流部分流過輸出電容器Cout，該輸出電容器提供對輸出電壓Vout的濾波功能。
次級側電源電路還包括第一輔助有源箝位電路，該第一輔助有源箝位電路包括連接在第一同步整流開關SR1上的第一輔助箝位開關Qauxclp1和第一輔助箝位電容器Cauxclp1。第一輔助有源箝位電路還包括由二極體Dp以及第一、第二和第三電阻器Rp1、Rp2、Rp3形成的保護電路。次級側電源電路還包括第二輔助有源箝位電路，該第二輔助有源箝位電路包括連接在第二同步整流開關SR2上的第二輔助箝位開關Qauxclp2和第二輔助箝位電容器Cauxclp2上。主有源箝位電路在功率變換器的輔助導通周期1-D期間復原變壓器T1的鐵芯，而第一和第二輔助有源箝位電路在功率變換器的主導通周期D和輔助導通周期1-D中之一的期間內將對應的第一和第二同步整流開關SR1、SR2上的電壓箝位在箝位電壓上。箝位電壓基本上等於整流開關(在這種情況下，該整流開關指第一和第二同步整流開關SR1、SR2中之一)的截止狀態電壓，其中，該輔助有源箝位電路連接到該整流開關上。另外，在圖示的實施例中，第二輔助有源箝位電路在復原變壓器T1的鐵芯期間有助於主有源箝位電路的操作。
在整流開關(在這種情況下，該整流開關指第一和第二同步整流開關SR1、SR2)從導通狀態到非導通狀態的開關操作轉換過程中，如果遺留未經抑制，則該整流開關承受一反向電壓，該反向電壓在功率變換器中引起有害的減幅振蕩波形。利用該第一和第二輔助有源箝位電路顯著減小了反向電壓現象帶來的不利影響。
第一和第二輔助有源箝位電路通常如下所述工作。如上面提到的，在主導通周期D期間，第二同步整流開關SR2導通，第二輔助箝位開關Qauxclp2不導通，在這種情況下，已經在第二輔助箝位電容器Cauxclp2上形成一電壓，該電壓基本等於按變壓器T1的次級與初級的匝數比相乘的輸入電壓Vin和主箝位電容器Cauxclp上的箝位電壓之間的差值。幾乎是在輔助導通周期1-D的一開始，第二同步整流開關SR2就轉換到了非導通狀態，而第二輔助箝位開關Qauxclp2轉換到了導通狀態。即使第二輔助箝位開關Qauxclp2轉換的時間有延遲，其也許是由與連接到第一輔助箝位開關Qauxclp1上的保護電路相同的電路引起，第二輔助箝位開關Qauxclp2的體二極體也會導通，使得第二輔助有源箝位電路能實現其預期的功能。用於第二輔助箝位開關Qauxclp2的驅動信號是從變壓器T1的第三次級繞組SEC3上得到的。結果，第二輔助有源箝位電路在功率變換器的輔助導通周期1-D期間將第二同步整流開關SR2的電壓箝位到箝位電壓上。在這種情況下，該箝位電壓等於第二同步整流開關SR2的截止狀態電壓。
現在參看第一輔助有源箝位電路，在輔助導通周期1-D期間，第一同步整流開關SR1導通，第一輔助箝位開關Qauxclp1不導通，在這種情況下，已經在第一輔助箝位電容器Cauxclp1上形成一電壓，該電壓基本等於按變壓器T1的次級與初級的匝數比相乘的輸入電壓Vin。在主導通周期D的一開始，第一同步整流開關SR1就轉換到了非導通狀態，而第一輔助箝位開關Qauxclp1轉換到了導通狀態。即使第一輔助箝位開關Qauxclp1轉換的時間有延遲，第一輔助箝位開關Qauxclp1的體二極體也會導通，使得第一輔助有源箝位電路能實現其預期的功能。用於第一輔助箝位開關Qauxclp1的驅動信號是從變壓器T1的第二次級繞組SEC2上得到的。
