鎖相迴路與其相關校正方法與流程
2023-05-11 10:59:01 1
本發明涉及一種鎖相迴路及其控制方法，且特別涉及一種鎖相迴路及其相關校正方法。
背景技術：
眾所周知，鎖相迴路(phase-lockedloop，簡稱pll)可提供準確的振蕩信號(oscillationsignal)，因此被廣泛地運用在無線通信領域(wirelesscommunication)中。
請參照圖1，其所繪示為現有鎖相迴路。鎖相迴路100包括：一相位頻率檢測器(phasefrequencydetector，簡稱pfd)110、一電荷泵(chargepump)120、一迴路濾波器(loopfilter)130、一壓控振蕩器(voltagecontrolledoscillator、簡稱vco)140、與一反饋電路(feedbackcircuit)150。
相位頻率檢測器(pfd)110接收一參考信號sref與反饋信號sfb並產生一控制信號sctrl。
電荷泵120中包括一充電路徑(chargingpath)與一放電路徑(dischargingpath)，其中充電路徑可提供電流值為kpup的充電電流，放電路徑可提供電流值為kpdn的放電電流。再者，電荷泵120接收控制信號sctrl，並據以動作充電路徑上的開關swu或者放電路徑上的開關swd，進而產生一驅動電流(drivingcurrent)ic至迴路濾波器130。舉例來說，當控制信號sctrl動作開關swu時，驅動電流ic即為電流值kpup的充電電流；當控制信號sctrl動作開關swd時，驅動電流ic即為電流值kpdn的放電電流。
迴路濾波器130為一rc電路，根據電荷泵120產生的驅動電流ic來對rc電路進行充放電控制(charge/dischargecontrol)，並產生調整電壓vtune至壓控振蕩器(vco)140。舉例來說，rc電路中包括串接的二個電阻以及一電容器c。二個電阻的電阻值各為2rp，因此迴路濾波器130的等效電阻值即為rp。
壓控振蕩器(vco)140接收調整電壓vtune，並產生輸出振蕩信號 (sosc)。舉例來說，壓控振蕩器(vco)140中包括一可變電容元件(variablecapacitancedevice)142，接收調整電壓vtune。當調整電壓vtune改變時，即對應地改變可變電容元件142的等效電容值，並進一步地改變輸出振蕩信號(sosc)的頻率。
反饋電路150包括一除頻器(frequencydivider)152，接收輸出振蕩信號(sosc)並且對輸出振蕩信號(sosc)進行除頻的動作，產生反饋信號sfb至相位頻率檢測器(pfd)110。
再者，為了使得鎖相迴路100能夠準確的運作，鎖相迴路100的校正是重要的一環。基本上，進行校正動作時，需要校正電荷泵120的驅動電流ic，迴路濾波器130中的rc時間常數(rctimeconstant)，以及壓控振蕩器(vco)140的壓控振蕩增益kvco(vcogain)。再者，上述的校正動作可在鎖相迴路100為開路(openedloop)狀態，或者於閉路(closedloop)狀態下進行校正。
舉例來說，美國專利us8,483,985公開一種鎖相迴路的頻寬校正(pllloopbandwidthcalibration)。再者，美國專利us8,421,507公開一種具校正功能的鎖相迴路電路及其相關校正方法(phaselockedloopwithcalibrationfunctionandassociatedcalibrationmethod)。
技術實現要素：
