單周控制的無橋路升壓(blb)功率因數校正電路結構的製作方法

2023-05-02 14:34:11

專利名稱：單周控制的無橋路升壓(blb)功率因數校正電路結構的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種無橋路升壓(BLB)功率因數校正電路結構，尤其涉及一種由單周控制，和/或包括雙向開關的電路。
背景技術：
功率因數校正是國際標準(EN61000-3-2)要求的，以降低AC電力系統中的諧波發射。
如圖1所示的最普通的解決方案通常使用輸入整流器橋路，其由具有適當額定電壓的四個二極體組成，所述四個二極體與升壓開關轉換器相連，並由電壓迴路和電流迴路控制。經過二極體DV的外部電壓迴路傾向於使輸出電壓保持大致恆定。經過二極體DL的內部電流迴路(由箭頭表示)將使輸入電流形成為跟蹤瞬時輸入電壓。
通常，輸入電壓由受控的PFC PWM來檢測，以生成電流基準信號。電流也由控制電路來檢測。因此，輸入電壓和電流總是保持一定比例，從而在系統的輸入處產生理想的電阻性能。
這一公知的電路具有一些缺陷。電流的通路通過串聯的三個二極體(輸入橋路中兩個二極體以及輸出升壓二極體DL)，特別是在強電流時會產生高傳導損耗。浪湧電流控制(NTC器件和繼電器)也會影響到性能。PFC PWM控制器通常必須檢測經過整流的輸入線路電壓，還要檢測輸出電壓和瞬時電感器電流，以便能夠實現功率因數校正和負載調節。此外，該電路具有多餘的整流，即，一方面由輸入橋路進行整流，另一方面由升壓電感器L進行整流。
圖7示出了美國專利4,412,277(該專利通過引用而併入本文)中公開的現有技術中的PFC電路結構，其採用了使用模擬乘法器的傳統控制技術。這一結構是不理想的，這至少是因為受控的開關不能在同一時間被驅動，而是需要不同相的單獨的門驅動器。
圖8示出了另一個現有的單相雙升壓電路結構。這一電路的缺陷在於高邊開關的反向恢復，這會使得實現起來不切實際。這一問題在本發明的無橋路解決方案中得以克服，在本發明中，可使用超快速(hyperfast)升壓二極體。現有技術的方法是「無源PFC」，並需要諧振或snubbing網絡來獲得結果。本發明的無橋路PFC是主動方法，能夠使用硬切換或軟切換。
同時還涉及到美國專利5,335,163；美國專利4,899,271；歐洲專利1 198 058 A1；以及PCIM會議論文集2003中、教授Manfred Reddig博士以及Manfred Schlenk博士的無需輸入整流的高效PFC級(HighEfficient PFC-stage without Input Rectification)。以上文獻通過引用而併入本文。

發明內容
根據本發明的一個方面，通過消除了輸入整流器橋路的固有損耗，無橋路升壓能顯著降低現有技術的PFC系統中的功率損耗。同時，它使得系統尺寸減小，從而使其總成本降低。
之前的採用類似電路結構的解決方案需要檢測輸入線路電壓，以使控制器能夠正確運行。根據本發明的另一個方面，單周控制(OneCycle Control，或者Single Cycle Control)使得能夠執行功率因數校正功能(無需額外複雜的整流網絡)來獲得AC線路電壓基準，從而簡化了電路的實現。
根據第三個方面，通過使用諸如S1和S2的雙向開關，可通過為輸入升壓扼流圈增加適當的復位網絡而完全控制浪湧電流(由於輸出大容量電容(bulk capacitor)的充電而產生的啟動過電流)。這樣能夠避免使用過電流限制器件(例如圖1中的NTC和繼電器以及旁路二極體)，並降低了對升壓二極體的過載能力需求，從而能夠使用較小並更有效的部件。
根據第四個方面，將升壓電感器設置到系統輸入端能實現附加的濾波功能，從而降低了通常位於系統輸入處的輸入EMI濾波器的成本。
本發明的其它特徵和有益效果將通過以下參照附圖的詳細描述而變得顯而易見。


