擴頻通信系統中用於相干通信接收的方法和裝置的製作方法

2023-05-10 17:44:21

專利名稱：擴頻通信系統中用於相干通信接收的方法和裝置的製作方法
本申請是申請日為1994年10月4日，申請序號為08/317,501的美國專利申請的部分繼續申請。
本發明涉及使用擴頻信號的通信系統，特別涉及一種擴頻通信系統中用於相干通信接收的方法和裝置。
通信系統採用了多種形式。一種類型的通信系統是多址聯接擴頻系統。在擴頻系統中使用了一種這樣的調製技術，其中被發送信號在該通信信道內在一個寬頻帶上擴展。該頻帶比發送被發送的信息所需的最小帶寬寬得多。例如，話音信號可以通過幅度調製(AM)以僅兩倍於該信息自身的帶寬被進行發送。調製的其他形式，諸如低偏移頻率調製(FM)或單邊帶AM，也允許信息在與該信息自身的帶寬可比擬的帶寬內進行發送。然而，在擴頻系統中，要被發送的信號經常包括採用具有僅幾千赫帶寬的基帶信號(例如，一個話音信道)，且將該要發送的信號在可能是好多千赫寬的頻帶上分布。這是通過用被發送的信息和利用一個寬帶編碼信號調製該被發送的信號實現的。
現有三種一般類型的擴頻通信技術，亦即直接序列調製、跳頻和/或跳時調製以及線性調頻調製。在直接序列調製中，使用數字代碼序列調製載波信號，該數字代碼序列的比特率大大地高於該信息信號帶寬。
利用幾種方法可以將信息(即由話音和/或數據組成的消息信號)裝入在直接序列擴頻信號中。一種方法是在信息被用於擴展調製之前將其加入到擴展碼中。人們將會注意到，要發送的信息在將其加入到擴展碼之前必須是以數字的形式，因為擴展碼和信息(二進位碼)的組合典型地涉及模2加法運算。另外，在對信息或消息信號進行擴展之前，它們可被用來調製載波。
這些直接序列擴頻通信系統可容易地被設計作為多址通信系統。例如，擴頻系統可作為直接序列碼分多址(DS-CDMA)系統。在DS-CDMA系統中，兩個通信單元之間的通信是通過對具有獨特用戶擴展碼的通信信道的頻帶上的每個被發送信號進行擴展實現的。結果，被發送信號是處在該通信信道的同一頻帶中，並且僅通過獨特用戶擴展碼來分開。這些唯一用戶擴展碼最好是彼此正交的，以便該擴展碼之間的交叉相關近似為零。
通過對在通信信道中代表信號總和的信號解擴可以從該通信信道中對特定的被發送信號進行恢復，該通信信道具有與將被恢復的該特定被發送信號相關的用戶擴展碼。此外，當用戶擴展碼彼此正交時，該被恢復信號可以與一特定用戶擴展碼相關，以便只有與該特定擴展碼相關的所需用戶信號被增強，而所有其它用戶的其它信號不被增強。
本領域的技術人員明白，現有幾種不同的擴展碼可被用於DS-CDMA通信系統中使數據信號彼此分開。這些擴展碼包括但不限於偽噪聲(PN)碼和沃爾什碼。沃爾什碼與哈德馬(Hadamard)矩陣的一個單一行或列相對應。
本領域的技術人員還明白，擴展碼可被用於信道碼數據信號。該數據信號被信道編碼，通過使被發送信號能更好地經受住諸如噪聲、衰落和阻塞的各種信道損傷的影響來改進通信系統的性能。典型地，信道編碼減小了誤碼的概率和/或減小了通常表示為每噪聲密度的差錯比特(即，被定義為每信息比特能量與噪聲譜密度之比Eb/N0)的所需信噪比，以比其它發送數據信號必須的帶寬擴展更寬帶寬的代價對數據進行恢復。例如，沃爾什碼字可被用於在連續發送的數據信號的調製之前對該數據信號進行信道編碼。類似地，PN擴展碼可被用於對數據信號進行信道編碼。
然而，對於要求系統能夠處理一定數量的同步通信(都具有最小的信噪比)的某些通信系統設計僅進行信道編碼不可能提供所需的信噪比。在某些例子中，通過設計通信系統相干地檢測被發送的信號，而不是使用非相干接收技術可以滿足這種設計限制。本領域的技術人員明白，相干接收機需要的信噪比(Eb/N0)要比具有相同誤碼率(即，表示可接受的幹擾電平的特定設計限制)的非相干接收機所需的信噪比低。通常，對於瑞利衰落信道它們之間存在3dB的差。當使用分集接收時，相干接收機的優點是更顯著的，因為對於最佳相干接收機不存在合成損失，而對於非相干接收機則總是存在合成損失。
用於實施被發送信號的相干檢測的一種這樣的方法是使用引導信號。例如，在蜂窩通信系統中，如果基站發送一個引導信號，則前向信道或下行鏈路(即，從基站到移動臺)可被相干檢測。其後，所有移動臺都使用該引導信道信號對信道相位和幅度參數進行估計。然而，對於反向信道或上行鏈路(即，從移動臺到基站)來說，使用這樣一種公共導頻信號是不靈活的。結果，本領域的普通技術人員經常認為只有非相干檢測技術適於上行鏈路通信。
需要相干上行鏈路信道的方案可在申請人為Fuyun Ling的美國專利5,329,547中找到，該專利聯同本申請一同轉讓給了摩託羅拉公司。該專利公開了在擴展和傳輸之前基準比特引入到信息數據流中，和這些基準取樣的隨後提取，以及在形成該信道響應的估計中它們的應用。該被估計的信道響應依次被用於相干地檢測被估計的數據碼元。
雖然這個解決方案考慮了相干檢測，但其假設使用或多或少的標準同步和速率檢測技術。然而，上述技術並不使用公知的同步碼型，如果能夠利用該共知的同步碼型，則對可能被改進的接收機性能具有額外的損傷。在這種問題是頻偏、「粗」指(＂fat＂finger)衰落和π/4 QPSK(四相移相鍵控)同步。由於晶體振蕩器的不精確頻偏例如可由於發射機/接收機時鐘未被很好地鎖定造成，以及由於大的都卜勒頻偏引起(諸如由於飛行器在開放空間高速行駛所引起)。＂粗＂指是跨立在具有小於一片的差分時延的一個以上射線的解調電路的指；其中「粗」指發生時沒有某種補償形式，該指以較弱的射線為中心是可能的，在信號質量方面具有隨之而來的質量下降。此外，或者如果速率檢測僅對那些在所有語音速率之下總被佔據的幀(即，在1/8速率語音編碼期間被附予能量的幀)加以限制，或在具有差錯率確定的較大概率的所有幀上執行該速率檢測，則最終使信號捕獲和信道估計兩者都變壞。因此仍然需要一種改進的相干通信系統補償這些和其它的問題。


圖1是表示按照本發明通信系統的一個優選實施例的框圖。
圖2說明了供圖1所示通信系統所用的通信信道幀結構的一個優選實施例。
圖3是表示在圖1中所示接收機中使用的接收機前端和取樣器的一個優選實施例的方框圖。
圖4是表示在圖1中所示接收機中使用的解調電路的一個優選實施例的方框圖。
圖5是表示在圖1中所示接收機中使用的解調電路的另一個優選實施例的方框圖。
圖6是表示在圖1中所示接收機中使用的緩衝器和定時控制的一個優選實施例的方框圖。
圖7是表示在圖1中所示接收機中使用的功率估計器和定時控制電路的一個優選實施例的方框圖。
圖8說明了在圖1中所示接收機中使用的具有不同速率的通信信道幀結構。
圖9是表示在圖1中所示接收機中使用的速率估計和信道估計電路的一個優選實施例。