本發明涉及一種鎖相迴路，包括：一相位頻率檢測器，接收一參考信號與一反饋信號並產生一控制信號；一電荷泵接收該控制信號並輸出一驅動電流，其中，該電荷泵包括一第一充電路徑用以提供一第一充電電流、一第一放電路徑用以提供一第一放電電流、一第二充電路徑用以提供一第二充電電流與一第二放電路徑用以提供一第二放電電流；一迴路濾波器，接收該驅動電流並產生一調整電壓，其中該迴路濾波器包括一rc電路與一單增益緩衝器，該rc電路連接於一節點，且該rc電路根據該驅動電流於該節點產生該調整電壓，且該單增益緩衝器的一輸入端連接至該節點；一壓控振蕩器，接收該調整電壓並產生一輸出震蕩信號，其中該壓控振蕩器包括多個可變電容元件，該些可變電容元件中的一第一可變電容元件連接至該節點用以接收該調整電壓，該些可變電容元件中的其他可變電容元件 經由一開關連接至該單增益緩衝器的一輸出端用以接收該調整電壓；以及一反饋電路，包括一除頻器利用一除數來對該輸出震蕩信號進行一除頻動作以產生該反饋信號以及一頻率檢測電路用以計數該輸出震蕩信號；其中，於一校正動作時，閉合該開關，並控制該第二充電電流或者該第二放電電流作為該驅動電流；以及於一正常運作時，斷開該開關，並根據該控制信號使得該第一充電電流或者該第一放電電流作為該驅動電流。
本發明根據上述的鎖相迴路，更提出一種校正方法，包括下列步驟：調整該鎖相迴路的偏壓，使得該壓控振蕩器產生具有一初始頻率的該輸出震蕩信號；控制該第二充電路徑的該第二充電電流作為該驅動電流，使得該調整電壓增加一第一變化量，且該頻率檢測電路輸出一第一實際計數值；控制該第二放電路徑的該第二放電電流作為該驅動電流，使得該調整電壓減少一第二變化量，且該頻率檢測電路輸出一第二實際計數值；以及根據該第一實際計數值以及該第二實際計數值，獲得一實際迴路增益與一理想迴路增益的一比例值，並據以調整該第一充電電流、該第一放電電流、該rc電路中的一rc時間常數或者該壓控振蕩器的一壓控振蕩增益。
本發明涉及一種鎖相迴路，包括：一相位頻率檢測器，接收一參考信號與一反饋信號並產生一控制信號；一電荷泵，接收該控制信號並輸出一驅動電流，其中，該電荷泵包括一第一充電路徑用以提供一第一充電電流、一第一放電路徑用以提供一第一放電電流、一第二充電路徑用以提供一第二充電電流與一第二放電路徑用以提供一第二放電電流；一迴路濾波器，接收該驅動電流並產生一調整電壓，其中該迴路濾波器包括一rc電路與一單增益緩衝器，該rc電路連接於一節點，該rc電路根據該驅動電流於該節點產生該調整電壓，且該單增益緩衝器的一輸入端連接至該節點；一壓控振蕩器，接收該調整電壓並產生一輸出震蕩信號，其中該壓控振蕩器包括多個可變電容元件，該些可變電容元件中的一第一可變電容元件連接至該節點用以接收該調整電壓，該些可變電容元件中的其他可變電容元件經由一開關連接至該單增益緩衝器的一輸出端用以接收該調整電壓；一反饋電路，包括一除頻器利用一除數來對該輸出震蕩信號進行一除頻動作以產生該反饋信號以及一頻率檢測電路用以計數該輸出震蕩信號；以及一數位訊號處理器，包括一迴路增益計算與校正單元以及一數字濾波器，其中該 迴路增益計算與校正單元接收該頻率檢測電路輸出的多個計數值用以調整該數字濾波器；其中，於一校正動作時，閉合該開關，並控制該第二充電電流或者該第二放電電流作為該驅動電流；以及於一正常運作時，斷開該開關，並根據該控制信號使得該第一充電電流或者該第一放電電流作為該驅動電流。
本發明根據上述的鎖相迴路，更提出一種校正方法，包括下列步驟：調整該鎖相迴路的偏壓，使得該壓控振蕩器產生具有一初始頻率的該輸出震蕩信號；控制該第二充電路徑的該第二充電電流作為該驅動電流，使得該調整電壓增加一第一變化量，且該頻率檢測電路輸出一第一實際計數值；控制該第二放電路徑的該第二放電電流作為該驅動電流，使得該調整電壓減少一第二變化量，且該頻率檢測電路輸出一第二實際計數值；以及根據該第一實際計數值以及該第二實際計數值，獲得一實際迴路增益與一理想迴路增益的一比例值，並據以調整該數字濾波器。
為了對本發明的上述及其他方面有更佳的了解，下文特舉較佳實施例，並配合說明書附圖，作詳細說明如下：
附圖說明
圖1所繪示為現有鎖相迴路。
圖2所繪示為本發明鎖相迴路的第一實施例。
圖3所繪示為本發明鎖相迴路的校正流程圖。
圖4所繪示為本發明鎖相迴路的第二實施例。
圖5所繪示為本發明第二實施例於校正動作過程的信號示意圖。
附圖標記說明：
100、200、300：鎖相迴路
110、210、310：相位頻率檢測器
120、220、320：電荷泵
130、230、330：迴路濾波器
140、240、340：壓控振蕩器
150、250、350：反饋電路
152、252、352：除頻器
231～23l、331～33l：電阻電路
241～24j、341～34l：可變電容元件