圖1示出了傳統的PFC電路，其具有輸入整流器橋路，所述輸入整流器橋路與升壓開關轉換器相連，並由電壓迴路和電流迴路進行控制；圖2示出了根據本發明的一個實施方案的無橋路升壓PFC電路的簡化電路圖；圖3示出了根據本發明的一個實施方案的無橋路升壓PFC電路的多相實現；圖4示意性地示出了使用諸如雙向MOSFET或GaN器件的雙向開關的、根據本發明的一個實施方案的無橋路升壓PFC電路的實現；圖5示出了根據本發明的一個實施方案的無橋路升壓PFC電路的實際的實現；圖6示出了與圖5的電路一起使用的OCC控制板；圖7示出了使用實現PFC功能的模擬乘法器的現有技術的PFC電路結構；圖8示出了另一個現有技術的單相雙升壓電路結構；圖9示出了根據本發明的一個實施方案的具有單周控制的另一個無橋路升壓PFC電路；圖10示出了根據本發明的一個實施方案的簡化的無橋路升壓PFC電路；圖11示出了對於線電壓正周期的與圖10相對應的等價電路；圖12示出了在90V輸入以及輸出功率變化時由傳統的PFC和無橋路PFC產生的傳導損耗；圖13示出了MOSFET體二極體的傳導損耗與同步整流器中的傳導損耗之間的比較；圖14示出了使用傳統PFC中的分壓器的輸入電壓檢測；圖15示出了用於電壓檢測的60Hz變壓器；圖16示出了用於電壓檢測的光耦合器；圖17示出了使用傳統PFC中的分流電阻器的電感器電流檢測；圖18示出了使用差分模式放大器的電流檢測；圖19示出了在其中電感器電流由開關和二極體電流來重建的電流檢測；圖20示出了在傳統PFC中產生共模噪聲的寄生電容；圖21示出了在無橋路PFC中產生共模噪聲的寄生電容；圖22示出了共模噪聲的模擬結果；圖23示出了無橋路PFC中的輸入電壓和電流波形；圖24示出了傳統PFC和無橋路PFC之間的效率比較；圖25示出了無橋路PFC在滿輸出功率和輸入線路電壓變化時的功率因數；圖26和圖27示出了無橋路PFC和傳統PFC電路中的EMI噪聲的比較；圖28是示出了提議在PFC電路中使用的IC的應用的方框圖；圖29是圖28中的IC的方框圖；圖30是示出了引線分配和定義的圖；圖31是示出了IC的工作狀態及狀態之間轉換的流程圖；圖32是IC的Vcc UVLO模式的時序圖；圖33是IC中的OLP、軟起動、正常、OVP、備用、和OUP模式的時序圖。
具體實施例方式
I.建議採用的電路所建議採用的電路完全未使用輸入橋路，而是用兩個升壓二極體和兩個升壓開關來取代了輸入橋路的功能。兩個升壓開關由採用單周控制(OCC)a/k/a單周控制(SCC)技術的閉合迴路來控制。
現有電路中的升壓電感器被移到實現整流器功能的位置之前，並且它可以是單個的電感器，也可以分為兩個電感器(如圖所示)，兩個輸入線上各一個。
圖2中示出了簡化電路圖。該電路由並聯工作的兩個升壓電感器L1和L2組成。可能存在共用磁芯(未示出)。一次僅能有效激活(升壓)一個電感器。在輸入正弦波的正部分(由實線箭頭表示)時，MOSFET S1的柵極被驅動為高，電流流經升壓電感器L1，從而對電感器L1充電。通過MOSFET S2體二極體(或者還導通S2)，電流路徑關閉。之後，當S1截止時，L1中的能量釋放，其輸出電流通過D1對輸入電容器C和負載充電(通過S2，該迴路再次關閉)。
在AC輸入周期的負部分，電流將按照圖2中所示的虛線箭頭流動。S2對L2充電。當S2截止時，D2使L2放電，同時，S1的體二極體將使迴路關閉，同時，S1可能被導通。因此，一次僅需要一個開關工作。但是，可同時驅動兩個開關(只要在需要時體二極體能夠使得電流重新循環，如上所述)。
通過增加相位的數目，同樣的解決方案可應用於多相AC輸入系統。圖3中示出了多相的實現。升壓二極體的執行操作應該較快，以便降低開關損耗。
圖4示意性地示出了使用諸如雙向MOSFET或GaN器件的雙向開關的實現。在使用雙向開關(能夠在兩個方向上阻斷和導通的開關)代替MOSFET S1和S2時，還能夠控制系統的浪湧電流，並允許受控啟動(軟啟動)和有效的功率備用模式。
圖9示出了根據本發明的一個實施方案的、具有單周控制的另一個無橋路升壓PFC電路。通過開關Q1和Q2的電流由檢測電阻器Rs1和Rs2來檢測，加法器U3對其進行求和並將之供應至電流檢測放大器CSA。分壓器R1、R2檢測LOAD上的輸出電壓，並將其供應至誤差放大器EA並與基準電壓VREF進行比較。CSA和EA各自的輸出供應至單周控制電路，單周控制電路控制Q1和Q2，從而控制開關各自的用於功率因數校正的電流。
