用於模數和數模轉換的信號處理電路的製作方法

2023-04-25 19:32:06

本申請涉及信號處理領域，且更具體地，涉及一種用於模數和數模轉換的信號處理電路。

背景技術：

由於數位訊號處理電路具有低電源電壓、低功耗、高集成度和小晶片面積等特點，所以現代信息通信系統大多都是基於數位訊號處理技術來工作的。數字系統只能對數位訊號進行處理，而在工業和生活中的許多物理量都是連續變化的模擬量，例如，音頻、溫度、壓力、流量等，因此，這就需要引入能夠將模擬量轉換為數字量的模數轉換。

在現有技術中，模數轉換主要包括採樣、量化和編碼三個步驟。採樣是在時間上將模擬信號離散化的過程；量化是利用有限個電平來近似表示模擬採樣值的過程；而編碼是將每個量化電平用一定位數編碼表示的過程。

現有的量化技術主要分為均勻量化和非均勻量化兩種類型。均勻量化採用均勻的量化間隔，其實現簡單，但是在量化位數有限的情況下，量化噪聲隨信號電平的減少而大幅提高。減小量化噪聲的方法一般有兩種：1)提高解析度，例如使用更多的量化位數；2)增加採樣率，使採樣信號儘量逼近被測信號。然而，這兩種方法對於數字通訊來說都不適宜，因為它們都需要增加相當大的傳輸頻帶寬度，卻只能把噪聲功率降低很小。

為此，提出非均勻量化，其通過對採樣信號先進行壓縮(非線性變化)、再進行均勻量化，可以根據信號的不同區間來確定量化間隔，即在小信號範圍內提供較多的量化級，而在大信號範圍內提供較少的量化級，從而改善了出現概率較大的小信號時的量化噪聲。

技術實現要素：

然而，在現有技術中，無論是均勻量化還是非均勻量化，都只能採用固定的量化量程，不可配置。這樣的弊端是在量化位數有限的情況下，量化噪聲較大。儘管非均勻量化的情況由於引入了壓縮處理而優於均勻量化，但是也仍然存在上述問題。此外，在非均勻量化時，模數轉換端的壓縮處理和相應的數模轉換端的擴張處理雖然在一定程度上改善了小信號的量化噪聲，但是卻進一步向整個信號處理算法引入了壓擴處理誤差。因此，現有的量化技術效率不高。

為了解決上述技術問題，提出了本申請。本申請的實施例提供了一種用於模數和數模轉換的信號處理電路，其可以實現高效的量化過程。

根據本申請的一個方面，提供了一種用於模數轉換的信號處理電路，所述電路包括：比較器，用於比較採樣信號在每個採樣周期的信號幅度與至少一個閾值幅度，並且輸出比較結果；開關器件，與所述比較器電連接，用於從所述比較器接收所述比較結果，並且根據所述比較結果來從多個量程電壓之中選擇一個量程電壓作為輸出；以及量化器，與所述開關器件電連接，用於從所述開關器件接收所選擇的量程電壓，根據所選擇的量程電壓來對所述信號幅度進行量化，並且輸出量化電平。

在一個實施例中，所述開關器件在所述比較結果指示出所述信號幅度大於或等於第一閾值幅度時，輸出第一量程電壓；並且在所述比較結果指示出所述信號幅度小於所述第一閾值幅度時，輸出第二量程電壓，所述第一量程電壓大於所述第二量程電壓。

在一個實施例中，所述開關器件在所述比較結果指示出所述信號幅度大於或等於所述第一閾值幅度時，輸出所述第一量程電壓；在所述比較結果指示出所述信號幅度小於所述第一閾值幅度、但大於或等於第二閾值幅度時，輸出所述第二量程電壓；並且在所述比較結果指示出所述信號幅度小於所述第二閾值幅度時，輸出第三量程電壓，所述第二量程電壓大於所述第三量程電壓。

在一個實施例中，所述量化器採用所選擇的量程電壓作為參考電壓，根據預設的量化位數來獲得多個量化電平，並且使用所述多個量化電平之一來對所述信號幅度進行近似表示。

在一個實施例中，所述多個量化電平之中相鄰兩個量化電平之間的量化間隔滿足：

其中，Δ為量化間隔，Vr為參考電壓，N為量化位數。

在一個實施例中，所述電路還包括：採樣器，與所述比較器電連接，用於接收作為輸入的模擬信號，並且按照所述採樣周期來對所述模擬信號進行採樣，以生成所述採樣信號並輸出到所述比較器。

在一個實施例中，所述電路還包括：編碼器，與所述量化器電連接，用於從所述量化器接收所述量化電平，並且利用預設的量化位數來對所述量化電平進行數字編碼，以生成量化編碼部分。