254、354：頻率檢測電路
260、360：單增益緩衝器
370：數位訊號處理器
372：迴路增益計算與校正單元
374：數字濾波器
376：辛格瑪-戴爾塔調製器
s302～s312：步驟流程
具體實施方式
本發明的鎖相迴路是在開迴路狀態下進行校正動作，並且檢測出鎖相迴路的實際迴路增益(realloopgain)。並且根據實際的迴路增益來進行校正動作，不需要個別地校正電荷泵的驅動電流ic，迴路濾波器中的rc時間常數以及壓控振蕩器(vco)的壓控振蕩增益kvco。
請參照圖2，其所繪示為本發明鎖相迴路的第一實施例。鎖相迴路200包括：一相位頻率檢測器(pfd)210、一電荷泵220、一迴路濾波器230、一壓控振蕩器(vco)240、與一反饋電路250。
相位頻率檢測器(pfd)210接收一參考信號sref與反饋信號sfb並產生一控制信號sctrl。
電荷泵220中包括一第一充電路徑、一第一放電路徑、一第二充電路徑與一第二放電路徑。其中，第一充電路徑與第二充電路徑連接於電壓源(vdd)與節點a之間，第一放電路徑與第二放電路徑連接於節點a與接地端之間。再者，第一充電路徑可提供電流值為kpup的第一充電電流，第二充電路徑可提供電流值為kpup/m的第二充電電流，第一放電路徑可提供電流值為kpdn的第一放電電流，第二放電路徑可提供電流值為kpdn/m的第二放電電流，其中m大於1。由以上的說明可知，第二充電電流小於第一充電電流，第二放電電流小於第一放電電流；並且第二充電電流比例於第一充電電流，第二放電電流比例於第一放電電流。
根據本發明的第一實施例，當鎖相迴路200正常運作(normaloperation) 時，電荷泵220接收控制信號sctrl，並據以動作第一充電路徑上的開關sw1或者第一放電路徑上的開關sw2，進而產生驅動電流至ic至迴路濾波器230。另外，當鎖相迴路200進行校正動作時，是動作第二充電路徑上的開關sw3或者第二放電路徑上的開關sw4，進而產生驅動電流至ic至迴路濾波器230。
換言之，當鎖相迴路200正常運作時，驅動電流ic可為電流值kpup的第一充電電流或者電流值kpdn的第一放電電流。當鎖相迴路200進行校正動作時，驅動電流ic可為電流值kpup/m的第二充電電流或者電流值kpdn/m的第二放電電流。
迴路濾波器230根據電荷泵220產生的驅動電流ic來對rc電路進行充放電控制，並產生調整電壓vtune至壓控振蕩器(vco)240。如圖2所示，迴路濾波器230包括一rc電路與一單增益緩衝器(unitgainbuffer)260。其中，單增益緩衝器260的輸入端連接至節點b以接收調整電壓vtune，並使得輸出端產生調整電壓vtune。
另外，rc電路包括一電容器c連接於節點b與接地端之間以及至少一個電阻電路(resistivecircuit)231～23l。電阻電路231～23l都具有相同的結構，每一個電阻電路231～23l中皆包括電阻值各為2rp的二個電阻。以第一電阻電路231為例，一個電阻連接於電壓源vdd與節點b之間，另一個電阻連接於節點b與接地端之間。明顯地，rc電路中共有l個電阻電路，則等效電阻即為rp/l，且l為大於等於1的整數。
跟據本發明的第一實施例，當鎖相迴路200正常運作時，迴路濾波器230中僅致能(enable)第一電阻電路231，其他電阻電路232～23l予以禁能(disable)。另外，當鎖相迴路200進行校正動作時，則致能所有的電阻電路231～23l。
壓控振蕩器(vco)240接收調整電壓vtune，並產生輸出振蕩信號(sosc)。如圖2所示，壓控振蕩器(vco)240中包括多個可變電容元件241～24j，每一個可變電容元件241～24j皆接收調整電壓vtune。因此，當調整電壓vtune改變時，即對應地改變可變電容元件241～24j的等效電容值，並進一步地改變輸出振蕩信號(sosc)的頻率。