圖10是說明在圖1中所示接收機中的速率估計和信道估計的方法的一個優選實施例的流程圖。
圖11說明了當使用圖10的速率估計方法時的被接收信號和被濾波的小段。
圖12是說明圖1中所示接收機中各信道估計輸出之比較的一個曲線圖。
圖13是說明圖1中所示接收機中各定時估計輸出之比較的一個曲線圖。
在下面的討論過程中，示出了上行鏈路DS-CDMA通信的一種改進。該方法使用了具有基於信道估計的參考碼元的相干檢測，並且特別使用了改進的定時，頻率和速率估計技術，以便對接收的信號進行最佳地檢測。本領域的技術人員將會清楚，其他類型的通信系統(例如，個人通信系統、中繼系統、衛星通信系統、數據網絡和類似的系統)也可適合於和/或被設計使用這裡所述的原理。業已表明，相應於非相干檢測技術，通過將相干檢測方法應用到上行鏈路DS-CDMA通信中能夠獲得在信號質量(Eb/N0)的顯著增加；下面所討論的改進通過提高接收機的同步和信道估計提供了很大的性能增加。
為了執行有效的相干檢測，必須獲得精確的信道估計。現在基本上有兩種類型的信道估計方法基於數據的和基於基準的。基於數據的信道估計可以按直接判決或非直接判決來實施。對於DS-CDMA上行鏈路通信，信道估計器必須以低信噪比工作，並且衰落是相對的快。結果，由於其高的判決差錯率，直接判決方法是不適合的。另一方面，在信道估計中，非直接判決(諸如在1983年7月IEEETrans.on Info.Theory，Vol.IT-29，No.4，pp.543-551，中由A.J.Viterbi和A.M.Viterbi發表的，題目為「應用於脈衝串數字傳輸的PSK調製載波相位的非線性估計」的文章中所描述的)總是存在相位模糊性，例如二相移相鍵控(BPSK)信令的180°模糊性，或四相移相鍵控(BPSK)信令的90°模糊性。結果，必須使用差分編碼以消除其影響。然而，正如本領域技術人員已清楚的，在具有經瑞利衰落信道傳輸的差分編碼信號的通信系統中，即使使用相干檢測，仍需要比非差分編碼的移相鍵控(PSK)信令高3dB的Eb/N0。
解決判決差錯和相位模糊性問題的方法之一是使用用於信道估計的基準碼元。基於基準碼元的信道估計描述如下。將到接收機已知的基準碼元插入到一個承載數據比特的信息序列中，這些數據比特可以是編碼的碼元。在該接收機中，相應於該基準碼元的被接收信號取樣被用於產生信道估計。因為該基準碼元對於相干直接序列擴頻接收機是已知的，所以不會存在判決差錯，並且產生的信道估計不具有相位模糊性。結果，就提供了一種具有非差分編碼信令的健全的通信系統。
被插入的基準碼元能夠按分組組成或被統一地分配。對於一個平坦衰落信道，期望能周期和統一地在數據流中插入基準碼元。對於具有用於前端處理的RAKE(瑞克)接收機的DS-CDMA上行鏈路，我們可以將每個RAKE「指」的輸出作為平坦衰落信號對待。這樣，該通信系統的優選實施例將每M個編碼的數據碼元統一地插入一個基準碼元。
RAKE接收機的基本工作在由R.Price and P.E.Green，Jr.發表的題為「多徑信道的通信技術」一文(見Proceedings of theIRE，March 1958，pages 555-570)中做了描述。簡單地說，RAKE接收機執行一種被接收信號的多徑特徵的連續的，詳細的測量。然後該知識被用於通過使用相關方法從每一路徑單獨地對信號進行檢測，和用代數方法將那些回波信號組合成單一的被檢測信號，來克服這種有選擇的衰落。
現在參考圖1，圖中示出了在擴頻通信系統中的一個用於相干通信的系統。為了更好地理解如下公開的接收機的優選實施例，首先將就與這樣一種接收機能最好一起使用的一種優選發射機進行描述。首先從該通信系統的發射機101的編碼和交錯部分104開始，業務信道數據比特以一特定比特速率(例如，9.6千比特/秒)輸入到一個編碼器。該業務信道數據比特可以包括由聲碼器轉換成數據的話音、純數據(包括視頻)這兩種數據的組合，等等。該編碼器利用一種使取樣為數據比特的接收數據的後續最大似然解碼簡便的編碼算法(例如，卷積或分組編碼算法)。例如，該編碼器以1數據比特對3個編碼的數據比特(即，1/3)的固定編碼速率對輸入數據比特102(例如，以9.6K比特/s的速率接收的192輸入數據比特)進行編碼，以便該編碼器輸出數據比特，例如，以28.8千比特/秒的速率輸出576數據比特。然後這些數據比特被輸入到一個交錯器，它將該數據比特組成各個分組(即，幀)並分組交錯該輸入數據比特。在該交錯器中，數據比特被單獨地輸入到一個定義了一預定大小的數據比特分組的矩陣中。數據比特被輸入到該矩陣內的各位置，以便該矩陣以逐列的方式填滿。該數據比特從該矩陣內的位置單獨地輸出，以便該矩陣以逐行的方式變空。典型地，該矩陣是一個具有行數等於列數的方形矩陣；然而，也可以選擇其它類型的矩陣，以增加在連續輸入的非交錯的數據比特之間的輸出交錯距離。交錯的數據比特110由編碼器/交錯器104以與數據比特被輸入到該交錯器相同的數據比特速率(例如，28.8千比特/秒)輸出。由該矩陣限定的數據比特分組的預定大小從一預定長度的傳輸分組內能以一編碼比特速率發送的最大數據比特量得到。例如，如果數據比特以28.8千比特/秒的速率從編碼器輸出，且如果該傳輸分組的預定長度是20毫秒，則該數據比特分組的預定大小是28.8千比特/秒乘以20毫秒，等於576數據比特，它們限定了一個18×32矩陣。
交錯的數據比特110然後被輸入到一個基準比特插入器112，它為每M個交錯數據比特對110插入L個已知基準比特對(由同步比特發生器111產生，該同步比特發生器111在所示情況下經編碼器104從聲碼器接收速率信息)。為了簡化下面的討論，將假設L＝1和M＝3(如圖2中所示)，組成一個四碼元組。本領域的技術人員將會清楚，L和M可以是任意值，而不脫離本發明的範圍和精神。在一個優選實施例中，被插入的基準比特將具有形成預定順序的各個值，根據該順序接收機能夠確定合適的速率信息。這樣，例如當使用了16個每幀24碼元的功率控制組的一個IS-95狀的結構，連同本發明的基準比特結構時(例如，每個功率控制組具有6個小組，每個小組1個基準碼元(L＝1)和3個數據碼元(M＝3，這裡M是基準比特對之間的數據比特對的數量)，可以使用下面的順序1)對於全速率，插入基準碼元(r0至r95，即16個功率控制組的所有碼元(每組6個)值1+j(＝r0)；2)對於半速率，在第一和第九組中插入碼元＝r0，在第三、第五、第七、第十一、第十三和第十五組中偶數碼元＝r0，奇數碼元＝-r0，和所有剩下的碼元＝X(這裡，X意味著「不注意」，因為這些組不被發送)；和3)對於1/8速率，在第一和第九組中插入偶數碼元＝r0，奇數碼元＝-r0，和所有剩下的碼元＝0。