在一個實施例中，所述編碼器還根據所選擇的量程電壓來生成模式編碼部分，並且組合所述模式編碼部分與所述量化編碼部分，以生成編碼信號作為輸出。

根據本申請的另一方面，提供了一種用於數模轉換的信號處理電路，所述電路包括：解碼器，用於接收作為輸入的編碼信號，將所述編碼信號分離為量化編碼部分和模式編碼部分，並且根據所述模式編碼部分來對所述量化編碼部分進行解碼，以生成階梯信號的信號幅度。

在一個實施例中，所述解碼器根據所述模式編碼部分來從多個量程電壓之中選擇一個量程電壓，採用所選擇的量程電壓作為參考電壓，根據預設的量化位數來獲得多個量化電平，並且使用所述量化編碼部分和所述多個量化電平來獲得所述信號幅度。

在一個實施例中，所述電路還包括：濾波器，與所述解碼器電連接，用於從所述解碼器接收所述階梯信號，並且對所述階梯信號進行平滑處理，以生成模擬信號作為輸出。

與現有技術相比，採用根據本申請實施例的用於模數和數模轉換的信號處理電路，可以在接收到採樣信號之後，比較採樣信號在每個採樣周期的信號幅度與至少一個閾值幅度，並且輸出比較結果，根據所述比較結果來從多個量程電壓之中選擇一個量程電壓作為輸出，根據所選擇的量程電壓來對所述信號幅度進行量化，並且輸出量化電平。因此，在量化位數不變的情況下，可以在小信號範圍內提供較小的量化間隔，而在大信號範圍內提供較大的量化間隔，對於不同幅度的信號，都可以充分利用量化精度，最小化量化噪聲，從而實現了高效的量化過程。

附圖說明

通過結合附圖對本申請實施例進行更詳細的描述，本申請的上述以及其他目的、特徵和優勢將變得更加明顯。附圖用來提供對本申請實施例的進一步理解，並且構成說明書的一部分，與本申請實施例一起用於解釋本申請，並不構成對本申請的限制。在附圖中，相同的參考標號通常代表相同部件或步驟。

圖1圖示了根據本申請實施例的量化過程的構思圖。

圖2圖示了根據本申請實施例的信號處理系統的結構示意圖。

圖3圖示了根據本申請第一實施例的用於模數轉換的信號處理電路的結構示意圖。

圖4圖示了根據本申請第二實施例的用於模數轉換的信號處理電路的結構示意圖。

圖5A圖示了根據現有技術的16位量化處理的動態範圍的示意圖。

圖5B圖示了根據現有技術的24位量化處理的動態範圍的示意圖。

圖6從一種視角圖示了根據本申請實施例的16位量化處理的動態範圍的示意圖。

圖7從另一視角圖示了根據本申請實施例的16位量化處理的動態範圍的示意圖。

圖8圖示了根據本申請實施例的用於數模轉換的信號處理電路的結構示意圖。

圖9圖示了根據本申請實施例的用於模數轉換的信號處理方法的流程示意圖。

圖10圖示了根據本申請實施例的用於數模轉換的信號處理方法的流程示意圖。

具體實施方式

下面，將參考附圖詳細地描述根據本申請的示例實施例。顯然，所描述的實施例僅僅是本申請的一部分實施例，而不是本申請的全部實施例，應理解，本申請不受這裡描述的示例實施例的限制。

申請概述

如上所述，無論是均勻量化還是非均勻量化，現有的量化過程都只能採用固定的量化量程，不可配置，從而導致量化效率低下。

針對該技術問題，本申請的基本構思是提出一種用於模數和數模轉換的信號處理電路和方法，其可以在進行量化的過程中，基於輸入信號的幅度自適應地調整量化量程。因此，對於不同幅度的信號，都可以充分改善量化精度，最小化量化噪聲，從而實現了高效的量化過程。

下面，將參考圖1，概要地描述本申請的基本構思。由於非均勻量化可以通過壓縮和均勻量化來實現，所以簡單起見，這裡將直接以均勻量化為例進行說明。

圖1圖示了根據本申請實施例的量化過程的構思圖。

假設預先以採樣周期Ts(即，採樣頻率1/Ts)對模擬信號x(n)進行了採樣，假設模擬信號x(n)的幅度範圍為從-Vm到+Vm(即，滿量化量程Vpp為2Vm)，並且假設量化位數N為3，如圖1所示。