根據本發明的實施例，壓控振蕩器(vco)240中的第一可變電容元件 241連接至節點b，其他的可變電容元件242～24j經由開關sw5連接至單增益緩衝器260的輸出端。再者，當鎖相迴路200進行校正動作時，開關sw5為閉合(close)，所有可變電容元件241～24l可運作；當鎖相迴路200正常運作時，開關sw5為斷開(open)，僅有第一可變電容元件241可運作。另外，當開關sw5斷開(open)與單增益緩衝器260之間的連接關係時，開關sw5更可以連接至一直流電壓(dcvoltage)(未繪示)，使得其他的可變電容元件242～24j的電容值最小化以降低對正常運作時的影響。
反饋電路250包括一除頻器252與一頻率檢測電路254。其中，頻率檢測電路254可以設計於除頻器252內或者獨立於除頻器252之外。再者，除頻器252接收輸出振蕩信號(sosc)並且根據一除數對輸出振蕩信號(sosc)進行除頻的動作，並產生反饋信號sfb至相位頻率檢測器(pfd)210。另外，頻率檢測電路254是在校正動作時，根據輸出振蕩信號(sosc)產生一計數值，用以計算輸出振蕩信號(sosc)的頻率。
由以上的說明可知，本發明的鎖相迴路200於正常運作時，第二充電路徑、第二放電路徑、電阻電路232～23l、可變電容元件242～24l、頻率檢測電路254將不會運作。因此，本發明第一實施例的鎖相迴路200於正常運作時，動作原理相同於圖1的鎖相迴路，此處不再贅述。以下謹詳細說明鎖相迴路200的校正動作。
請參照圖3，其所繪示為本發明鎖相迴路的校正流程圖。再者，以下實施例是以kpup等於kpdn來進行說明。
首先，調整鎖相迴路200的偏壓，使得壓控振蕩器(vco)240產生具一初始頻率(initialfrequency)fini的輸出震蕩信號sosc(步驟s302)。在此步驟中，是將調整電壓vtune調整至一半的電源電壓(vdd/2)至壓控振蕩器(vco)240的j個可變電容元件242～24j，使得壓控振蕩器(vco)240產生初始頻率fini的輸出震蕩信號sosc。
接著，動作開關sw3，使得第二充電路徑產生第二充電電流作為驅動電流ic至迴路濾波器230以產生一第一電壓變化量(δv1)，使得調整電壓vtune變化至(步驟s304)。
再者，壓控振蕩器(vco)240根據調整電壓vtune產生輸出震蕩信號sosc，且頻率檢測電路254輸出第一實際計數值nr1(realcountnumber)(步 驟s306)。
基本上，頻率檢測電路254是在時間周期tw中計算輸出震蕩信號sosc的信號緣(signaledge)數目，獲得第一實際計數值nr1(realcountnumber)。再者，由於第一實際計數值nr1＝floor(fr1·tw)，所以可計算出此時輸出震蕩信號sosc的第一實際頻率其中，ε為頻率誤差量(errorsource)，且
接著，動作開關sw4，使得第二放電路徑產生第二放電電流作為驅動電流ic至迴路濾波器230以產生一第二電壓變化量(δv2)，使得調整電壓vtune變化至(步驟s308)。
再者，壓控振蕩器(vco)240根據調整電壓vtune產生輸出震蕩信號sosc，且頻率檢測電路254輸出第二實際計數值nr2(步驟s310)。
同理，頻率檢測電路254是在時間周期tw中計算輸出震蕩信號sosc的信號緣(signaledge)數目，獲得第二實際計數值nr2。再者，由於第二實際計數值nr2＝floor(fr2·tw)，所以可計算出此時輸出震蕩信號sosc的第二實際頻率其中，ε為頻率誤差量，且
接著，根據第一實際計數值nr1與第二實際計數nr2的差值，計算出實際迴路增益與理想迴路增益的比例值，並據以調整鎖相迴路200的第一充電電流、第一放電電流、rc電路中的rc時間常數或者壓控振蕩增益kvco(步驟s312)。
在理想(ideal)的情況，當調整電壓vtune為一半電源電壓(vdd/2)時，輸出震蕩信號sosc的初始頻率為
再者，當電荷泵220輸出的驅動電流ic的大小為kpup/m的第二充電電流時，迴路濾波器230產生的第一電壓變化量(δv1)與調整變壓vtune為
其中，kpup＝kpavg+kpmis/2，kpavg為kpup的平均值，kpmis/2為kpup的不匹配值(mismatch)。
再者，由於壓控振蕩器(vco)240中的j個可變電容元件242～24j皆接收調整電壓vtune。因此，輸出震蕩信號sosc的第一理想頻率fi1(ideal frequency)為