如果功率組位置的隨機化被利用，則在各賦能組的序列中對由所述隨機化選擇的那些組的映像可以容易地實現。(IS-95隨機化要求所用的可能的1/8速率組是可能的1/4速率組的一個子集，可能的1/4速率組是可能的半速率組的一個子集，諸如圖8中所示的)。本領域的技術人員明白，可以使用不同的順序族，且如果額外的信息消息要發送，上述情況也可被擴展。這樣，例如，如果一個另外的信息比特B(例如，一個功率控制比特，即在發送單元101接收的幀差錯率)將被每幀發送時，則對於B＝0，可以使用第一基準順序族(諸如上面所描述的)。如果B＝1，可以使用附加的順序1)對於全速率，在奇數(1，3...15)組中所有碼元＝r0，在偶數(2，4...16)組中所有碼元＝-r0；2)對於半速率，除了組3，7，11和15外，使用與全速率相同的順序，其中組基準碼元碼型是rhalf＝{r0 r0 r0-r0-r0-r0}；3)對於1/4速率，組5和13被指定為碼型rhalf，而組1和9保持如前；和4)對於1/8速率，組1和9也被指定為碼型rhalf。雖然在全速率下當前發送B的可能性維持高(為此目的，Pr{差錯}＜10％是可以接受的)，但是由於上述順序在較低速率不保持在零交叉關係，所以對於較低速率，差錯的概率是很高的。
當L＝1和M＝3時，基準比特插入器112輸出每分組(即，幀)768個編碼的基準比特114，以便在每組6數據比特之間插入兩個基準比特。由48比特構成的準備擴展的編碼的基準比特114的一個分組(即，幀)示於圖2中(其中每個d代表一個數據比特，每個r代表一個基準比特)。
該編碼的基準比特114被輸入到通信系統的一個調製部分116。該數據比特114被接收到一個緩衝器118，從該緩衝器118比特流的實部和虛部被連續地讀出，並分別經乘法器120-121由一個沃爾什碼Wj和PN碼序列PNi擴展。或者，不同的碼序列PNi和PNq可被用於實的和虛的分支。當相同的PNi碼被用於實和虛的數據流兩者時，該沃爾什碼作為碼元或獨特用戶碼的用戶特定序列。該編碼的基準數據流以38。4千比特/秒的速率到達調製部分116。六個組的每個部分(即，3對(一對構成1 QPSK碼元)數據比特，1對基準比特×6組＝48比特)然後被擴展，以便以一更高的固定碼元速率(例如，1228.8千碼元/秒，也稱作1.2288兆片/秒)每輸入碼元輸出單一64碼元長度的碼。本領域的技術人員清楚，編碼的基準比特114的數據流內的基準比特和數據比特可按照許多其他算法擴展成一個更長碼的序列，而不脫離本發明的範圍和精神。
對於π/4 QPSK調製，然後該擴展碼元流經乘法器122被旋轉每片π/4；對於類似QPSK的交變調製該步驟可刪除。然後該碼元流被FIR(無限脈衝響應)濾波以濾除低於一設定值的頻帶能量，和轉換成一模擬信號流，並且經濾波器/DAC(數/模轉換器)124、125被進一步低通濾波。在被轉換成模擬信號之後，來自兩數據流的信號被正交調製和經乘法器126、127和求和器128求和；或者，經直接數字合成可將該信號合成。最後，被調製的信號經LPA(線性功率放大器)129放大提供給天線130，用於經該通信信道131發送。
該通信系統的優選實施接收機135通過天線137經通信信道131接收被發送的擴頻信號。該被接收的基準碼元編碼擴頻信號被濾波和經過模擬前端139下變換，和輸入到解調器電路140。天線136和解調器138被類似地提供用於信號的空間分集接收。
隨後，該擴頻信號由去擴展器和取樣器146取樣成去擴展取樣148。這些取樣148包括基準和數據取樣，於是一個取樣提取器150被用來將該基準取樣信息從該數據信號取樣中分離出來。該基準取樣152被輸出到一個信道估計器154，而從解擴取樣信號148中剩餘的數據取樣158被輸出到一個相干檢測器160，用於後面根據該數據取樣158進行的數據碼元的相干檢測。最後，該被檢測的數據碼元162-164在求和器180中與來自其它指或分集路徑的被檢測數據碼元求和，並輸出到該通信系統的解碼部分182。
解擴器和取樣器146最好以一預定速率(例如，1.2288×8＝9.8304兆取樣/秒)對接收的擴頻信號進行取樣。其後，該取樣的信號被十中取一至1.2288兆取樣/秒，和通過使該被接收的取樣信號與擴展碼相關進行解擴。生成的解擴取樣信號以一預定速率取樣，並輸出到基準取樣提取器150(例如，19.2千取樣/秒，以便該被接收擴頻信號的64取樣的序列解擴和/或由單獨的數據取樣所代表)。
基準取樣提取器150最好從解擴取樣信號148中提取基準取樣152，並輸出該基準取樣152到一個信道估計器154。來自解擴取樣信號148的數據取樣158被輸出到一個相干檢測器160，用於以後數據碼元的相干檢測。
然而，如果信道檢測器154輸出僅與標準的同步方法一同使用，則會產生問題。在這種情況中，被接收信號的相位旋轉速率可能是幾千赫，從而損壞信號捕獲。為了提供改進的同步和捕獲，該基準取樣152和數據取樣158還被輸入到一個同步裝置，最好是包括頻偏估計器172和定時控制器176。為了進一步改進同步和信道估計的質量，一個速率估計器171確定從多路分解的基準取樣151發送編碼數據的速率(例如，全、半和1/8速率)(在下面解釋)，並在每個接收幀的結束輸出速率估計173到頻偏估計器172和定時控制器176，以及信道估計器154。速率估計器的使用允許人們使用被賦能的幀的所有的時隙或功率控制組，而不僅僅是對所有速率賦能的時隙，以獲得其它估計。頻偏估計器172求出諸如由大的都卜勒頻移或振蕩器的不精確導致的頻偏的估計，該估計驅動一個頻率鎖定環發送一個控制信號177，以調整模擬前端139或取樣器/解擴器146的本地振蕩器，數字相位校正器(旋轉器)或類似電路的頻率。這使得殘留的頻偏被鎖定在小於50Hz，從而極大地改進了信號的捕獲和檢測。附加性能增加由定時控制器176提供，定時控制器176獲取和組合基準和數據信號152，158(它們可能是無偏差的)的功率估計，然後被差分和濾波並被輸入到一個延遲鎖相環控制定時，以便使指以平均射線到達時間為中心。通過比較多個定時分支的定時差輸出和選擇具有最大值的分支還實現了快速定時(即，典型地小於一片)校正，使得解調能夠跟蹤峰值功率。這種校正通過經快速定時補償信號178控制門179實現。定時控制器176，頻偏估計器172，門179和它們的操作在下面結合圖3至7進行了更詳細的描述。