並且，第一輔助有源箝位電路也包括由二極體Dp以及第一、第二和第三電阻器Rp1、Rp2、Rp3形成的保護電路。第一和第二電阻器Rp1、Rp2分別與第一輔助箝位開關Qauxclp1的源極和漏極串聯。第一電阻器Rp1限制了流過第一輔助箝位開關Qauxclp1的貫通電流，如果未經抑制，該貫通電流會使第一輔助箝位開關Qauxclp1過度導通，並使第一輔助箝位電容器Cauxclp1放電。同樣地，第二電阻器Rp2限制了流過第一輔助箝位開關Qauxclp1的貫通電流。二極體Dp和第三電阻器Rp3延遲了第一輔助箝位開關Qauxclp1的導通時間，用以再一次限制流過第一輔助箝位開關Qauxclp1的貫通電流。
結果，第一輔助有源箝位電路在功率變換器的輔助導通周期1-D期間將第一同步整流開關SR1的電壓箝位在了箝位電壓上。在這種情況下，箝位電壓等於第一同步整流開關SR1的截止狀態電壓，其近似為按變壓器T1的次級與初級的匝數比相乘的輸入電壓Vin。通常，截止狀態電壓值是利用了整流開關的功率變換器的操作的函數。
並且，本領域的技術人員應該理解的是，通常，第一和第二輔助有源箝位電路工作過程中的各種變化(例如，變更第一和第二輔助箝位開關Qauxclp1、Qauxclp2的導通周期)以及功率變換器工作過程中的各種變化都是容許的，用以改善其操作。當然，操作上的改變仍落在本發明很寬的範圍內。這樣，將本發明的原理應用到利用了整流開關的功率變換器上減輕了反向電壓尖峰帶來的有害影響，該反向電壓尖峰通常是整流開關緊接著從導通狀態到非導通狀態的轉換時產生的。
如上所述，第一和第二輔助有源箝位電路也可以給功率變換器的操作帶來另一個好處，例如，有助於整流開關(在這種情況下，該整流開關指第一和第二同步整流開關SR1、SR2)中寄生電容上的能量的再循環，其中第一和第二輔助有源箝位電路用於該整流開關。結果，通過由本發明的第一和第二輔助有源箝位電路帶來的這種次要優點進一步提高了功率變換器的效率。對於本領域的技術人員應該清楚的是，根據實際應用，可以僅利用第一和第二輔助有源箝位電路中的一個，並仍能使功率變換器提高效率。
現在參考圖3，圖3圖示的是論證了本發明原理的典型優點的波形示意圖。圖中示出在功率變換器的整流開關上測量得到的反向電壓尖峰示範性的減小。第一波形310示出了沒有利用根據本發明原理的輔助有源箝位電路的反向電壓尖峰。第二波形320示出了在利用了根據本發明原理的輔助有源箝位電路時反向電壓尖峰的減小。
更具體地說，在t1時刻，整流開關從導通狀態轉換到了非導通狀態，其上的反向電壓開始穩定地升高。在t2時刻，第一波形310示出了反向電壓尖峰達到了第一個幅值A1。相反，在t3時刻，第二波形320示出了反向電壓尖峰達到了第二幅值A2，該第二幅值A2顯著小於第一幅值A1。減小反向電壓尖峰對於功率變換器的設計是非常重要的。例如，對於24伏的功率變換器，整流開關的反向電壓尖峰可以從100伏或以上減小到稍微高於整流開關截止狀態電壓的電壓值(大概超過其截止狀態電壓的25％；即，大約高於60伏的25％，或大約為75伏)。當然，這樣可以給利用了輔助有源箝位電路的功率變換器的操作帶來顯著的好處。
重新參考波形圖，在t4時刻，與第二波形320相關聯的反向電壓尖峰降到整流開關的截止狀態電壓。相反，與第一波形310相關聯的反向電壓尖峰直到t5時刻才降到整流開關的截止狀態電壓。最後，在t6時刻，整流開關從非導通狀態轉換到導通狀態，其上的電壓開始下降。