同理，當電荷泵220輸出的驅動電流ic的大小為kpdn/m的第二放電電流時，產生的第二電壓變化量(δv2)、調整變壓vtune、以及輸出震蕩信號sosc的第二理想頻率fi2為
因此，第一理想頻率fi1與第二理想頻率fi2的差值為
由以上的說明可知，第一理想頻率fi1與第二理想頻率fi2的差值即可代表鎖相迴路200的理想迴路增益(idealloopgain)。換言之，鎖相迴路200的設計者可根據充放電電流的大小kpup與kpdn、電阻值rp、壓控振蕩增益kvco來決定第一理想頻率fi1與第二理想頻率fi2，並進而推導出第一理想頻率fi1與第二理想頻率fi2在時間區間tw的第一理想計數值ni1與第二理想計數值ni2為，ni1＝fi1·tw、ni2＝fi2·tw。
再者，鎖相迴路200的實際迴路增益lgr與理想迴路增益lgi的比例值為
根據上式可知，第一實際計數值nr1與第二實際計數值nr2的差值δnr除以第一理想計數值ni1與第二理想計數值ni2的差值δni，即為鎖相迴路200的實際迴路增益lgr與理想迴路增益lgi的比例值。
換言之，根據本發明的實施例，於迴路濾波器200進行校正動作時，僅需要調整輸出震蕩信號sosc操作在二個相異的頻率，並在時間周期tw內分別對輸出震蕩信號sosc進行計數，利用兩個相異計數值的差即可得知 實際迴路增益與理想迴路增益的比例值，並進而調整調整鎖相迴路200的第一充電電流、第一放電電流、rc電路中的電阻電路231～23l或者壓控振蕩增益kvco，用以補償鎖相迴路200的迴路增益。
請參照圖4，其所繪示為本發明鎖相迴路的第二實施例。本發明的第二實施例的鎖相迴路可運用於直接頻率調製器(directfrequencymodulator，簡稱dfm)。鎖相迴路300包括：一相位頻率檢測器(pfd)310、一電荷泵320、一迴路濾波器330、一壓控振蕩器(vco)340、一反饋電路350以及一數位訊號處理器(digitalsignalprocessor)370。
相位頻率檢測器(pfd)310接收一參考信號sref與反饋信號sfb並產生一控制信號sctrl。
電荷泵320中包括一第一充電路徑、一第一放電路徑、一第二充電路徑與一第二放電路徑。電荷泵320電路結構與動作原理相同於第一實施例，此處不再贅述。
迴路濾波器330根據電荷泵320產生的驅動電流ic來對rc電路進行充放電控制，並產生調整電壓vtune至壓控振蕩器(vco)340。迴路濾波器330包括一單增益緩衝器(unitgainbuffer)360與一rc電路。rc電路包括一電容器c以及至少一個電阻電路(resistivecircuit)331～33l。相同地，迴路濾波器330的電路結構與動作原理相同於第一實施例，此處不再贅述。
壓控振蕩器(vco)340接收調整電壓vtune，並產生輸出振蕩信號(sosc)。壓控振蕩器(vco)340中包括多個可變電容元件341～34j，每一個可變電容元件341～34j皆接收調整電壓vtune。相同地，壓控振蕩器(vco)340的電路結構與動作原理相同於第一實施例，此處不再贅述。
反饋電路350包括一除頻器352與一頻率檢測電路354。其中，頻率檢測電路354可以設計於除頻器352內或者獨立於除頻器352之外。再者，頻率檢測電路254是在校正動作時根據輸出振蕩信號(sosc)產生一實際計數值nr，用以計算輸出振蕩信號(sosc)的頻率。
於校正動作時，除頻器352根據固定的一除數，對輸出振蕩信號(sosc)進行除頻的動作，並產生反饋信號sfb至相位頻率檢測器(pfd)310。再者，於正常運作時，除頻器根據一除數控制信號x動態地改變除頻器352的除數，並據以對輸出振蕩信號(sosc)進行除頻的動作，並產生反饋信號sfb至 相位頻率檢測器(pfd)310。
數位訊號處理器370包括一迴路增益計算與校正單元(loopgaincalculationandcalibrationunit)372、數字濾波器(digitalfilter)374與辛格瑪-戴爾塔調製器(sigma-deltamodulator，簡稱σδ調製器)376。