可以知道，量化間隔(或稱為量化精度)Δ滿足：

量化噪聲e(n)是一個隨機變量，服從白噪聲均勻分布，其均值μe滿足：

μe＝0

其方差δe(即，量化誤差，也稱為量化噪聲或量化噪聲功率)滿足：

從上面的等式可以看出，量化間隔和量化誤差只取決於量化位數N和量化量程Vpp。然而，增大量化位數N會導致傳輸頻帶寬度增加，但只能把噪聲功率降低很小，所以這對於數字通訊來說是不利的。另一方面，儘管在現有量化過程中，最大量化量程是標稱的，不可超過最大值，但是如果可以通過配置使其能夠根據信號的幅度值而自適應地改變，則只要改變後的值仍然小於最大量程，即可實現動態最優化量化精度和量化噪聲的效果。

在介紹了本申請的基本原理之後，下面將參考附圖來具體介紹本申請的各種非限制性實施例。

示例性系統

圖2圖示了根據本申請實施例的信號處理系統的結構示意圖。

如圖2所示，根據本申請實施例的信號處理系統10包括用於模數轉換的信號處理電路100和用於數模轉換的信號處理電路200。

該用於模數轉換的信號處理電路100可以是量化元件，用於完成對於採樣信號的量化操作，即利用有限個電平來近似表示模擬採樣值。更進一步地，該用於模數轉換的信號處理電路100可以包括其他的部件，而作為模數轉換器(ADC)，用於完成整個模數轉換的信號處理(通常，包括採樣、量化和編碼處理)，即將時間連續、幅值也連續的模擬量轉換為時間離散、幅值也離散的數位訊號。

相應地，該用於數模轉換的信號處理電路200可以是解碼元件，用於完成對於編碼信號的解碼操作，即利用有限個電平來將編碼信號轉換為時間連續的階梯信號。更進一步地，該用於數模轉換的信號處理電路200可以包括其他的部件，而作為數模轉換器(DAC)，用於完成整個數模轉換的信號處理(通常，包括解碼和濾波處理)，即將時間離散、幅值也離散的數位訊號轉換為時間連續、幅值也連續的模擬量。

下面，將參考附圖，首先描述根據本申請實施例的用於模數轉換的信號處理電路100。

用於模數轉換的示例性信號處理電路

圖3圖示了根據本申請第一實施例的用於模數轉換的信號處理電路的結構示意圖。

在本申請的第一實施例中，該用於模數轉換的信號處理電路100可以是量化元件。

如圖3所示，所述用於模數轉換的信號處理電路100可以包括：比較器110、開關器件120、和量化器130。

該比較器110可以比較採樣信號在每個採樣周期的信號幅度與至少一個閾值幅度，並且輸出比較結果。

例如，比較器110可以接收採樣信號，並且將該採樣信號在每個採樣周期的信號幅度與一個或多個閾值幅度相比較。例如，比較器可以包括：兩路輸入，可以為模擬信號；和一路輸出，取決於不同的電路設計，可以為高電平或低電平的模擬信號，或是二進位信號0或1的數位訊號。

例如，該閾值幅度可以取決於不同的設計需求而設置為一個或多個。如果希望將採樣信號區分為大信號和小信號兩個等級時，則可以設置一個閾值電壓，如果希望將採樣信號區分為大信號、中信號、和小信號三個等級時，可以設置二個閾值電壓，同理，還可以設置更多的信號等級，並相應地設置多個閾值電壓，通常來說，閾值電壓的數目可以是信號等級的數目減一。

該開關器件120可以與所述比較器110電連接，用於從所述比較器110接收所述比較結果，並且根據所述比較結果來從多個量程電壓之中選擇一個量程電壓作為輸出。

例如，該開關器件120可以是一種選擇電路，其可以接收比較器110的比較結果，並且根據該比較結果從多個量程電壓之中選擇一個輸出，作為當前的量程電壓。預設的量程電壓的數目與採樣信號的信號等級的數目相同。

在兩個信號等級、一個閾值電壓的情況下，所述開關器件120在所述比較結果指示出所述信號幅度大於或等於第一閾值幅度時，輸出第一量程電壓；並且在所述比較結果指示出所述信號幅度小於所述第一閾值幅度時，輸出第二量程電壓，所述第一量程電壓大於所述第二量程電壓。

在三個信號等級、兩個閾值電壓的情況下，所述開關器件120在所述比較結果指示出所述信號幅度大於或等於第一閾值幅度時，輸出第一量程電壓；在所述比較結果指示出所述信號幅度小於所述第一閾值幅度、但大於或等於第二閾值幅度時，輸出第二量程電壓；並且在所述比較結果指示出所述信號幅度小於所述第二閾值幅度時，輸出第三量程電壓，所述第二量程電壓大於所述第三量程電壓。