與現有技術相比，BLB的OCC實現至少能夠實現兩個重要的簡化1)不再需要檢測輸入電壓(圖7中點3和5之間的VI)。在BLB的情況下，輸入電壓相對於接地完全是漂浮的。因此不再需要電路29和31。
2)不再需要檢測電感器電流(附圖標記23)。開關的電流足夠用於電路的運行。因此，可使用根據接地的簡單的分流來檢測電流，並實現功率因數校正。檢測電感器電流的缺陷在於節點是漂浮的(附圖標記43)，並且電流包含AC幹線的基礎頻率(50或60Hz)。這意味著變流器需要設計成能夠承受低頻而不會飽和(需要較大和昂貴的元件)。OCC實現則克服了這一缺陷。也可使用用於OCC的其它合適的電流檢測方案。
人們已經構建了具有單向開關的實現並測試得到了良好結果。圖5示出了實際的實現。圖6示出了OCC控制板，並示出了與圖1和圖2中的組件相對應的組件。圖6中的OCC控制板上的連接器J1與圖5中的連接器J6相連。下面將詳細討論SCC晶片42。
II.採用單周控制技術的無橋路PFC的實現A.引言由於單開關CCM(連續傳導模式)PFC(功率因數校正)結構簡單並且EMI濾波器的尺寸更小，因此在PFC應用中被最廣泛地使用。由於其具有高的傳導損耗和開關損耗，因此這種電路在低輸入線電壓時效率低。隨著超連接MOSFET和碳化矽肖特基二極體的發展，PFC電路的開關損耗大大改善了。
然而，所述電路仍然要經歷引起高的傳導損耗的整流器橋路的正向壓降，尤其在低輸入線電壓時。為了降低整流器橋路的傳導損耗，已經開發了不同的電路結構，包括無橋路升壓PFC，其不需要範圍開關(range switch)，並且具有簡單的結構和較高的性能。與傳統的PFC相比，在沒有輸入整流器橋路的情況下，無橋路PFC能產生更低的傳導損耗。
儘管電路結構簡單，但是對於電路來講，在AC側放置升壓電感器使得難以檢測AC線電壓和電感器電流。進一步，由於AC側電感器結構使得輸出線電壓相對於輸入線電壓漂移，因此電路具有較高的共模噪聲。
與平均電流控制模式相比，單周控制模式對於無橋路PCF電路來說顯示了許多優點，例如不需要乘法器、不需要輸入電壓檢測以及不需要電感器電流檢測。因此，單周控制提供了具有吸引力的解決方案。
根據本發明的一個方面，在無橋路PFC中實現單周控制技術。通過採用單周控制技術，無橋路PFC電路的電壓檢測問題和電流檢測問題都能夠得到解決。實驗結果顯示，既提高了效率又具有好的功率因數校正功能。EMI結果顯示，電路噪聲是可控的。
B.無橋路PFC電路圖10示出了所述無橋路PFC電路。將升壓電感器分離出來並且將其放置在AC側，以建立升壓結構。圖11示出了正半線(線電壓)周期的等效電路。在正半線周期中，MOSFET S1和升壓二極體D1與升壓電感器L1一起，構成了升壓DC/DC轉換器。同時，通過MOSFETS2的體二極體來控制MOSFET S2。由升壓轉換器來控制輸入電流，使其跟隨輸入電壓。在負半線周期中，電路工作在模擬方式下。因此，在每個半線周期中，兩個MOSFET之一作為開關工作，而另一個至少作為二極體工作。因此，可以由相同的信號來驅動兩個MOSFET。
表1總結了無橋路PFC與傳統PFC之間的區別。在每個時刻對這兩種電路的傳導路徑進行比較，無橋路PFC的電感器電流僅通過兩個半導體器件，而傳統的電路中的電感器電流要通過三個半導體器件。如表1所示，無橋路PFC採用一個MOSFET體二極體來代替傳統PFC的兩個低速二極體(slow diode)。由於兩種電路都作為升壓DC/DC轉換器工作，因此開關損耗應當相同。因而，效率的提高取決於兩個低速二級管與MOSFET體二極體之間的傳導損耗差。此外，與傳統的PFC相比，無橋路PFC不但降低了傳導損耗，而且降低了總的元件數量。