最後，信道估計器154利用一個濾波器根據速率估計對所選定時分支的相位旋轉的，被提取的基準取樣152進行濾波，以獲得無偏的但是多噪聲的信道估計。為了獲得一個更好的信道估計156，這些噪聲估計可通過一個低通濾波器，該濾波器可是固定或是自適應的，以便除去高頻噪聲部分。獲得的信道估計156是相對無噪聲的，能被用於相干檢測。應該注意，該低通濾波僅給予我們每個(M+1)T的信道估計，其中M是由基準比特插入器112插入的每個基準比特對之間的數據比特對的數量(例如，M＝3)，T是每個數據比特對(即碼元，對於QPSK)的時間間隔。為了執行發送的數據取樣的相干檢測，我們需要每個T的信道估計。當(M+1)T相對於信道變化時間常數是短時，一個簡單但有效的獲得每個T的信道估計的方法是在由(M+1)T分隔的兩信道估計之間執行線性內插。然而，正如本領域的技術人員將會清楚的，如果必要，可以使用更複雜的內插技術。
在本優選實施例相干通信系統中，可以採用功率控制來提高整個系統性能。功率控制算法與非相干通信系統中使用的算法非常類似。優選實施例的功率控制算法最好包括每1.25ms(即，每個時隙或功率控制組)或每6個基準信息取樣，即每18個被編碼數據取樣或24個全部接收的信號取樣，對接收的功率進行估計。該功率估計可通過幾種不同的技術進行計算。一種技術是利用一個功率估計器146僅使用每24取樣長度組中的6個基準信號取樣(即，來自基準取樣提取器150的基準取樣152)計算信道估計。然後，該信道估計的值的平方作為功率估計168由功率估計器166輸出。
在產生信道估計156之後，該接收機的其它工作是常規的。相干檢測器160使從解擴取樣信號148中剩下的數據取樣158與信道估計156的共軛相乘，以產生相干檢測的碼元162。
正如本領域技術人員將會清楚的，可以分別使用多個接收機分支138、140和天線136、137實現改進的通過空間分集的接收。所有N個分集接收機分支可以基本相同的方式工作，以便從通信信道131中接收的擴頻信號中恢復數據取樣，如同上述的接收機分支140一樣。該N個接收機分支的輸出162至164最好輸入到一個加法器180，它將該輸入數據碼元組合成相干檢測數據碼元181的一個複合流。
形成軟判決數據的單獨數據碼元然後被輸入到一個包括「去交錯」器的解碼部分182，該「去交錯」器以各自的數據級對輸入的軟判決數據(即，被檢測的數據碼元)181去交錯。在「去交錯」器中，軟判決數據181被單獨地輸入到一個矩陣，該矩陣限定了一個預定大小的軟判決數據分組。該軟判決數據被輸入到所述矩陣中的各位置，以便該矩陣以逐行的方式被填滿。該去交錯的軟判決數據從該矩陣內的位置單獨地輸出，以便該矩陣以逐列的方式變「空」。「去交錯」的軟判決數據由去交錯器以與數據被輸入的相同速率(例如，28.8K比特/s)輸出。由該矩陣限定的軟判決數據分組的預定大小根據在該預定長度的傳輸分組內接收的擴頻信號從取樣數據取樣的最大速率中求得。
「去交錯」的軟判決數據然後被輸入到一個解碼器，它使用最大似然解碼技術產生估計的業務信道數據碼元185。通過使用基本與維特比解碼算法類似的算法該最大似然解碼技術可被增大。該解碼器使用了一組單獨的軟判決數據形成一組在該最大似然序列估計解碼器的每個特定時間狀態使用的軟判決轉換度量。在該組中使用以形成每組軟判決轉換度量的軟判決數據的數量與根據每個輸入數據比特102產生的卷積編碼器104的輸出的數據比特對的數量相對應。在每組中軟判決轉換度量的數量等於每組中軟判決數據的數量的二次冪。例如，當在發射機101中使用了一個1/3卷積編碼器時，從每個輸入數據比特102產生3個數據比特。這樣，解碼器182使用了數組3個單獨的軟判決數據來形成8組在該最大似然序列估計解碼器的每個特定時間狀態使用的軟判決轉換度量。以與該軟判決數據被輸入到該解碼器的速率以及用於對輸入數據比特102原始編碼的固定速率產生被估計的數據碼元185(例如，如果以28.8千度量/秒輸入該軟判決數據和該原始編碼速率是1/3，則該被估計的數據碼元185以9600比特/秒的速率輸出)。雖然在確定每幀內各時隙的佔用中能夠使用該信息，但是在本優選實施例中，該信息總是由在下面圖9中所述的速率估計器171提供。
現在參考圖3至7，圖中示出了接收機135的一個優選實施例的更詳細的描述。為了清楚起見，在一個以上圖中出現的相同的每個元件僅使用唯一的一個數字。本領域的技術人員將會認識到，所示的該實施例特別為π/4 QPSK(或QPSK，如果零旋轉)調製信號所設計。然而，本發明並不限制在對QPSK信號接收的應用中，而是可以應用於任何能被相干接收的調製信號，包括但不限於OQPSK和BPSK(二相移相鍵控)信號。
圖3示出了接收機135的模擬部分。通過濾波器301就大約一個感興趣的頻帶對該擴頻信號的IF(中頻，下變換的)版本進行帶通濾波。被濾波的輸出由AGC(自動增益控制)302進行增益控制，然後由LO(本地振蕩器)305分成虛部(Im)和實部(Re)信號流。為了控制LO 305的頻偏，被估計頻偏的輸入經輸入端「I」從頻率鎖定環濾波器456提供到LO 305。隨後，該Im和Re信號被低通濾波，然後通過取樣器310的A/D轉換器311和312數位化。該Im和Re數位化取樣流313和314被輸入到解調器140的每個指，以及輸入到AGC控制電路。該AGC控制電路是典型的設置在擴頻接收機中的電路，被用於使該A/D 311和312的性能，以及整個接收機的性能最優化。該控制電路工作，對數位化的IF取樣流求平方和求和，輸入合成信號給差動放大器315，和對輸出求平均以產生AGC控制信號。
參考圖4至圖7，圖中進一步示出了接收機135′的指之一的解調器部分。如果使用π/4 QPSK調製，則該Im和Re數位化取樣313和314經乘法器/相位旋轉器420被反相旋轉π/4；這有利地允許該π/4信號能夠在基帶移動而不是在RF(射頻)。上述取樣在緩衝器/定時控制裝置421中被接收，裝置421在圖6中被更詳細地示出。最好以8倍的1.288M片/秒的片速率對每個碼元進行過取樣。於是，寄存器510和512將具有同一片取樣周期的8個連續取樣(即，擴展碼元)，並能夠例如經抽頭513至519被抽頭或編址。被編址的實際寄存器位置由一個定時分支輸入控制器520控制。在本優選實施例中，經控制器520連接三個不同的定時分支輸入引線422至424。控制器520響應一定時控制信號177(「G」)對緩衝器510和512的編址進行控制，以便使處於中間的「準時」線422上的信號保持最佳。另兩條線423，424對應該最是佳大約具有相同功率的碼元的或者是遲(即滯後的複製品)或者是早的取樣(即超前的複製品)進行取樣。當該取樣能量不是最大時，即當在遲的和早的定時分支的功率之間存在差時，該控制器用來在讀取下一片(即，每1/1.2288μs)之前調整抽頭或引線地址一個取樣(即，一個緩衝寄存器)，直到中心抽頭514再次具有最大能量為止。在本優選實施例中，如在圖7中所示和將在下面要討論的，所有這些是通過在遲的和早的定時分支功率估計之間的差分運算實現的。