因此，已經將用於整流開關的輔助有源箝位電路引入了功率變換器中，具有容易實現並量化的優點。本領域的技術人員應該理解的是，前述的輔助有源箝位電路、其操作方法和功率變換器的實施例都僅是用於說明的目的，可以減輕整流開關中反向電壓現象的不利影響的其它實施例也都落在本發明很寬的範圍內。
另外，已經參考特定的電氣元件描述了本發明的典型實施例。但是，本領域的技術人員明白的是，各種元件都可以被替換(不必是相同類型的元件)為能產生所需的條件或達到所需結果。例如，可以將多重元件替換為單個的元件，反之亦然。本發明的原理可以應用到電源電路布局的多種變化中。為了更好理解電源電路布局變化，可以參見New York，New York(1985)，VanNostrand Reinhold Company，Rudolph P.Severns和Gordon Bloom的現代DC-DC開關式功率變換器電路，以及Addison-Wesley(1991)，J.G.Kassakian，M.F.Schlecht和G.C.Verghese的功率電子線路原理(Principles of PowerElectronics)，其全文作為參考包含在本文中。
儘管已經詳細地描述了本發明，但本領域的技術人員應該理解的是，在不脫離本發明以其最廣泛的形式所表示的精神和範圍的情況下，這裡可以對它們做出各種改變、替換和變更。
權利要求
1.一種輔助有源箝位電路，用於功率變換器中，該功率變換器具有與連接到變壓器的初級繞組上的主功率開關相關聯的主有源箝位電路，和連接到所述變壓器的次級繞組上的整流開關，所配置的所述主功率開關在所述功率變換器的主導通周期期間導通，並且所配置的所述整流開關在所述功率變換器的輔助導通周期期間導通，該輔助有源箝位電路包括輔助箝位電容器，並聯連接到所述整流開關上，並配置用來存儲基本上等於所述整流開關的截止狀態電壓的箝位電壓；和輔助箝位開關，與所述輔助箝位電容器串聯連接，並配置用來接收來自於次級繞組的驅動信號，並在所述主導通周期期間導通，從而將所述整流開關上的電壓大約箝位在所述箝位電壓上。
2.如權利要求1所述的輔助有源箝位電路，其特徵在於，進一步包括用於所述輔助箝位開關的保護電路。
3.如權利要求2所述的輔助有源箝位電路，其特徵在於，其中所述保護電路包括二極體。
4.如權利要求2所述的輔助有源箝位電路，其特徵在於，其中所述保護電路包括多個電阻器。
5.如權利要求1所述的輔助有源箝位電路，其特徵在於，其中所述主有源箝位電路並聯連接在所述主功率開關上。
6.如權利要求1所述的輔助有源箝位電路，其特徵在於，其中所述整流開關是同步整流開關。
7.一種對整流開關的電壓進行箝位的方法，用於用在功率變換器中，該功率變換器具有與連接到變壓器的初級繞組上的主功率開關關聯的主有源箝位電路，和連接到所述變壓器的次級繞組上的整流開關，所配置的所述主功率開關在所述功率變換器的主導通周期期間導通，並且所配置的所述整流開關在所述功率變換器的輔助導通周期期間導通，對所述整流開關的電壓進行箝位的方法包括存儲基本上等於所述整流開關的截止狀態電壓的箝位電壓；將來自於次級繞組的驅動信號提供給輔助箝位開關；使所述輔助箝位開關在所述主導通周期期間導通；和將所述整流開關上的電壓大約箝位在所述箝位電壓上。
8.如權利要求7所述的方法，其特徵在於，進一步包括提供用於所述輔助箝位開關的保護電路。
9.如權利要求8所述的方法，其特徵在於，其中所述保護電路包括二極體。