為了估計由於採用無橋路PFC而提高的效率，在理論分析基礎上進行了損耗比較。選擇額定值為22A、600V的MOSFET作為超連接MOSFET，並且選擇額定值為25A、600V的二極體橋路作為GBPC2506W。採用曲線擬合法來生成這些器件的傳導損耗模型。基於電感器電流的瞬時電流，在90V的電壓輸入和可變輸出功率情況下，計算由這兩種器件產生的傳導損耗，如圖12所示。對於整個功率級範圍，在任何功率級下，無橋路PFC能夠將總效率提高約1％。由於較小的MOSFET通態阻抗，導通MOSFET可以進一步降低同步整流器中的傳導損耗。基於由所述MOSFET的體二極體和通態阻抗所產生的較低的電壓降，重新估計MOSFET的傳導損耗。圖13示出了計算結果。這兩種情況下的功率損耗是非常相似的。儘管在低功率時同步整流器具有微小的改進，但是由於溫度越高通態阻抗也越高，因此當MOSFET溫度升高時，改進也會隨之消失。由於同步整流器的複雜性，因此不應當採用同步整流器。
C.無橋路PFC電路的優點如圖10所示，無橋路PFC電路不包含輸入二極體橋路，並且升壓電感器位於AC側。由於該電路的輸出和輸入沒有直接相連，因此該無橋路電路存在幾個需要強調的問題，例如輸入電壓檢測、電流檢測以及EMI噪聲。
電壓檢測和電流檢測問題與無橋路電路的控制有關。對於傳統的PFC電路，已經開發了幾種控制方法，例如平均電流模式控制、峰值電流模式控制以及單周控制。
由於平均電流模式控制具有較高性能並且易於理解，因此平均電流模式控制是最普遍的控制方法。控制器將輸入電壓信號與電壓迴路的輸出電壓相乘以生成電流基準；電流迴路控制電感器的平均電流以使其跟隨電流基準。
對於單周控制，控制器採用電壓迴路的輸出電壓和電感器的峰值電流來計算每個開關周期的負載周期。由於所述負載周期滿足升壓電路的輸入與輸出電壓關係的要求，因此電感器電流的峰值電流自動地遵循輸入電壓的波形，從而實現了功率因數校正的功能。
1.輸入電壓檢測對於傳統的PFC，輸入電壓檢測比較簡單。如圖14所示，由於整流器橋路的存在，經整流的輸入電壓能夠直接被分壓器檢測。對於無橋路PFC，不存在整流器橋路，並且沒有使用分壓器來檢測輸入電壓的位置。如圖15所示，對於電壓檢測來說，60Hz的變壓器是一種簡單的解決方案。由於低頻變壓器的尺寸較大以及成本問題，因此對於千瓦範圍的功率供給是不可接受的。如圖16所示，由於光學耦合器能夠容易地實現絕緣，因此對於電壓檢測來說也是很好的選擇。為了實現電壓檢測的較小失真，需要採用具有寬的工作範圍的較高線性度的光學耦合器，與傳統的分壓器檢測相比，其不但不實用而且複雜得多。
對於平均電流模式控制，基於所檢測的輸入電壓來生成電感器的電流基準。輸入電壓檢測是必要的，並且會使成本上升或者轉換器尺寸變大。但是對於單周控制來說，峰值電感器電流與電壓迴路輸出一起工作，因此不需要輸入電壓檢測。對於傳統的PFC電路，電壓檢測比較簡單，這使得單周控制的優點更不明顯。
無橋路PFC中的輸入電壓檢測的複雜性使得單周控制成為更具有吸引力的控制方法。
2.電流檢測對於傳統的PFC，電感器電流檢測非常簡單。如圖17所示，僅僅通過在電感器電流的返迴路徑中放入分路電阻器，採用公用的控制地線就能夠檢測電感器電流。對於電流檢測，不需要絕緣。
對於無橋路PFC，電感器的返迴路徑與輸出不共享相同的地線。因此需要採用絕緣的檢測方法。如同電壓檢測，60Hz的變流器是一種簡單的解決方案。但是，由於低頻變流器會在信號上產生較大的相位延遲，因此控制輸入電流與輸入電壓將會有相位差。因此，電流檢測降低了功率因數。
另一種絕緣方法是採用差分模式放大器，如圖18所示。由於高開關頻率和高輸入電壓時的PFC電路的開關，較高的共模電壓將會在電流信號中引入外部噪聲。由於電流檢測電壓較低，以使功率損耗最小化，因此，電流檢測噪聲可能會損害到功率因數。此外，與採用分路電阻器的解決方案相比，差分放大器的成本要高得多。
作為一種選擇，可以根據開關電流和二極體電流來重新構建電感器電流，參照圖19。由於電感器電流的不同的傳導路徑，因此電流檢測需要三個變流器。
對於平均電流模式控制，電流迴路需要電感器的平均電流。但是對於單周控制來說，僅需要電感器的峰值電流來控制。因此能夠簡化電流檢測。通過採用包含MOSFET的串聯變流器，能夠容易地檢測電感器的峰值電流。此外，變流器的使用能夠進一步降低由分路電阻器產生的功率損耗。同電壓檢測一樣，用於傳統PFC電路的簡單電流檢測方法降低了單周控制的吸引力。但是對於無橋路PFC來說，電流檢測的複雜性使得單周控制成為最具有吸引力的控制方法。