在緩衝器和控制器421之後，Im和Re取樣由解擴器425解擴。解擴器425包括乘法器426和427，用於使該Im和Re取樣與PN和沃爾什碼序列(解擴的信號)相乘，於是使該接收的信號與該指定的擴展碼相關。本領域的技術人員將會明白，如果在發射機101中使用復擴展序列擴展基準編碼的數據比特(在某些應用中這將是基本的和可能是BPSK所需要的)，則在對該複數的接收的擴展碼元的解擴過程中應該使用雙套乘法器。在每個定時分支中重複解擴器425，以便形成早，遲和準時解擴信號(取樣)。在準時分支中的結果信號在每個取樣周期期間由合成和速放電路428和429合成，以便輸出I(同相)和Q(正交)取樣431和432，它們與實和虛正交相位取樣Re和Im相對應。
基準取樣提取電路150的優選實施例通過使I和Q取樣431和432與同步(I)(經乘法器/相關器433和437)和同步(Q)(乘法器434和436)相乘，和經加法器435和438對各自的I和Q分支求和進行工作。該同步(I)和同步(Q)是已知基準(同步)碼元的復共軛，例如，所有的-1s或1s，確切序列在速率估計之後知道，在該幀的末尾R是可用的。這種結構的目的是從I和Q分量中獲得信道響應的噪聲估計。由於DS-CDMA上行鏈路可以被看作是多平面衰落信道，對於每個平面衰落信道該接收的信號在解擴之後可被表示如下r(n)＝h(n)a(n)+z(n) (1)其中r(n)是在n(或nT，這裡T是所感興趣的信號，例如基準取樣在解擴之後出現的時間間隔)的接收取樣，a(n)是相應的被發送碼元，h(n)是表徵衰落信道的低通隨機復變量，而z(n)是添加的噪聲或幹擾，其近似為白噪聲和高斯噪聲。因為僅有被發送的基準碼元aref(n)為已知，所以利用與被發送的基準碼元相對應的接收的I和Q取樣431和432做出信道估計。在這種情況下，該信道的噪聲估計係數可被表示為h^(n)=r(n)aref*(n)------(2)]]>在正交複數表示法中，它變為h^I(n)+jh^Q(n)=(rI(n)+jrQ(n))(arefI(n)-jarefQ(n))----(3)]]>＝(rI(n)arefI(n)+rQ(n)arefQ(n))+j(rQ(n)arefI(n)-rI(n)arefQ(n)) (4)當r(n)為接收的基準取樣時，等式4的第一個成分等效於基準取樣I分量輸出439，而等式4的第二個分量等效於基準取樣Q分量輸出440，(它們一起等效於圖1的輸入152)。基準取樣I和Q輸出439和440二者被饋送到信道估計器154，而I和Q數據取樣被饋送到相干檢測器160。
雖然，為了相干檢測的目的信道估計器154能夠利用基準取樣I和Q輸出439和440確定信道的瞬時相位和幅度，但是具有易於產生頻移的問題。相對穩定的，大的頻移可能由諸如不精確的振蕩器產生，它會在發射機/接收機上產生非理想的時鐘，以及大的和穩定的都卜勒頻移。在普通通信系統中的這種偏移典型地是通過鎖相環(PLL)來進行校正。然而，在本優選實施例中由於信道估計器154能夠對瞬時相位進行相當精確地估計，所以可以使用頻率鎖定環(FLL)而不是PLL。
在本優選實施例中，頻率偏移估計器172包括兩個部分，每一部分都把其估計建立在各自的數據(431和432)和基準(439和440)輸出信號上。在後者的情況下，一個頻偏檢測器445包括兩個延遲器446和447，兩個乘法器448和449，和一個加法器450。檢測器工作使延遲的I成分信號439與Q成分信號440在乘法器448中相乘，和使延遲的Q成分信號440與I成分信號439在乘法器449中相乘。該檢測器的求和輸出可被表示為fesr=h^I(n-1)h^Q(n)-h^Q(n-1)h^I(n)----(5)]]>其中Fest是該頻偏的定標估計。
也可以使用確定(數據)被接收信號取樣431和432的信息對該頻偏進行估計。因為並不知道實際被發送的數據比特，所以在相位估計中將具有90°(對於BPSK為180°)的相位模糊性。為了消除這種相位模糊性，在電路442中對每個接收的信號取樣執行複數4次方運算(對於BPSK則求平方)。被求4次方的取樣的實部(I)和虛部(Q)成分被送到一個與頻偏檢測器445相同的頻偏檢測器443，作為基準樣值。在這種方式中，頻偏檢測器443也能產生該頻偏的定標估計。
來自這兩個檢測器443和445的頻偏的定標估計中的任何一個估計可用來驅動頻率鎖定環。另一方面，它們可被組合形成一個更好的頻偏估計，它又可用於驅動該頻率鎖定環。如果根據基準取樣439及440和數據取樣431及432的頻率估計分別用fd和fr表示，則合成估計可按下式獲得fc＝wrfr+wdfd(6)其中wr和wd是兩個加權因子，選擇它們的值使被檢測的頻偏的平方值與其方差的比率最大。這些加權係數的最佳值是取樣信號與噪聲比的函數。熟練的技術人員將知道如何求得該信號與噪聲比。當解擴的取樣的信號與噪聲比為相對的高時，我們可簡單地使wr＝wd。這些加權因子可被提供到檢測器443和445，經乘法器451，452輸出，而該被加權的輸出經加法器453求和。當在接收機135中使用幾個RAKE指時，如本實施例所示的，所有指的頻偏檢測器的輸出可經合併器454合併，產生一個定標的總頻偏估計。這些輸出也可被加權，例如用一個低於一閾值的值抵制輸出，和/或使定標的加權隨幅度增加。
該定標的總頻偏估計經門455(其功能在下面描述)被送到環路濾波器456。對於最簡單的一階FLL，該環路濾波器可以由一個定標常數和一個積分器組成。該一階FLL適於多種應用；在環路濾波器中具有極點的高階FLL在某些特定情況下可能是有用的。FLL的設計和參數的選擇對於本領域的技術人員來說是公知的。(例如參見，F.M.Gardner，＂Characteristics of Frequency-TrackingLoops，＂in Phase-Locked Loops(Editors W.C.Lindsey and C.M.Chie)，IEEE Press，New York，1986.)環路濾波器的輸出「I」457的電壓被用於通過將其饋送到LO 305對頻偏進行校正。
還接收基準取樣439、440和數據取樣431，432輸出的是功率估計器467，其優選實施例在圖7中示出。基準取樣輸出439、440由FIR 611濾波以進一步除去噪聲。被濾波的輸出在電路612中取平方，平方的幅度產生一個基準樣值(相干)信號功率估計。