該量化器130與所述開關器件120電連接，用於從所述開關器件120接收所選擇的量程電壓，根據所選擇的量程電壓來對所述信號幅度進行量化，並且輸出量化電平。

例如，所述量化器130可以採用所選擇的量程電壓作為參考電壓，根據預設的量化位數來獲得多個量化電平，並且使用所述多個量化電平之一來對所述信號幅度進行近似表示。

例如，根據本申請實施例的量化器130與現有技術中的量化器最大區別在於，該量化器130所採用的量程電壓不是固定的，並非總是滿量程電壓，而是可以根據需要，採用多個檔位之一，只要不超過滿量程電壓即可。

例如，在三檔量程電壓的情況下，當比較器110判斷出採樣信號在當前採樣周期的信號幅度為大信號時，所述量化器130可以採用與大信號對應的第一量程電壓，並且使用預設的量化位數對該第一量程電壓進行劃分，以獲得多個間隔較大的量化電平，並且使用所述多個量化電平之一來對所述較大的信號幅度進行近似表示；當比較器110判斷出採樣信號在當前採樣周期的信號幅度為中信號時，所述量化器130可以採用與中信號對應的第二量程電壓，並且使用預設的量化位數對該第二量程電壓進行劃分，以獲得多個間隔中等的量化電平，並且使用所述多個量化電平之一來對所述中等的信號幅度進行近似表示；當比較器110判斷出採樣信號在當前採樣周期的信號幅度為小信號時，所述量化器130可以採用與小信號對應的第三量程電壓，並且使用預設的量化位數對該第三量程電壓進行劃分，以獲得多個間隔較小的量化電平，並且使用所述多個量化電平之一來對所述較小的信號幅度進行近似表示。

例如，在選定量程電壓之後，量化器130可以採用均勻量化或非均勻量化中的任何一種方式來執行後續操作。

在均勻量化的情況下，所述多個量化電平之中相鄰兩個量化電平之間的量化間隔滿足：

其中，Δ為量化間隔，Vr為參考電壓，N為量化位數。在採樣信號的信號幅度處於不同範圍時，該Vr為與該範圍對應的量程電壓。

在非均勻量化的情況下，量化器130可以將採樣信號先進行壓縮，再進行均勻量化。壓縮的過程相當於利用一個非線性電路將輸入電壓x變為輸出電壓y：y＝f(x)，其是一個對大信號進行壓縮、而對小信號進行放大的過程。信號經過這種非線性電路處理後，改變了大信號和小信號之間的比例關係，使大信號的比例基本不變或變得較小，而小信號相應地按照比例增大，實現了「壓大補小」的效果。

例如，在非均勻量化的情況下，可以採用現有技術中熟知的μ律或者A律來實現。

顯然，本申請不限於此。無論是現有的、還是將來開發的任何均勻或非均勻量化算法，都可以應用於根據本申請實施例的信號處理方法中，並且也應包括在本申請的保護範圍內。

由此可見，採用根據本申請第一實施例的信號處理系統，可以在接收到採樣信號之後，比較採樣信號在每個採樣周期的信號幅度與至少一個閾值幅度，並且輸出比較結果，根據所述比較結果來從多個量程電壓之中選擇一個量程電壓作為輸出，根據所選擇的量程電壓來對所述信號幅度進行量化，並且輸出量化電平。因此，在量化位數不變的情況下，可以在小信號範圍內提供較小的量化間隔，而在大信號範圍內提供較大的量化間隔，對於不同幅度的信號，都可以充分利用量化精度，最小化量化噪聲，從而實現了高效的量化過程。

圖4圖示了根據本申請第二實施例的用於模數轉換的信號處理電路的結構示意圖。

在本申請的第二實施例中，該用於模數轉換的信號處理電路100也可以是模數轉換器(ADC)。

如圖4所示，所述用於模數轉換的信號處理電路100可以包括：採樣器105、比較器110、開關器件120、量化器130、和編碼器。其中，比較器110、開關器件120、和量化器130與第一實施例中基本相同，在此省略其詳細描述。

該採樣器105可以與所述比較器110電連接，用於接收作為輸入的模擬信號，並且按照所述採樣周期來對所述模擬信號進行採樣，以生成所述採樣信號並輸出到所述比較器110。

代替原模擬信號的有限個幅值可以稱為採樣值，由採樣值組成的信號可以稱為採樣信號。

例如，採樣器105利用採樣周期Ts在時間上將模擬信號離散化，也就是在模擬信號出現的時域內，利用間隔為Ts、2Ts、……、nTs(n為自然數)等時刻所對應的信號幅值，近似地代替原模擬信號在此時域內的無數個幅值。