3.EMI噪聲EMI噪聲問題取決於功率放大級的結構。對於傳統的PFC，輸出電壓地線總是通過整流器橋路連接到輸入線。因此，對公模噪聲起作用的唯一的寄生電容是MOSFET漏極到大地之間的寄生電容，如圖20所示。對於無橋路PFC，不存在整流器橋路。輸出電壓隨著輸入的AC線漂移。因而，不但MOSFET漏極與大地之間的寄生電容Cd1和Cd2，而且輸出端到大地之間的寄生電容Cn和Cp也對共模噪聲起作用，如圖21所示。圖22示出了模擬的結果。在MOSFET漏極與大地之間的寄生電容上的dv/dt Vcd1和Vcd2的極性相反。通過認真地設計寄生電容，能夠消除噪聲。由於輸出端到大地之間的寄生電容的dv/dt Vp和Vn是相同的，因此無法消除噪聲。由於這些電容不但包括PFC級寄生現象的輸出而且也包括用於負載的輸入，因此與傳統的PFC電路相比，共模噪聲的情況會更糟糕。
D.實驗實現基於以上分析，無橋路PFC電路不但能夠簡化電路的結構，而且還能夠提高效率。此外，對於無橋路PFC電路，所述的單周控制是最具吸引力的控制方法。對於500W、100kHz的開關頻率，採用單周控制來設計和實現通用的線輸入無橋路PFC電路。在原型中採用600V、22A的超連接MOSFET以及600V、4A的碳化矽二極體。此外，構建採用了相同器件的傳統PFC電路來作為基準。
圖23示出了輸入電壓和電流的波形。輸入電流優選地跟隨輸入電壓。因而，通過採用單周控制器實現了功率因數校正的功能。圖24示出了在90V輸入線電壓時這兩種電路之間的效率比較。對於整個功率範圍，效率大約提高了1％，與理論分析結果是非常一致的。圖25示出了滿輸出功率和輸入線電壓變化時的功率因數。對於整個輸入線範圍，採用單周控制實現了較高的功率因數。對無橋路PFC電路和傳統PFC電路的EMI性能進行了比較，其結果在圖26和27中示出。根據實驗結果，在低頻範圍內無橋路PFC噪聲與傳統PFC電路噪聲是相似的。儘管在高頻範圍內噪聲略高，但是無橋路PFC電路的EMI噪聲是可控的。
E.總結無橋路PFC電路去除了輸入整流器並且能夠達到較高的效率。根據理論分析，預期從電路中提高1％的效率。所述電路解決了電壓檢測和電流檢測問題，並且單周控制提供了簡單的結構和高性能的解決方案。實驗結果顯示了單周控制的簡便性以及較高的功率因數，並進一步證實了與傳統PFC電路相比，無橋路PFC能夠將效率提高1％。儘管無橋路PFC仍存在EMI噪聲，但是該噪聲是可控的，並且與傳統PFC電路的EMI噪聲相似。
III.建議採用的單周控制PFC IC下面是對前述的本發明的實施例中所建議使用的OCC晶片的描述。
A.特徵·採用「單周控制」的PFC·連續傳導模式升壓型PFC·無需線路電壓檢測·可編程的開關頻率(50kHz-200kHz)·可編程的過電壓保護·輸入低電壓保護·逐周期峰值電流限制·軟啟動
·用戶啟動的微功率「休眠模式」·開環保護·98％的最大負載周期限制·用戶可編程的固定頻率操作·整個頻率範圍內，150-350nS的最小關閉時間·VCC欠電壓關閉·輸出欠電壓關閉·1.5A峰值的18V柵極驅動·微功率啟動(＜200μA)·抗閉鎖和ESD保護B.描述設計所建議的功率因數校正(PFC)控制IC用來在輸入線電壓的寬範圍內以連續傳導模式(CCM)工作。所述IC是基於「單周控制」(OCC)技術的，該技術提供了用於功率因數校正的成本有效技術方案。所述控制方法允許大量地減少元件數量、PCB區域和設計時間，同時還提供了比傳統的技術方案更好的系統性能。所述IC得到完全地保護，並且消除了現有技術方案通常對噪聲敏感的線路電壓檢測的要求。
其特徵包括可編程的開關頻率、可編程的專門的過電壓保護、軟啟動、逐周期的峰值電流限制、輸入低電壓保護、開環保護、UVLO以及微功率啟動電流。此外，對於低的備用電源的要求(Energy Star，Green Power，Blue Angel等)，通過將OVP引腳電壓降到1V以下，可以使所述IC進入總電流消耗在200μA以下的休眠模式。