雖然對於定時控制該相干信號功率估計可能是足夠的，但是也可通過根據數據取樣輸出431、432形成信號功率估計獲得改進的控制。在本優選實施例中，這些輸出431，432在電路615(它可以是一個複數功率估計器)中被複數倍增到4次方，然後對於每個基準取樣間隔(即，在上述實施例中，每個基準取樣3個數據樣值，即1.25ms/時隙÷(42樣值/時隙÷3對基準樣值)≈89.3μs)由累加器616對其累加或求平均。該累加器輸出的幅度的平方根由電路617求出，該電路617提供非相干分支的信號功率估計。最後，兩信號功率估計被加權，例如通過使該功率估計對其方差之比最大化，和在合併器/加法器618中求和，以產生定時分支的功率估計。
定時分支602的估計，連同類似的定時分支604和606的估計(對應於上述結合圖6所描述的遲和早的定時分支)經門468，624和626一起被送到定時控制單元176。(門468，624和626在下面連同速率估計器171一起進行描述)。定時控制器176用於對定時偏移進行補償，典型地是大約到每秒一片。
通過求兩個或多個定時分支的功率估計之差對定時偏移進行補償。在該優選的方法中，當使用三個定時分支時，(「準時」，「遲」和「早」分支602-602)，人們可方便地使用遲和早分支獲得具有取樣定時tn+τ和tn-τ的取樣的功率估計，其中tn是「準時」取樣定時。由差分器確定的遲和早定時分支的估計之間的差指示校正定時的移動方向。該差可被時間求平均，和如果該差平均為0，則該取樣定時是正確的，並且無需做出調整。如果被濾波的差為正或負，則延遲鎖定環濾波器634產生一個控制信號177(「G」)，其使得控制器520(見圖6)根據在前的取樣定時，即，當被設置了正確的取樣時間時，朝著+τ或-τ的方向對取樣定時進行調整。本領域的技術人員將清楚如何設定具有合適參數的延遲鎖定環濾波器634，它取決於諸如系統設計的其他因素。(例如參見，Simon et.al.，Spread SpectrumCommunication Vol.3，Computer Science Press，1985.)例如，相對於基站以150km/hr移動的汽車補償的濾波器常數可能是大約6秒鐘(即，((299706km/秒(光速)÷(1228800片/秒))÷((150km/小時)÷(3600秒/小時))＝5.8s/片)，它表示由於汽車的運動，每5.8秒的一個全片時鐘的滑動。所需的最大迴轉速率可能是大約2至5倍的快，以便考慮很快的訓練和初始誤確定。這種長期定時補償的結果是使指以該長期平均射線到達時間為中心。
短間隔定時也是需要的，以對諸如在彼此一片內捕獲兩條獨立衰落的射線的＂粗指＂的情況進行補償。一種用於快速定時調整的優選方法是利用一個比較器636確定來自定時分支602、604或606的哪個選通功率估計具有最大值。可以選用一個短時間常數(例如小於1秒)低通濾波器(未示出)以減小在比較之前該選通功率估計的噪聲成分。比較器636輸出一個控制信號178(「F」)到選擇器即門179，取決於哪個具有最大估計功率，該門179在各定時分支數據和基準取樣輸出之間轉換。在圖4所示的情況中，選擇器179的門462和463被閉合到早定時分支的提取器輸出Kr和Kd，表明最大信號功率已被確定從緩衝器421的抽頭513接收。通過這種方式，確定在該瞬時具有指的最大功率的僅有一個定時分支輸出將被用於在該瞬時的指的信道估計和相干檢測。所期望的是一個窗口限制周期典型地被集中於由該長期定時補償分支確定的值，並且這一限制典型地不大於約±0.5片。不再移動是必須的，因為典型地另一指將已被指定了時間相鄰的能量。
在通信信號是TDM(時分復用)信號的情況下，能夠實現進一步的增強。圖8示出了一個這樣的信號，它為一個20ms幀，每幀具有16個1.25ms時隙(例如，功率控制組)。當小於全速率的信號正在被發送時，未用的時隙可被有利地選通或被屏蔽，以便減少噪聲和提供改進的信道估計。由所需的速率決定是使用2，4，8或所有16個時隙；但是，除了全速率以外，取決於速率，所用的時隙可以幀與幀不同。此外，1/8速率的時隙組是1/4速率的時隙組的子組，而1/4速率的時隙組是1/2速率的時隙組的子組。這種按排在圖8中示出，其中陰影部分代表發送的能量。
圖4的合成和轉儲電路428和429被設定跨越1.25ms時隙間隔。速率估計器171接收基準輸出(即，輸出439和440)。在沒有正被發送的實際速率信息時(經上述的序列族)，人們仍可確定速率信息，即使效率不高。在這樣一種情況下，速率估計器171可以按如下設計，並如圖5中的可替換實施例所示。首先，速率估計器171還可以接收輸出431和432，以及來自其他指的類似輸出，甚至可以從幀解碼器接收信息，和使用這些輸出確定哪些間隔可以合併，哪些必須被屏蔽。對於長期定時補償，速率估計器171的佔用(功率)估計可被延遲，直到做出幀解碼判決和其時隙佔用決定。對於短間隔定時補償分支，可以更便利地通過測量一個時隙與另一時隙的功率差對時隙佔用進行估計。在進行這種估計時，對具有最強的被接收信號的那些指的輸入進行更大的加權是有幫助的。因為每幀都有至少兩個被佔用的時隙，所以通過將這兩個時隙中的功率與最初兩個的功率進行比較能夠對後兩個的佔用進行估計。對於較強功率的指，該估計將被更大地加權。一個可能的方法是僅利用來自最強的指的輸入(或者是兩個最強的平均，如果它們近似相等)做出速率判決。一種可選擇的方法是對全部的估計進行功率求和。在此時刻，所期望的噪聲功率典型地是大於取樣功率；因此，通過對另兩個候選時隙的全部24個取樣取平均，在估計中實現了6。9dB的改進，如果最強的指被用於定速估計，這應該足以正確地估計多數時間的時隙佔用。如果最初的判決是1/8速率幀正在被接收，則該方法最好繼續，以確保這是一個正確的判決。在這一方法中，另4個時隙將被取平均，並且如果足夠大，該1/8速率判決被改變。這可被繼續直到全速率間隔功率的檢查。
類似的選通按排被用於頻率偏移估計器172。在這種情況下，頻率偏移檢測器443，445的輸出必須被加權和經門455選通。當頻率快速地改變時，更新必須是大約20ms數據幀數量級。因為信道估計器154能夠處理由於都卜勒頻移引起的快速相位變化，所以頻率鎖定環的目的是對大的但相對穩定的頻移的慢變化進行補償，而不引入不可接受的附加噪聲。因而，頻率鎖定環執行一種長期平均控制，以調整頻偏和穩定狀態的都卜勒頻移(諸如在瑞利衰落信道中向著基站移動)。通過選通輸入到FLL濾波器456的信號，長期控制能夠利用解碼器182的速率判決。
然而，目前用於速率估計的最佳方法利用了發送一族基準碼元序列的能力，每個序列定義了一個不同的速率，因此也定義了時隙佔用。這保證了更精確的速率估計，降低了複雜性以及避免了來自解碼器182的更舊或延遲信息的使用。