10.如權利要求8所述的方法，其特徵在於，其中所述保護電路包括多個電阻器。
11.如權利要求7所述的方法，其特徵在於，其中所述主有源箝位電路並聯連接在所述主功率開關上。
12.如權利要求7所述的方法，其特徵在於，其中所述整流開關是同步整流開關。
13.如權利要求7所述的方法，其特徵在於，其中所述功率變換器包括另一個整流開關，並且所述方法進一步包括存儲基本上等於所述另一個整流開關的截止狀態電壓的箝位電壓；和將所述另一個整流開關上的電壓大約箝位在所述箝位電壓上。
14.一種功率變換器，包括連接到所述功率變換器輸入端的主功率開關；與所述主功率開關相關聯的主有源箝位電路，所述主功率開關在所述功率變換器的主導通周期期間導通；具有連接到所述主功率開關上的初級繞組的變壓器；連接到所述變壓器的次級繞組的整流器，該整流器包括整流開關，該整流開關在所述功率變換器的輔助導通周期期間導通；和輔助有源箝位電路，包括輔助箝位電容器，並聯連接到所述整流開關上，並存儲基本上等於所述整流開關的截止狀態電壓的箝位電壓；和輔助箝位開關，與所述輔助箝位電容器串聯連接，並接收來自於次級繞組的驅動信號，並在所述主導通周期期間導通，從而將所述整流開關上的電壓大約箝位在所述箝位電壓上。
15.如權利要求14所述的功率變換器，其特徵在於，進一步包括用於所述輔助箝位開關的保護電路。
16.如權利要求15所述的功率變換器，其特徵在於，其中所述保護電路包括並聯連接的二極體和連接到所述輔助箝位開關上的電阻器。
17.如權利要求14所述的功率變換器，其特徵在於，其中所述主有源箝位電路並聯連接在所述主功率開關上。
18.如權利要求14所述的功率變換器，其特徵在於，其中所述整流開關是同步整流開關。
19.如權利要求14所述的功率變換器，其特徵在於，其中所述整流器進一步包括另一個整流開關，並且所述功率變換器進一步包括另一個輔助有源箝位電路，包括另一個輔助箝位電容器，並聯連接在所述另一個整流開關上，並存儲基本上等於所述另一個整流開關的截止狀態電壓的箝位電壓；和另一個輔助箝位開關，與所述另一個輔助箝位電容器串聯連接，並將所述另一個整流開關的電壓大約箝位在所述箝位電壓上。
20.如權利要求19所述的功率變換器，其特徵在於，其中用於所述另一個輔助箝位開關的驅動信號是從所述功率變換器中所述變壓器的另一個次級繞組上得到的。
全文摘要
本發明涉及一種輔助有源箝位電路和一種對功率變換器中的整流開關的電壓進行箝位的方法。功率變換器包括與主功率開關相關聯的主有源箝位電路和連接到變壓器次級繞組的整流開關，其中主功率開關連接到變壓器的初級繞組。主功率開關在功率變換器的主導通周期期間導通，整流開關在功率變換器的輔助導通周期期間導通。在一個實施例中，輔助有源箝位電路包括並聯連接在整流開關上的輔助箝位電容器，其存儲基本上等於整流開關的截止狀態電壓的箝位電壓。輔助有源箝位電路還包括與輔助箝位電容器串聯連接的輔助箝位開關，其接收來自於次級繞組的驅動信號，並在主導通周期期間導通，從而將整流開關上的電壓大約箝位在箝位電壓上。
文檔編號H02M3/335GK1534855SQ200410043089
公開日2004年10月6日 申請日期2004年2月24日 優先權日2003年2月24日
發明者馬克·E·雅各布斯, 馬克 E 雅各布斯, 帕爾, 薩巴納·帕爾, F 斯蒂爾, 約翰·F·斯蒂爾 申請人:蒂科電子動力系統公司