例如，根據奈奎斯特定律，採樣過程所應遵循的規律為，該採樣周期Ts的倒數(即，採樣頻率fs)應當大於信號中最高頻率fmax的2倍，即(fs>2fmax)。這樣，採樣之後的數位訊號可以完整地保留原始模擬信號中的信息。在一般實際應用中，為了獲得較好的信息量，可以將採樣頻率設置為信號最高頻率的2.56～4倍。例如，在語音信號的情況下，其頻率範圍通常為20Hz-20KHz，通常，可以將採樣頻率設置為44.1KHz。

該編碼器140可以與所述量化器130電連接，用於從所述量化器130接收所述量化電平，並且利用預設的量化位數來對所述量化電平進行數字編碼，以生成量化編碼部分。

例如，編碼器140可以按照一定的規律，將量化後的電平值利用數字表示，然後利用多個比特的代碼(例如，二進位代碼)來表示已經量化後的採樣值。

例如，編碼器140可以採用任意的碼型來完成上述編碼過程。常用的碼型包括自然二進位碼、摺疊二進位碼、循環二進位碼(格雷碼)等。

顯然，本申請不限於此。無論是現有的、還是將來開發的任何碼型，都可以應用於根據本申請實施例的信號處理方法中，並且也應包括在本申請的保護範圍內。

進一步地，所述編碼器140還可以根據所選擇的量程電壓來生成模式編碼部分，並且組合所述模式編碼部分與所述量化編碼部分，以生成編碼信號作為輸出。

例如，該編碼器140可以與開關器件120電連接以從開關器件120獲得所選擇的量程電壓。或者，該編碼器140也可以直接從量化器130獲得該信息。

例如，根據量程電壓的數目，該編碼器140可以分配一個或多個比特來將所選擇的量程電壓一併編碼。同樣地，這裡也可以採用任何的碼型來進行編碼。

例如，在三個量程電壓的情況下，該編碼器140可以分配2位的模式編碼部分來表示所選擇的量程電壓。簡單地，可以使用11來表示較高的第一量程電壓，使用10來表示中等的第二量程電壓，使用01來表示較低的第三量程電壓，並且保留00欄位。

該模式編碼部分可以包含在量化位數N之內(帶內實現)，即模式編碼部分的位數和所述量化編碼部分的位數加起來為量化位數N。替換地，該模式編碼部分可以不包含在量化位數N之內(帶外實現)，即模式編碼部分的位數和所述量化編碼部分的位數加起來大於量化位數N。

由此可見，採用根據本申請第二實施例的信號處理系統，可以進一步按照採樣周期來對模擬信號進行採樣，以生成用於進行量化的採樣信號，並且可以利用預設的量化位數來對量化電平進行數字編碼，以生成量化編碼部分，還可以根據所選擇的量程電壓來生成模式編碼部分，並且組合所述模式編碼部分與所述量化編碼部分，以生成編碼信號。因此，進一步完善了模數轉換器的其他功能，提供了完整的模數轉換處理。

具體示例

下面，將在一個具體示例中，對根據本申請實施例的用於模數轉換的信號處理電路進行詳細描述。在該具體示例中，以將本申請的實施例應用於對於語音信號處理為例進行說明。需要說明的是，本申請不限於此，而是可以用於對溫度、壓力、流量等各種模擬量進行處理。

在語音信號處理的應用(例如，行動電話)中，存在遠場語音和近場語音兩種待處理的語音信號。近場語音必須保證近距離聲音信號很大的情況下，ADC量化無失真，因此，ADC量化處理默認使用最大量化量程(或滿量化量程)，且不可配置，這樣的弊端是在量化位數有限的情況下，量化噪聲大，只能通過增加量化位數來實現更小的量化噪聲或者說量化精度。

比如ADC的量程為5V，默認配置即是5V。對於量化位數N＝16的ADC系統，可以通過16個0或1來近似表示模擬信號的信號幅度，其共有216＝65536種組合，量化精度為5V/65536，量化噪聲為(5V/65536)2/12，動態範圍為96dB，如下式所示：

2log10 65536＝96dB

在量程不變的情況下，我們只有提升量化位數來提升動態範圍，並降低量化噪聲和改善量化精度。比如，將量化位數從16位升級到24或32位，或者從24位提升到32位等。這樣做的原因是因為行動電話的用戶大部分時間處於近講模式，ADC量程如果不用最大量程的話容易出現信號的截幅失真。