速率估計器171的當前優選實施例的操作進一步在圖9至11中示出。圖9示出了一個邏輯框圖，圖10是圖4接收機中用於速率和信道估計的最佳方法的流程圖。當噪聲，衰落的基準取樣151被提取時，速率估計器171從去復用器430(它知道具有足夠精確性的解擴取樣位置，用於從數據取樣中分離基準取樣)接收它們(步驟802-804)。這些基準取樣51在速率估計器171的緩衝器705中被緩衝直到該幀的所有碼元已被接收到為止(例如，以全速率的96個碼元)；到達定時控制器176，頻偏估計器172和信道估計器154的基準碼元流被事先緩衝(例如，參見跟在去復用器430後面的緩衝器707，由此對未旋轉去復用的基準取樣進行緩衝，直到適當的序列族能被送到旋轉器433，434，436和437為止)，以便延遲它們的處理直到一個速率估計被接收到為止。因為不是所有被接收的＂碼元＂都將與被發送碼元相對應(例如，在小於全速率的情況下，僅承載功率控制組的信息的包絡被接通，因此剩下的信息是噪聲)，所以速率估計器171在判決器706(在本實施例中，它由一個適當編程的ASIC(應用特定集成電路)或DSP(數位訊號處理器)實現)中執行被接收基準碼元流的準相干相關。準相干相關的使用是因為在一個功率控制組的持續期間(即，在以100km/hr和900MHz的瑞利衰落信道中，信道相干不足4ms)信道是相干的。相對於每個可能的發送序列執行所述的相關(步驟812)，例如，上述的全，半，1/4和1/8速率序列。最好使用部分內積的平方和(用Mi表示)，並由一個因子Kj定標，Mi可按照下式確定Mi=g=116|j=16rnsn,i*|2----(7)]]>其中rn是被接收的基準碼元，而sn，i是分別由{s0}，{s1}，{s2}，{s3}表示的對應於全速率至1/8速率的可能的序列之一。在16個功率控制組的每一組中都具有6個基準碼元，因此相干相關在每個功率控制組的整個時間跨越期間實現。每組的部分相關結果被平方，並且整個16組的平方的和被確定。這由因子Ki＝1，2，4或8定標，對於i＝1，2或3。該最大的定標結果的索引被作為速率估計173，或R輸出。在另一種方法中，該基準序列可被擴展包括來自發送用戶其他的例如功率控制的信息。例如，對於全，半和1/8速率的發送，增加1比特的功率控制信息，使用6個序列{si}，i＝0，...，5。
這種速率估計的方法不很複雜，並且在全速率比建議的用於IS-95上行鏈路通信的技術要精確，其可能已經應用於這裡描述的IS-95型無線電設備中。在所建議的IS-95技術中，速率判決是通過使一個256狀態維特比解碼器運行4次來進行的，每個可能的速率都運行一次。然後檢查該4個解碼流的每一個的奇偶校驗字(CRC，或，循環冗餘校驗，或其它幀質量指示符)，察看哪個指示了最可能的(即，無差錯的)速率。正如熟練的技術人員所清楚的，這樣一種建議的方法比本發明的方案在計算上來得複雜且精確性不高。模擬表明，對應於小於0.1％的基於速率檢測器的基準碼元的差錯率，基於速率檢測器或窮舉解碼器方法的能力誤將全速率幀識別為次速率的概率約為0.3至0.5％。
一個速率估計171的確定後，它被輸入到信道估計器154，頻移估計器172和定時控制器176的每一個(步驟814-818)。速率估計171被用於選擇在提取器150中使用的基準解調序列(圖4的同步(I)和同步(Q)，等效於圖9的框171的{sR}，也等效於等式2的aref(n))，以便旋轉來自DEMUX 430的去復用基準碼元。在速率估計成為可用和對旋轉器輸入及信道估計器濾波器進行選擇之後，該旋轉器和濾波器操作可同時進行。就是說，當每個旋轉器取樣成為可用時，則對一個信道估計濾波器輸出進行計算。該速率估計171被用於控制濾波器的選擇，以根據在信道估計器154中的旋轉器輸出進行工作。在該速率估計為R＝0(即，全速率)時，幀的所有碼元被輸入到一個全速率濾波器711。這些進一步在圖11中由信號905示出，圖中僅示出了來自信號流902的那些基準碼元905，它們是處在由濾波器711工作的幀周期906中。全速率濾波器輸出172然後從信道估計器154輸出作為信道估計156。當該信道估計不為R＝0(例如，1，2或3)時，該基準碼元152被饋送到濾波器714，然後輸出715作為信道估計156。濾波器714的輸入(圖11中所示)被限制為處於賦能功率控制組周期904之內的那些基準碼元903。雖然僅示出了兩個濾波器，但熟練的技術人員將會清楚，可使用不同的濾波器(或算法)用於每個速率估計173。例如，以半速率，一些2和3個連續賦能功率控制組的分組將在隨機化中出現。在這種情況中，一個良好的信道估計濾波器在產生該幀中一個給定組的信道估計中將給予相鄰賦能組一些非零加權。還應該清楚，整個濾波功能是非線性的，因為基準碼元本身就決定著該濾波器傳輸函數。
信道估計器濾波器711、714用於從接收的噪聲，衰落基準碼元流的至少一部分中構成一個信道估計156。在幀的持續期間信道變化很大，因此信道估計被分別計算；一個信道估計序列在156出現。例如，可以對信道進行估計，以便被接收幀的每功率控制組段具有一個輸出，即每幀16個估計。這些信道估計由檢測器160使用，以便在整個幀的跨度期間將所有接收數據碼元158相位調整到0相位基準(步驟820)。以這種方式，在維特比解碼器182中在接近任選解碼之前，它們可被有效地與來自其它天線或信道延遲的相同序列的畸變拷貝相組合。正像如果其輸入在幀長度期間是相干的，則解碼器182性能會更好一樣，該信道估計濾波器711或714會產生更好的信道估計，如果其輸入在整個所考慮的跨度期間是相干的話。例如，考慮一個被接收的為全速率的幀，平均的信息能量出現在所有16個功率控制組中。如果信道估計濾波器711或714工作在粗略等於該信道相干時間Tc的噪聲，衰落取樣的時間間隔Tf上，則它將減少在其大部分輸出中的噪聲(產生高的信噪比估計)。在某種意義上說，信道估計器154是「平滑」思想的一種應用，而不是＂濾波＂。估計器154是在時刻t0對信道進行估計，並有效地利用了從t＝-∞到t＝+∞的測量數據。對於100km/hr和900MHz的情況，Tc是大約4ms，即3個功率控制組(按每功率控制組1.25ms)。Tc與汽車速度成反比地變化。如果Tf約等於Tc，則該估計的信噪比將是最高的(如果衰落和噪聲過程統計已知，該濾波器的確切形狀可容易地由Weiner濾波器理論導出)；該濾波器應該在3個功率控制組期間工作。
關於後一點是很重要的。如果濾波器711或714總是工作在3個功率控制期間，它將根據次速率提供一個次最佳的信道估計，因為通過未賦能功率控制組純噪聲將被引入到該濾波器中。可供選擇的，運行為次速率設計的濾波器的現有方法是次最佳的，當其證明該接收幀是全速率時(次最佳的，因為Tf＞＞Tc)。本發明通過在進行信道估計之前以高精度對語音速率進行估計解決了這一問題。這允許對當前幀實施合適的濾波器711或714，以在全速率情況下產生最佳的信道估計，和在次速率情況下產生良好的估計，在一個可替換實施例中，其中濾波器的數量被擴大，各種次速率情況中的每一種情況(例如、半、1/2和1/8速率的情況)都得到最佳的濾波。