圖28是示出所建議的IC的應用的方框圖。在該實施例中，所述IC被用於圖1所示類型的整流器型PFC電路中。
圖29是所述IC的方框圖。
圖30是示出引線分配和定義的圖。
封裝有利地為8引線SOIC。
C.引腳定義COM引腳(接地)
這是所述集成控制電路的接地引腳。所有的內部器件都以該點為基準。
VFB引腳(輸出電壓反饋)通過電阻分壓器來檢測升壓轉換器的輸出電壓並將其饋送到該引腳中，其中該引腳是輸出電壓誤差放大器的反相輸入端。分壓電路的阻抗必須足夠低，以便不會引入由放大器的輸入偏置電流所引起的大的誤差，另外，阻抗足夠低以使得功率消耗最小化。外部分壓阻抗的典型值為1MΩ。誤差放大器是能夠產生高的輸出阻抗的電導，因此除了通過補償反饋電容來消除輸入分壓電路的交互作用並且由於放大器的低阻抗輸出而減少分壓電路的負載外，還會增強誤差放大器輸出的的抗噪性。
COMP引腳(電壓放大器輸出)從該引腳到地的外部電路補償系統的電壓迴路。由系統設計者來設計並由系統的技術規範來規定這種補償。這是電壓誤差放大器的輸出，並且補償網絡將規定所述的軟啟動時間。也可通過將該引腳經由外部電路接地來利用該引腳實現轉換器的關閉特徵。
GATE引腳這是所述IC的柵極驅動輸出。在內部限制該驅動電壓的最大值為18V，並且通過所匹配的上升和下降時間來提供±1.5A峰值的驅動電流。
FREQ引腳這是用戶可編程的頻率引腳。從該引腳到COM引腳的外部電阻對頻率進行編程。所述器件的可操作的開關頻率範圍為50kHz-200kHz。
ISNS引腳(電流感應輸入)該引腳是反相的電流檢測輸入和峰值電流限制引腳。該引腳的電壓通過系統電流檢測電阻所檢測的負壓降，代表平均的電感器電流，由電流檢測放大器對其進行放大。在該電壓到達基準電壓的瞬間，驅動脈衝被終止，從而提供「逐周期」的保護。如果比較器的輸入電壓下降到閾值電壓以下，則在下一個時鐘周期使驅動脈衝復位。該保護電路包含了跟隨比較器的前沿消隱電路，以提高保護過程的抗噪性。所述電流檢測放大器的輸出也被饋送到求和放大器的反相輸入端，其中求和放大器將所述輸出電壓誤差放大器的輸出與電流檢測放大器的輸出相加，由等式Vm＝k·IS·RS來表示求和放大器的輸出電壓。
其中Vm＝誤差放大器的輸出電壓IS＝平均的電感器電流RS＝系統的電流檢測阻抗VCC引腳該引腳是所述IC的電源電壓引腳。該引腳是欠電壓關斷電路的檢測節點。可通過將該引腳的電壓降到最小關斷閾值電壓以下來關斷所述IC而不會對其造成損害。該引腳在內部未被箝位。
OVP引腳該引腳是過電壓保護比較器的輸入引腳，其閾值在內部可編程設置為VREF的106％，其對應106％的正常輸出電壓的閾值。電阻分壓器從輸出電壓到COM引腳提供該引腳，並且只要超過該閾值，就將阻止柵極驅動。例如，該引腳的電壓水平降低到引腳的閾值以下時，正常的操作重新開始，(存在滯後)。該引腳也用來通過將電壓水平降到0.5V(典型值)以下來激活所述IC的「休眠」模式。
D.工作狀態圖31是示出工作狀態和以及狀態之間轉換的流程圖。更具體地UVLO模式當AC線電壓從0伏增加時，所述IC保持為UVLO狀態，直到VCC引腳的電壓超過VCC開啟閾值電壓VCC ON時。在IC保持在UVLO狀態中期間，柵極驅動電路是非活動的，並且所述IC抽取ICCSTNDBY的靜態電流。只要所述IC的電源電壓滿足VCC＜VCCUVLO的條件，都可從任何其他的工作模式轉換到所述UVLO模式。圖32是Vcc UVLO模式的時序圖。
備用模式如果電源電壓已超過VCC ON並且VFB引腳的電壓低於VREF的20％，則所述IC進入備用模式。在該模式下，振蕩器一直工作，並且所有的內部電路都被偏置，但是柵極是非活動的，並且所述IC抽取ICC STNDBY。除OVP狀態之外，可以從任何其他的操作狀態轉換到該狀態。當工作在正常模式下時或者在峰值電流限制故障的條件期間，只要VFB引腳的電壓減少到VREF的50％，則所述IC進入備用狀態；或者在軟啟動模式下操作時，只要VFB引腳的電壓減少到VREF的20％，則所述IC進入備用狀態。在過溫度故障的條件下，也會進入該狀態。