圖5A圖示了根據現有技術的16位量化處理的動態範圍的示意圖；而圖5B圖示了根據現有技術的24位量化處理的動態範圍的示意圖。

在數字系統中，與模擬系統有一個對應關係，如圖5A所示的，比如0dBV與0dBFS這個對應關係，是指ADC將0dBV大小的模擬信號轉換為0dBFS的數位訊號。由於量化位數只有16個比特，表示範圍只有96dB。數字系統規定最大值為0dBFS，那麼該系統可表示的最小值即為-96dBFS。即，0dBV的模擬信號對應於0dBFS的數位訊號，-1dBV的模擬信號對應於-1dBFS的數位訊號，……，-96dBV的模擬信號對應於-96dBFS的數位訊號。這96dB被稱為ADC的動態範圍。在此範圍之外的模擬信號，由於量化位數的限制，將出現截幅現象。即，模擬信號即使大於0dBV的，對應的數位訊號也只能表示為0dBFS，而模擬信號即使小於-96dBV的，對應的數位訊號也只能表示為-96dBFS。

如上所述，根據現有技術的ADC系統是固定量化量程，想要實現更大的動態範圍，只能通過增加量化位數。例如，在量化位數增加為24個比特時，動態範圍可以變為144dB。如圖5B所示的，比如24dBV與0dBFS這個對應關係，即指ADC將24dBV大小的模擬信號轉換為0dBFS的數位訊號。由於量化位數變為24個比特，表示範圍也變為144dB。數字系統規定最大值為0dBFS，那麼該系統可表示的最小值即為-144dBFS。即，24dBV的模擬信號對應於0dBFS的數位訊號，23dBV的模擬信號對應於-1dBFS的數位訊號，……，-120dBV的模擬信號對應於-144dBFS的數位訊號。在此情況下，模擬信號只有大於24dBV或小於-120dBV才會出現截幅現象。即，24位ADC系統比16位ADC系統可以承受更大的信號，而不會截幅和失真。並且，24位ADC系統的系統底噪為-120dBV，而16位ADC系統的系統底噪為-96dBV，從而可以看出，前者對於幅度小的信號更好，可以保證更高的信噪比(SNR)。

然而，升級ADC的量化位數N會導致傳輸頻帶寬度增加，但只能把噪聲功率降低很小，所以這對於數字通訊來說是不利的。為此，想到可以實現基於輸入信號幅度自適應調整量化量程的方案。遠場語音相比於近場語音，在ADC的設計上面可以更加靈活來最大化性能，這是因為對於遠場語音來說，語音信號小，大部分場景是不需要滿量程配置。因此，可以根據輸入信號的幅度，在不改變原有ADC硬體的情況下，在不超過最大量化量程的情況下，自適應地配置ADC的量化量程，可以最大化的提升量化精度和降低量化噪聲，而無需改變ADC的量化位數。

圖6從一種視角圖示了根據本申請實施例的16位量化處理的動態範圍的示意圖；而圖7從另一視角圖示了根據本申請實施例的16位量化處理的動態範圍的示意圖。

如圖6和圖7所示，在根據本申請實施例的ADC系統中，可以首先接收麥克風採集的語音信號，按照一定採樣頻率對語音信號進行採樣。然後，可以檢測每個採樣周期的語音信號的信號幅度，判斷在該時點處，該信號幅度是大信號、中信號、還是小信號。

例如，當信號幅度大於第一閾值(如-10dBV)時，判斷它是大信號，這時可以將ADC調整為滿量程，如5V。隨後，ADC系統可以根據量化位數(例如，16)來進行量化處理，量化精度為5V/65536，在此範圍區間內進行量化。例如，可以將模擬5V對應於數字編碼[1,1,…,1](16位1)，並且將模擬0V對應於數字編碼[0,0,…,0](16位0)。還可以將滿量程5V通過兩位附加位[1,1]來添加到上述數字編碼的固定位置(例如，最前或最後等)。接下來，還可以將數字編碼傳遞給後級算法，以用於語音壓縮、識別等後續處理。

當信號幅度大於第二閾值(如-34dBV)時，判斷它是中信號，這時可以將ADC調整為中等量程，如0.32V。隨後，ADC系統可以根據量化位數(例如，16)來進行量化處理，量化精度為0.32V/65536，在此範圍區間內進行量化。例如，可以將模擬0.32V對應於數字編碼[1,1,…,1](16位1)，並且將模擬0V對應於數字編碼[0,0,…,0](16位0)。還可以將中等量程0.32V通過兩位附加位[1,0]來添加到上述數字編碼的固定位置(例如，最前或最後等)。接下來，還可以將數字編碼傳遞給後級算法，以用於語音壓縮、識別等後續處理。