與信道估計器154類似，速率估計173由定時控制176使用，以便由頻移估計器172對賦能的功率控制組進行濾波，屏蔽非賦能組(步驟814-816)。由於進行了適當的濾波，定時控制器176計算定時測量值(即，差)和如上所述根據賦能組對抽頭進行調整(步驟808)。步驟806說明了一種方法，按照該方法，使用噪聲基準比特計算的準時分支的能量估計可每功率控制組被計算一次，以設定或清除下行鏈路功率控制比特(即，通知汽車是否其功率太高或太低)。此外，可以使用速率信息是多噪聲取樣，指示哪些時隙未被佔用，例如，到達維特比解碼器182的信息以便由一信噪比估計器在對在次速率幀期間到達解碼器182的輸入定標過程中使用。
圖12和13示出了通過速率估計信息所獲得的一些好處。圖12示出了來自信道估計器154的實際輸出，其中輸入到濾波器的輸入信號910的信噪比(SNR)是-0.5dB。其中Tf＞＞Tc的次速率濾波器714利用計算的輸出SNR＝8.0dB產生一個信道估計916。另一方面，其中Tf＝Tc的全速率濾波器利用計算的10.9dB的SNR產生同改進的信道估計914。
在定時估計的情況下，圖13示出了如果速率信息可用，如何在全速率幀期間能夠很好地對定時差錯進行跟蹤。由於使用本發明，在必要時(即，對於1/8速率)，當所有16組被賦能且僅使用其中2個時，我們會使用所有16組。在圖13中，真信道定時920被模擬按正弦方式擺動，到達平均值為0的1/2片周期結束的峰值。定時電路跟蹤由曲線924示出。淨誤差由第三條線926示出。在逝去時間的10和10.2秒之間，所顯示的誤差增加到0.2片周期的時間。在這一時間期間，幾乎所有的接收幀都是次速率的，且定時更新出現的慢。在大約10.38秒處，全速率的一個脈衝串開始被接收。速率估計器171檢測幀目前是全速率和允許該定時電路對所有接收的碼元起作用。這導致快速和正確的定時校正，使定時誤差返回到近似為0。
雖然對本發明進行了描述並進行了某種程度的說明，但應該明白，僅通過舉例的方式對本發明實施例進行了描述，本領域的技術人員可以對在設置和部件組合以及步驟方面進行選擇，而不脫離所限定的發明。例如，如上所述的優選實施例通信系統的調製器，天線和解調器部分針對經無線通信信道發送的CDMA擴頻信號。然而，正如本領域的技術人員所清楚的，這裡所描述和限定的編碼和解碼技術也可適用於諸如基於時分多址(TDMA)和頻分多址(FDMA)等其他類型的傳輸系統。此外，通信信道也可變為電子數據總線、無線、光纖鏈路、衛星鏈路或任何其他類型的通信信道。這樣，雖然結合特定實施例對本發明進行了描述，但顯然，根據上面的描述做出各種改變、改進和變異是可能的，這對於本領域的技術人員來說是顯而易見的。因此，本發明是要在所附權利要求的精神和範圍內包括所有上述的改進和改變。
權利要求
1.一種利用接收機進行相干擴頻接收的方法，所述接收機包括用於使接收的擴頻信號數位化的取樣器，和跟在該取樣器之後的解擴器，用於將接收的擴頻信號解擴成數據信號，其特徵在於，所述方法包括下列步驟(A)從該數據信號中提取基準取樣信息；和(B)利用一個速率估計器估計第一幀的哪個時隙由所述基準取樣信息佔用，和輸出一個速率估計。
2.根據權利要求1的方法，其特徵在於，進一步包括(C)通過使該基準取樣信息與由所述速率估計確定的一個已知序列相關確定一個信道估計，和輸出一個信道估計。
3.根據權利要求1的方法，其特徵在於，進一步包括(C)利用多個濾波器中的一個預定濾波器根據所述速率估計對該基準取樣信息進行濾波確定一個信道估計，和輸出一個信道估計。
4.根據權利要求1的方法，其特徵在於，進一步包括(C)根據所述速率估計對組成被接收擴頻信號的相位和頻率的組之一進行頻偏調整。
5.根據權利要求1的方法，其特徵在於，進一步包括(C)根據該速率估計和至少數據信號與基準取樣信息之一調整被接收擴頻信號的定時。
6.一種相干擴頻接收機，包括用於使接收的擴頻信號數位化的取樣器，和跟在該取樣器之後的解擴器，用於將接收的擴頻信號解擴成數據信號，其特徵在於，所述接收機包括(A)與解擴器連接的提取裝置，用於從該數據信號中提取基準取樣信息；和(B)與提取裝置連接的速率估計器裝置，用於估計第一幀的哪個時隙由所述基準取樣信息佔用，和輸出一個速率估計。
7.根據權利要求6的接收機，其特徵在於，所述基準取樣信息是複數基準取樣，且該速率估計器裝置包括一個緩衝器和一個速率確定裝置，所述緩衝器用於存儲第一幀的所有基準取樣和以一幀一幀為基礎輸出該存儲的基準取樣，所述速率確定裝置用於確定哪個時隙被佔用。
8.根據權利要求6的接收機，其特徵在於，進一步包括(C)與該提取裝置和速率估計器裝置連接的信道估計器裝置，用於通過使該基準取樣信息與由所述速率估計確定的一個已知序列相關確定一個信道估計，和輸出一個信道估計。
9.根據權利要求6的接收機，其特徵在於，進一步包括(C)與該提取裝置和速率估計器裝置連接用於確定信道估計的信道估計器裝置，該信道估計器裝置包括多個濾波器裝置，用於利用多個濾波器中的一預定濾波器根據所述速率估計對該基準取樣信息進行濾波確定一個信道估計，和輸出一個信道估計。
10.根據權利要求6的接收機，其特徵在於，進一步包括(C)與該提取裝置和速率估計器裝置連接的頻移裝置，用於根據所述速率估計對組成被接收擴頻信號的相位和頻率之一進行頻偏調整。
11.根據權利要求6的接收機，其特徵在於，進一步包括(C)與該提取裝置和速率估計器裝置連接的定時控制裝置，用於根據該速率估計和至少數據信號與基準取樣信息之一調整被接收擴頻信號的定時。
全文摘要
便於相干通信接收的方法和裝置利用擴展碼對編碼的擴頻通信信號的被接收基準碼元解擴，以獲取一個基準取樣流(152)和一個數據取樣流(158)。利用該基準取樣流(152)對信道響應進行估計。一個頻移檢測器(443)通過頻率鎖定環(456)確定將被施加於被接收信號的偏移，而一個定時控制器(176)根據從基準取樣流(152)和/或數據取樣流(158)得出的功率估計對慢定時漂移和快速衰落進行補償。一個速率估計器確定信息被編碼的速率，該速率信息被用於使定時控制器(176)，頻移檢測器(443)和信道估計器(154)最佳化。這樣，就提供了一種來自接收的數據取樣流(158)的被估計數據碼元的改進檢測。
文檔編號H04B1/707GK1136378SQ95190990
公開日1996年11月20日 申請日期1995年7月31日 優先權日1994年10月4日
發明者傅運齡, 託馬斯·A·塞克斯通, 吉那·布魯克特 申請人:摩託羅拉公司