根據本發明的第二實施例，於校正動作時迴路增益計算與校正單元372產生一校正信號scal至電荷泵320、迴路濾波器330與壓控振蕩器(vco)340。並且，於校正動作的過程依序動作第二充電路徑與第二放電路徑，並根據頻率檢測電路354依序輸出的第一實際計數值nr1與第二實際計數值nr2。
再者，數位訊號處理器370內部儲存第一理想計數值ni1與第二理想計數值ni2。因此，迴路增益計算與校正單元372即可據以計算出實際迴路增益lgr與理想迴路增益lgi的比例值。而數位訊號處理器370即根據迴路增益計算與校正單元372所產生的實際迴路增益與理想迴路增益的比例值來建立一數字濾波器374用以補償(compensate)實際迴路增益lgr。
再者，於正常運作時，數據信號sdata輸入數字濾波器374再經由σδ調製器376後，產生除數控制信號x至除頻器352，用以動態地改變除頻器352的除數，使得輸出震蕩信號sosc中包括數據信號sdata的信息。
由以上的說明可知，第二實施例的鎖相迴路300的校正動作流程類似於圖3。其差異在於，確認鎖相迴路300實際迴路增益與理想迴路增益之間的比例值之後，除了可以調整第一充電電流、第一放電電流、rc電路中的一rc時間常數或者壓控振蕩器(vco)的壓控振蕩增益(kvco)來補償實際迴路增益之外，也可以利用一數字濾波器374來補償實際迴路增益。
請參照圖5，其所繪示為本發明第二實施例於校正動作過程的信號示意圖。時間點t0至t3的區間，校正信號scal為高電平，代表鎖相迴路300進行校正動作。時間點t3之後，校正信號scal為低電平，代表鎖相迴路300正常運作。
於時間點t0至t1的區間，是調整鎖相迴路300的偏壓，使得調整電壓vtune調整至一半的電源電壓(vdd/2)，而壓控振蕩器(vco)340產生具初始頻率fini的輸出震蕩信號sosc。
於時間點t1至t2的區間，動作第二充電路徑，使得第二充電電流作為驅動電流ic至迴路濾波器330以產生第一電壓變化量(δv1)，使得調整電 壓vtune變化至再者，壓控振蕩器(vco)340根據調整電壓vtune產生輸出震蕩信號sosc，並且根據頻率檢測電路354輸出的第一實際計數值nr1可計算出輸出震蕩信號sosc的頻率fosc為第一實際頻率fr1。
於時間點t2至t3的區間，動作第二放電路徑，使得第二放電電流作為驅動電流ic至迴路濾波器330以產生第二電壓變化量(δv2)，使得調整電壓vtune變化至再者，壓控振蕩器(vco)340根據調整電壓vtune產生輸出震蕩信號sosc，並且根據頻率檢測電路354輸出的第二實際計數值nr2可計算出輸出震蕩信號sosc的頻率fosc為第二實際頻率fr2。
於時間點t3之後，迴路增益計算與校正單元372根據第一實際計數值nr1、第二實際計數值nr2、第一理想計數值ni1、第二理想計數值ni2計算出實際迴路增益lgr與理想迴路增益lgi的比例值，使得數位訊號處理器370據以建立數字濾波器374用以補償實際迴路增益lgr。
於時間點t3之後，鎖相迴路300正常運作，數據信號sdata輸入數字濾波器374，再經由σδ調製器376後，產生除數控制信號x至除頻器352，用以動態地改變除頻器352的除數，使得輸出震蕩信號sosc的頻率fosc根據數據信號sdata而變化。
由以上的說明可知，本發明是提出一種鎖相迴路與其相關校正方法。於鎖相迴路進行校正動作時，僅需要調整輸出震蕩信號sosc操作在二個相異的頻率，並在時間周期tw內分別對輸出震蕩信號sosc進行計數，利用兩個相異計數值的差即可得知實際迴路增益與理想迴路增益的比例值，並進而調整鎖相迴路的第一充電電流、第一放電電流、rc電路中的電阻電路、壓控振蕩增益kvco、或者數字濾波器，用以補償鎖相迴路的迴路增益。
綜上所述，雖然本發明已以較佳實施例公開如上，然其並非用以限定本發明。本發明所屬技術領域中技術人員，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作各種的變動與潤飾。因此，本發明的保護範圍當視後附的權利要求所界定者為準。