當信號幅度小於該第二閾值時，判斷它是小信號，這時可以將ADC調整為小量程，如0.02V。隨後，ADC系統可以根據量化位數(例如，16)來進行量化處理，量化精度為0.02V/65536，在此範圍區間內進行量化。例如，可以將模擬0.02V對應於數字編碼[1,1,…,1](16位1)，並且將模擬0V對應於數字編碼[0,0,…,0](16位0)。還可以將中等量程0.02V通過兩位附加位[0,1]來添加到上述數字編碼的固定位置(例如，最前或最後等)。接下來，還可以將數字編碼傳遞給後級算法，以用於語音壓縮、識別等後續處理。

這樣，本申請的實施例基於輸入信號幅度自適應調整量程方案，利用16位量化編碼和帶外的2位量程編碼，可以實現最大模擬5V(14dBV)到最小模擬0.02V(-130dBV)總共144dB的動態範圍，遠大於固定16比特量化的96dB的動態範圍。

即使將2位量程編碼包括在16比特之中，即利用14位量化編碼和帶內的2位量程編碼，也可以實現最大模擬5V(14dBV)到最小模擬0.02V(-118dBV)總共132dB的動態範圍，遠大於固定16比特量化的96dB的動態範圍。

具體來說，本申請實施例具有以下好處：

1)對於不同幅度的信號，都可以充分改善ADC的量化精度，最優化量化噪聲；

2)對於大信號，保證不存在ADC量化截幅；

3)對於中信號，可以提升量化精度和降低採樣量化誤差；

4)對於小信號，可以進一步提升量化精度和降低量化量化誤差。

用於數模轉換的示例性信號處理電路

圖8圖示了根據本申請實施例的用於數模轉換的信號處理電路的結構示意圖。

在本申請的一個實施例中，該用於模數轉換的信號處理電路100可以是解碼元件。

如圖8所示，所述用於模數轉換的信號處理電路100可以包括：解碼器210。

該解碼器210可以接收作為輸入的編碼信號，將所述編碼信號分離為量化編碼部分和模式編碼部分，並且根據所述模式編碼部分來對所述量化編碼部分進行解碼，以生成階梯信號的信號幅度。

例如，所述解碼器210可以根據所述模式編碼部分來從多個量程電壓之中選擇一個量程電壓，採用所選擇的量程電壓作為參考電壓，根據預設的量化位數來獲得多個量化電平，並且使用所述量化編碼部分和所述多個量化電平來獲得所述信號幅度。

例如，該解碼器210可以根據模式編碼部分的二進位數來確定與當前的量化編碼部分對應採用的量程電壓，並且可以根據量化編碼部分的位數計算每一位的權重電壓。然後，該解碼器210可以將量化編碼部分的二進位數的每一位按照權重電壓的大小轉換為相應的模擬量，然後將代表各位的模擬量相加，就可以得到與該數字量成正比的模擬量。

例如，該解碼器210可以由數字寄存器、模擬開關、參考電壓源、電阻網絡和放大器等幾個部分組成。由於解碼過程實際上是反量化過程，其是已經在第一實施例和第二實施例中描述的量化過程的逆過程，在此省略其詳細描述。

在本申請的另一實施例中，該用於模數轉換的信號處理電路100也可以是數模轉換器(DAC)。

為此，所述用於模數轉換的信號處理電路100還可以包括：濾波器220。

該濾波器220可以與所述解碼器210電連接，用於從所述解碼器210接收所述階梯信號，並且對所述階梯信號進行平滑處理，以生成模擬信號作為輸出。

例如，該濾波器220可以對解碼器210所形成的階梯狀信號進行低通濾波，以使得階梯狀信號平滑化，從而生成時間連續、幅值也連續的模擬信號。

由此可見，採用根據本申請實施例的信號處理系統，可以在接收到編碼信號之後，將所述編碼信號分離為量化編碼部分和模式編碼部分，並且根據所述模式編碼部分來對所述量化編碼部分進行解碼，以生成階梯信號的信號幅度。此外，還可以進一步對階梯信號進行濾波，以更好地恢復原始的模擬信號。因此，可以將通過動態量化量程的方式所得到的數位訊號重新恢復為原始的模擬信號，從而實現了高效的反量化過程。

示例性信號處理方法

圖9圖示了根據本申請實施例的用於模數轉換的信號處理方法的流程示意圖。

如圖9所示，用於模數轉換的信號處理方法可以包括：

在步驟S110中，比較採樣信號在每個採樣周期的信號幅度與至少一個閾值幅度，並且輸出比較結果；

在步驟S120中，根據所述比較結果來從多個量程電壓之中選擇一個量程電壓作為輸出；以及

在步驟S130中，根據所選擇的量程電壓來對所述信號幅度進行量化，並且輸出量化電平。

在一個實施例中，該步驟S120可以包括：在所述比較結果指示出所述信號幅度大於或等於第一閾值幅度時，輸出第一量程電壓；以及在所述比較結果指示出所述信號幅度小於所述第一閾值幅度時，輸出第二量程電壓，所述第一量程電壓大於所述第二量程電壓。