軟啟動模式一旦VCC電壓超過了VCC ON並且VFB引腳的電壓超過了VREF的20％，則激活該狀態。軟啟動的時間被定義為負載周期從0線性增加到最大值所需要的時間，其取決於用於對從COMP引腳到COM的電壓迴路進行補償所選擇的值。在整個軟啟動周期中，電壓誤差放大器的輸出(COMP引腳)通過補償網絡來充電。這就迫使該節點的電壓線性上升，從而迫使柵極驅動負載周期的電壓從0開始線性增加。該受控的負載周期的增加減少了在輸入電流的幅度線性增加的條件下系統啟動期間的系統元件的壓力。
正常模式一旦所述軟啟動轉換完成，則認為所述IC進入正常的操作模式。在該時刻，將開啟所述柵極驅動並且所述IC將從電源電壓中抽取ICCAG的最大值。如果由於故障而導致關閉(將激活保護電路)，或者如果電源電壓降到VCC UVLO的UVLO關閉閾值以下，則所述器件將啟動另一個軟啟動序列。
故障保護模式當任何保護電路被激活時，故障模式將被激活。所述IC保護電路包括電源電壓的欠電壓鎖定(UVLO)，輸出過電壓保護(OVP)，開環保護(OLP)，輸出欠電壓保護(OUV)以及峰值電流限制保護(IPK LIMIT)。
參見OLP模式、軟啟動模式、正常模式、OVP模式、靜止模式以及OUP模式的時序圖33。
休眠模式通過將OVP引腳降到0.7V(典型值)以下來啟動休眠模式。在該模式下，所述IC基本上是關閉的，並且抽取非常少的靜態電源電流。
E.總述所述控制IC旨在用於在連續傳導模式的固定頻率下進行功率因數校正操作的升壓轉換器。所述IC基本上工作在兩個迴路中內部電流迴路和外部電壓迴路。內部電流迴路速度快而可靠，並且不需要輸入電壓的檢測來生成電流基準。內部電流迴路基於脈寬調製器的負載周期對輸入線電壓的依賴，而維持平均輸入電流的正弦曲線外形，以確定模擬輸入線電流。從而，電流迴路使用嵌入的輸入電壓信號來控制平均輸入電流跟隨輸入電壓。只要在保持連續傳導模式下操作，則該過程就是真實的。假設電感器的電感是有限的，當線周期向零交叉點移動以及所述轉換器在非常輕的負載情況下工作時，電流波形會有一些失真。在上述兩種工作條件下，合成的諧波電流將會在EN61000-3-2的D類說明範圍內，因此也就不成問題了。外部電壓迴路控制升壓轉換器的輸出電壓，而輸出電壓誤差放大器在其輸出端產生電壓，其直接控制積分器斜坡(integrator ramp)的斜率，從而控制平均輸入電流的幅度。兩個控制元件一起控制輸入電流的幅度和形狀，以便輸入電流能與輸入電壓成比例並與輸入電壓同相位。所述IC採用保護電路，以在預期的應用中的提供穩定的工作，並且防止系統級的過電流、過電壓、欠電壓以及輸入低電壓情況。
IC電源UVLO電路監控VCC引腳，並保持柵極驅動信號的非活動狀態，直到VCC引腳的電壓達到UVLO的開啟閾值電壓VCC ON的時刻。如果VFB引腳的電壓大於VREF的20％，則只要VCC的電壓超過該閾值，在軟啟動功能的控制下將開始開啟所述柵極驅動，其將會逐漸允許脈衝寬度朝著輸出電壓誤差放大器所要求的最大值而增加。如果VCC引腳的電壓降到UVLO的關閉閾值電壓VCC UVLO以下，則中斷柵極驅動，並且必須再次超過開啟閾值電壓以重新開始該過程並進入軟啟動模式。
軟啟動軟啟動過程控制輸出電壓誤差放大器的上升速率，以便線性地控制作為時間的函數的漸增的負載周期。軟啟動時間基本上由所選擇的電壓誤差放大器的補償元件來控制，並且用戶可以在一定程度上基於所期望的迴路交叉頻率對其進行編程。
頻率選擇設計振蕩器以便由FREQ引腳的外部電阻對所述IC的開關頻率進行編程。基於所選擇的電阻值，振蕩器的設計包括最小值/最大值限制，以便最小的和最大的工作頻率落在50-200kHz範圍內。
柵極驅動柵極驅動的輸出可以是具有足夠的驅動能力的圖騰柱(totempole)驅動器(例如IRFB22N60C3或等同的元件)，以有效地驅動典型應用的功率開關。
儘管根據本發明的具體實施方案來描述了本發明，但是其他的變化、修改和應用對於本領域的技術人員來講都是顯而易見的。因此，本發明並不受到本文特定公開的限制。
