數位訊號處理裝置和數位訊號處理方法

2023-07-06 08:14:26 3

專利名稱：數位訊號處理裝置和數位訊號處理方法
技術領域：
本發明涉及數位訊號處理裝置和數位訊號處理方法，更具體地說，本發明涉及輸入delta sigma(Δ∑)調製的數字音頻信號的數位訊號處理裝置和數位訊號處理方法。
背景技術：
Δ∑調製的高速1比特音頻信號與用於傳統數字音頻的數據的格式(例如，採樣頻率為44.1kHz，並且數據字長為16比特)相比具有非常高的採樣速率和較短的數據字長(例如，採樣頻率是44.1kHz的64倍，並且數據字長為1比特)，並且具有寬傳輸頻率帶寬的特徵。此外，與Δ∑調製調製的1比特信號的64倍的過採樣相比，在低頻音頻帶寬中，可以確保高動態範圍。這一特徵可以被應用到高音質的記錄器或數據傳輸。
Δ∑調製電路自身並不是特別新的技術，但是由於電路配置適於集成電路製造，並且可以相對簡單地獲得AD轉換的精度，所以這是迄今為止頻繁用於AD轉換器內部等的電路。此外，通過將Δ∑調製後的信號經過簡單模通濾波器(analog pass filter)，可以將該信號轉換回模擬信號。
有時，為了在再現超級音頻CD的多聲道時實現適於各種試聽環境或試聽裝備和材料，數位訊號處理(數位訊號處理器DSP)和數字環繞處理(數字環繞處理器DSP)變得必不可少。例如，在不能實現低頻音質的小尺寸揚聲器和亞低音揚聲器組合時，低頻分量被從其移除之後的信號被輸出到小尺寸揚聲器，而只有低頻分量通過混頻各個聲道而被輸出到亞低音揚聲器。因此，需要使用濾波器、混頻器等的信號處理。
迄今為止，為了對例如通過Δ∑調製獲得的1比特音頻信號進行數位訊號處理(DSP)，實際上，針對每個功能執行DSP處理。因此，每次都生成重量化噪聲，從而使其音質下降。
此外，在圖1A示出的數位訊號處理器120中，在用Δ∑調製獲得的1比特音頻信號的輸入信號X1和其低頻分量已通過LPF 121的1比特音頻信號的輸入信號X0被混頻器122混頻的情形中，由於通過LPF 121而引入了對輸入信號X0的時延。
不用說，由LPF 121取出的低頻分量被例如圖2示出的結構的五次重Δ∑調製器124重量化。另外，由混頻器122混頻的音頻信號被圖2示出的三次重Δ∑調製器125重量化。此外，混頻處理之後的信號被衰減器126通過對增益進行控制來進行衰減處理之後的輸出也被圖2示出的三次重Δ∑調製器125重量化。
因此，當觀察圖1B中的量化後的噪聲電平時，由LPF 121在濾波時的重Δ∑調製所導致的重量化噪聲、由混頻器122在混頻時的重Δ∑調製所導致的重量化噪聲、以及由衰減器123在增益控制時的重Δ∑調製所導致的重量化噪聲被施加到輸入信號X1和輸入信號X0所具有的原始量化噪聲電平上，從而增加了重量化噪聲。
此外，在圖3A示出的數位訊號處理器130中，即使高頻分量已通過了HPF 132的輸入信號X1和低頻分量已通過了LPF 131的輸入信號X0被混頻器133混頻時，由HPF 132取出的高頻分量也被圖2示出的重Δ∑調製器重量化。由LPF 131取出的低頻分量也被圖2示出的重Δ∑調製器重量化。此外，由混頻器133混頻後的音頻信號也被重Δ∑調製器重量化。混頻處理之後的信號被衰減器134通過對增益進行控制來進行衰減處理之後的輸出也被重Δ∑調製器重量化。
因此，當觀察圖3A中的量化噪聲電平時，由LPF 131和HPF 132在濾波時的重Δ∑調製所導致的重量化噪聲、由混頻器133在混頻時的重Δ∑調製所導致的重量化噪聲、以及由衰減器134在增益控制時的重Δ∑調製所導致的重量化噪聲被施加到輸入信號X1和輸入信號X0所具有的原始量化噪聲電平上，從而增加了量化噪聲。
為了解決此問題，最理想的方法就是將所有這些過程作為DSP處理來執行，在此情形中，只由一個Δ∑調製器重量化一次。用一次Δ∑調製來調節並混頻增益的方法非常簡單。下面的非專利文獻1和2每個都描述了1比特數字濾波器。
非專利文獻1Casey，N.M和Angus，J.A.S，「One Bit DigitalProcessing of Audio Signals」，Proc.Audio Eng.Soc.，95th AES Convention1993，紐約。