在一個實施例中，該步驟S120可以包括：在所述比較結果指示出所述信號幅度大於或等於所述第一閾值幅度時，輸出所述第一量程電壓；在所述比較結果指示出所述信號幅度小於所述第一閾值幅度、但大於或等於第二閾值幅度時，輸出所述第二量程電壓；並且在所述比較結果指示出所述信號幅度小於所述第二閾值幅度時，輸出第三量程電壓，所述第二量程電壓大於所述第三量程電壓。

在一個實施例中，該步驟S130可以包括：採用所選擇的量程電壓作為參考電壓，根據預設的量化位數來獲得多個量化電平；以及使用所述多個量化電平之一來對所述信號幅度進行近似表示。

在一個實施例中，用於模數轉換的信號處理方法還可以包括：接收作為輸入的模擬信號；以及按照所述採樣周期來對所述模擬信號進行採樣，以生成所述採樣信號。

在一個實施例中，用於模數轉換的信號處理方法還可以包括：利用預設的量化位數來對所述量化電平進行數字編碼，以生成量化編碼部分。

在一個實施例中，用於模數轉換的信號處理方法還可以包括：根據所選擇的量程電壓來生成模式編碼部分；以及組合所述模式編碼部分與所述量化編碼部分，以生成編碼信號作為輸出。

圖10圖示了根據本申請實施例的用於數模轉換的信號處理方法的流程示意圖。

如圖10所示，用於數模轉換的信號處理方法可以包括：

在步驟S210中，接收作為輸入的編碼信號；

在步驟S220中，將所述編碼信號分離為量化編碼部分和模式編碼部分；以及

在步驟S230中，根據所述模式編碼部分來對所述量化編碼部分進行解碼，以生成階梯信號的信號幅度。

在一個實施例中，該步驟S230可以包括：根據所述模式編碼部分來從多個量程電壓之中選擇一個量程電壓；採用所選擇的量程電壓作為參考電壓，根據預設的量化位數來獲得多個量化電平；以及使用所述量化編碼部分和所述多個量化電平來獲得所述信號幅度。

在一個實施例中，用於數模轉換的信號處理方法還可以包括：對所述階梯信號進行平滑處理，以生成模擬信號作為輸出。

上述用於模數和數模轉換的信號處理方法中的各個步驟的具體功能和操作已經在上面參考圖1到圖8描述的用於模數和數模轉換的信號處理設備中詳細介紹，並因此，將省略其重複描述。

以上結合具體實施例描述了本申請的基本原理，但是，需要指出的是，在本申請中提及的優點、優勢、效果等僅是示例而非限制，不能認為這些優點、優勢、效果等是本申請的各個實施例必須具備的。另外，上述公開的具體細節僅是為了示例的作用和便於理解的作用，而非限制，上述細節並不限制本申請為必須採用上述具體的細節來實現。

本申請中涉及的器件、裝置、設備、系統的方框圖僅作為例示性的例子並且不意圖要求或暗示必須按照方框圖示出的方式進行連接、布置、配置。如本領域技術人員將認識到的，可以按任意方式連接、布置、配置這些器件、裝置、設備、系統。諸如「包括」、「包含」、「具有」等等的詞語是開放性詞彙，指「包括但不限於」，且可與其互換使用。這裡所使用的詞彙「或」和「和」指詞彙「和/或」，且可與其互換使用，除非上下文明確指示不是如此。這裡所使用的詞彙「諸如」指詞組「諸如但不限於」，且可與其互換使用。

還需要指出的是，在本申請的裝置、設備和方法中，各部件或各步驟是可以分解和/或重新組合的。這些分解和/或重新組合應視為本申請的等效方案。

提供所公開的方面的以上描述以使本領域的任何技術人員能夠做出或者使用本申請。對這些方面的各種修改對於本領域技術人員而言是非常顯而易見的，並且在此定義的一般原理可以應用於其他方面而不脫離本申請的範圍。因此，本申請不意圖被限制到在此示出的方面，而是按照與在此公開的原理和新穎的特徵一致的最寬範圍。

為了例示和描述的目的已經給出了以上描述。此外，此描述不意圖將本申請的實施例限制到在此公開的形式。儘管以上已經討論了多個示例方面和實施例，但是本領域技術人員將認識到其某些變型、修改、改變、添加和子組合。