權利要求
1.一種無橋路PFC升壓轉換器，包括升壓電感器，具有連接至第一AC輸入端的第一端和連接至第一接點的第二端，所述第一接點限定在第一二極體的陽極和第一開關的第一端之間；所述第一開關的第二端，連接至公用線；電容和負載的並聯電路，連接在所述第一二極體的陰極和所述公用線之間；第二二極體和第二開關的串聯電路，連接在所述第一二極體的陰極和所述公用線之間；第二AC輸入端，連接至在所述第二二極體的陽極和所述第二開關之間限定出的第二接點；以及控制電路，其被連接用於控制所述第一開關和第二開關，以對輸送給所述負載的功率進行功率因數校正。
2.如權利要求1所述的無橋路PFC升壓轉換器，其中，所述第一開關和第二開關是雙向開關。
3.如權利要求2所述的無橋路PFC升壓轉換器，其中，所述雙向開關是雙向MOSFET。
4.如權利要求2所述的無橋路PFC升壓轉換器，其中，所述雙向開關是GaN器件。
5.如權利要求1所述的無橋路PFC升壓轉換器，進一步包括連接在所述第二AC輸入端和所述第二接點之間的另一個升壓電感器。
6.如權利要求5所述的無橋路PFC升壓轉換器，進一步包括由第三二極體和第三開關組成的串聯電路，與所述第一二極體、第一開關以及所述第二二極體和第二開關相併聯；以及第三升壓電感器，連接在第三AC輸入端和第三接點之間，所述第三接點限定在所述第三開關和所述第三二極體的陽極之間。
7.如權利要求1所述的無橋路PFC升壓轉換器，其中，所述第一開關和所述第二開關是MOSFET，其每一個具有各自的體二極體，所述體二極體的陰極連接至所述第一接點和所述第二接點中相應的一個。
8.如權利要求7所述的無橋路PFC升壓轉換器，其中，所述MOSFET各自具有一對主端子，所述一對主端子分別連接至所述公用線以及所述第一接點和所述第二接點中相應的一個；以及柵極端子，連接至所述控制電路。
9.如權利要求7所述的無橋路PFC升壓轉換器，其中，所述控制電路採用單周控制，其中，所述第一開關和第二開關是響應在所述第一開關和第二開關以及所述第一二極體和第二二極體中的電流而受控的。
10.如權利要求7所述的無橋路PFC升壓轉換器，其中，所述控制電路採用單周控制，其中，所述第一開關和第二開關是響應所述第一開關和第二開關中的電流以及所述負載上的輸出電壓而受控的。
11.如權利要求7所述的無橋路PFC升壓轉換器，其中，所述控制電路採用單周控制，其中，所述第一開關和第二開關是響應所述負載上的輸出電壓以及所述升壓電感器中的峰值電流而受控的。
12.如權利要求1所述的無橋路PFC升壓轉換器，其中，所述控制電路採用單周控制，其中，所述第一開關和第二開關是響應所述第一開關和第二開關中以及所述第一二極體和第二二極體中的電流而受控的。
13.如權利要求1所述的無橋路PFC升壓轉換器，其中，所述控制電路採用單周控制，其中，所述第一開關和第二開關是響應所述第一開關和第二開關中的電流以及所述負載上的輸出電壓而受控的。
14.如權利要求1所述的無橋路PFC升壓轉換器，其中，所述控制電路採用單周控制，其中，所述第一開關和第二開關是響應所述負載上的輸出電壓和所述升壓電感器中的峰值電流而受控的。
全文摘要
無橋路升壓電路結構通過消除輸入整流器橋路的固有損耗，而減小了現有PFC系統的功率消耗、成本以及尺寸。不需要通過控制器來檢測輸入線電壓。使用單周控制(One Cycle Control，或者Single Cycle Control)使得能夠實現功率因數校正功能，而無需複雜的整流網絡來獲得AC線電壓基準。使用雙向開關使得能夠控制浪湧電流(由於對輸出大電容的充電而形成的啟動過電流)，這使得能夠不使用過電流限制器件，並且降低對二極體過載能力的需求。將升壓轉換器移動到系統輸入端能夠增加額外的濾波功能，並且降低輸入EMI濾波的成本。
文檔編號H02M3/24GK1864319SQ200480028754
公開日2006年11月15日 申請日期2004年9月30日 優先權日2003年10月1日
發明者馬爾科·索爾達諾 申請人:國際整流器公司