非專利文獻2Casey，N.M，「One Bit Digital Processing of AudioSignals」，MSc Thesis，Department of Electronics，University of York，1933年10月。

發明內容
當濾波器的頻率特徵不同，並且被混頻到多個輸入時，就難以對不同頻率特徵的輸入進行混頻，並且難以控制增益，並且其未被具體澄清。
因此，期望提供一種數位訊號處理裝置和數位訊號處理方法，這種裝置和方法可以一次批處理執行混頻和增益控制等，同時基於在非專利文獻1和2中所述的1比特數字濾波器，在只重量化一次的情況下將不同濾波器的頻率特徵混頻到多個輸入信號。
根據本發明，提供了一種數位訊號處理裝置，用於通過對多個輸入信號執行Δ∑調製過程來輸出1比特數位訊號，所述裝置包括多個積分裝置；多個前饋算術裝置，用於向多個積分裝置中的每一個提供基於獨立於每個輸入信號的前饋係數計算出的算術結果；量化裝置，用於對從多個積分裝置中的一個輸出的積分輸出進行量化；多個反饋算術裝置，用於向多個積分裝置中的每一個提供通過基於獨立反饋係數對從所述量化裝置輸出的量化數據進行計算而獲得的算術結果；和混頻裝置，用於將前級積分裝置的輸出、前饋算術裝置的輸出和反饋算術裝置的輸出混頻，並且將所混頻的結果提供給後級積分裝置。
根據本發明，提供了一種數位訊號處理裝置，用於通過對多個輸入信號執行Δ∑調製過程來輸出1比特數位訊號，其中，所述數位訊號處理裝置通過使用近似獲得的多個系統的前饋係數和反饋係數利用Δ∑調製器來執行使這多個輸入信號具有不同頻率特徵的至少一個濾波功能，以及將每個都具有由於該至少一個濾波功能所導致的不同頻率特徵的多個信號混頻的混頻功能，所述Δ∑調製器包括積分裝置，其具有多個積分器；量化裝置，用於對來自積分裝置的積分輸出執行量化處理；多個前饋算術裝置，用於通過使用與多個信號對應的多個系統的前饋係數對這多個輸入信號執行算術處理，並將算術結果提供給積分裝置；和多個反饋算術裝置，用於使用反饋係數來對來自量化裝置的量化輸出執行算術處理，以將算術結果反饋回所述積分裝置。
所述Δ∑調製器包括對應於多個輸入信號的個數的∑部分，以及一個Δ部分。所述Δ∑調製器還執行用於控制增益的增益控制功能。此外，近似獲得的多個系統的前饋係數和反饋係數被寫入在存儲裝置中，並且其值被利用控制信號加載到Δ∑調製器的係數。
根據本發明，提供了一種數位訊號處理方法，用於對多個輸入信號執行Δ∑調製過程來輸出1比特數位訊號，其中，所述數位訊號處理方法通過使用近似獲得的多個系統的前饋係數和反饋係數利用下述步驟來執行使這多個輸入信號具有不同頻率特徵的至少一個濾波功能，以及將每個都具有由於該至少一個濾波功能所導致的不同頻率特徵的多個信號混頻的混頻功能，所述步驟包括積分步驟，用於使用多個積分器對多個輸入信號執行積分處理；量化步驟，用於對來自積分步驟的積分輸出執行量化處理；多個前饋算術步驟，用於通過使用與多個信號對應的多個系統的前饋係數對這多個輸入信號執行算術處理，並將算術結果提供給積分步驟；和多個反饋算術步驟，用於使用反饋係數來對來自量化步驟的量化輸出執行算術處理，以將算術結果反饋回積分步驟。
因此，該數位訊號處理方法包括第一傳輸函數計算步驟，用於計算使多個輸入信號具有不同頻率特徵的至少一個濾波功能的傳輸函數；第二傳輸函數計算步驟，用於計算3重噪聲整形器的傳輸函數；第一近似係數計算步驟，用於利用對應於多個輸入信號的個數的∑步驟來計算對應於前饋係數的近似係數；第二近似係數計算步驟，用於利用一個Δ步驟來計算對應於反饋係數的近似係數；前饋係數計算步驟，用於根據利用第一近似係數計算步驟計算出的第一近似係數來計算前饋係數；和反饋係數計算步驟，用於根據利用第二近似係數計算步驟計算出的第二近似係數來計算反饋係數。該數位訊號處理方法還執行控制增益的增益控制功能。
根據本發明，當執行諸如濾波過程、混頻過程、衰減過程等的DSP處理的同時保持1比特時，批處理被執行。由於只生成一次量化噪聲，所以，與現有技術相比，可以保持足夠高的S/N比，並且可以確保更高的音質。
此外，在傳統的結構示例中，當一個輸入信號的低頻分量與其他輸入信號被混頻時，該一個輸入信號經過重Δ∑調製器，從而生成延遲，然後與該延遲混頻。然而，由於執行一次重Δ∑過程，所以本發明具有在沒有延遲的情況下執行混頻的效果。


圖1A和圖1B是示出了傳統示例的數位訊號處理裝置的結構和量化噪聲電平的視圖；圖2是示出了對應於圖1示出的數位訊號處理裝置的每個部分的Δ∑調製器的結構的視圖；圖3A和圖3B是示出了傳統示例的數位訊號處理裝置的結構和量化噪聲電平的視圖；圖4A和圖4B是示出了第一實施例的數位訊號處理裝置的結構和量化噪聲電平的視圖；圖5是兩個系統輸入的Δ∑調製器的實施例的結構視圖；圖6是實現∑部分和Δ部分的視圖；圖7是X0(z-1)∑部分的輸入/輸出框圖；圖8是示出了x04→y0的結構的框圖；圖9是示出了x03→y0的結構的框圖；圖10是解釋Δ部分的傳輸功能Hd的視圖；圖11A和圖11B是示出了第二實施例的數位訊號處理裝置的結構和量化噪聲電平的視圖；圖12是示出了兩個輸入系統的Δ∑調製器的實施例的視圖；圖13是示出了具有n個系統輸入的算術係數發生器的Δ∑調製器的實施例的視圖；圖14是具有局部反饋系統的Δ∑調製器的結構視圖。
具體實施例方式
下面將描述實現本發明的最佳模式。第一實施例是包括重Δ∑調製器的數位訊號處理裝置，所述重Δ∑調製器用於將利用delta sigma(Δ∑)調製獲得的多個輸入信號(例如，2個輸入信號X0和X1)中的不同的頻率特徵結合來對它們進行混頻，還用於同時控制增益，並且用於執行重Δ∑調製過程。
圖4A和圖4B示出了第一實施例的數位訊號處理裝置10的結構和量化噪聲電平。圖4A中的重Δ∑調製器11包括用於通過用Δ∑調製獲得的1比特音頻信號的輸入信號X0的低頻分量的LPF處理器12，用於將利用Δ∑調製獲得的1比特音頻信號的輸入信號X1與經過LPF處理器12的輸入信號X0的低頻分量混頻的混頻器(MIX)13，和用於控制混頻器13混頻輸出的增益的衰減器(ATT)14，並且這些濾波過程、混頻過程和衰減過程都用批處理執行。
通過採用圖4A示出的結構，數位訊號處理裝置10在重Δ∑調製器11中具有LPF功能、混頻功能和衰減功能，即使在濾波器的頻率特徵不同並且被混頻時，其也可以容易地對具有不同頻率特徵的輸入進行混頻，並且容易地控制增益。
由於重Δ∑調製器11執行LPF功能、混頻功能和衰減功能時只重量化一次，所以重量化噪聲也只產生一次。因此，如圖4B所示，當觀察量化噪聲電平時，只有一次重量化噪聲被施加到包含在輸入信號X1和輸入信號X0中的原始量化噪聲電平上。
因此，與現有技術相比，數位訊號處理裝置10可以保持足夠高的S/N比，並且可以確保較高的音質。此外，在傳統的數位訊號處理裝置中，當輸入信號X0的低頻分量與輸入信號X1被混頻時，由於經過重Δ∑調製器而導致輸入信號X0被延遲。然而，在本發明中，由於一次執行該重Δ∑調製過程，所以在沒有延遲的情況下，輸入信號X0的低頻分量與輸入信號X1被混頻。
在下文中，將詳細描述用在數位訊號處理裝置10中的重Δ∑調製器11的結構和操作，在圖4A和圖4B中示意性地示出了其結構。圖5是兩個系統輸入的Δ∑調製器的實施例。該Δ∑調製器11具有由二階IIR濾波器部分(X0系統)、平坦的頻率特徵(X1系統)和3重噪聲整形器定義的係數。
下面將描述這種Δ∑調製器11的結構。如圖5所示，Δ∑調製器11包括具有稍後將描述的5個積分器21、22、23、24和25的積分部分，以及用於對來自該積分部分的積分輸出進行量化的量化器26。前兩個積分器21和22組成了二階IIR濾波器部分。從第三級到最後級的積分器23、24和25組成了3重噪聲整形器。
兩個前饋系統的係數算術單元39到50被設置在5個積分器21到25和量化器26的前級，其用於分別將兩個系統輸入信號X0和X1與後面將描述的兩個系統的前饋係數b0i(i為0、1、2、3、4和5)和b1i(i為0、1、2、3、4和5)相乘，然後通過加法器27到38輸入到積分器21到25和量化器26。
此外，反饋系統係數算術單元56到60被布置在5個積分器21到25的前級，其用於將後面將描述的一個系統的反饋係數ai(i為0、1、2、3和4)與量化器26的輸出相乘，然後通過加法器51到55輸入到積分器21到25。
例如，第一積分器21的前級的加法器27、28和51被如此布置，以使加法器51被連接在加法器27和加法器28之間，從而形成加法器27、51和28這樣的順序，其中，加法器51用於加上通過將反饋係數a0與量化器26的輸出相乘所獲得的係數算術單元56的輸出，加法器27用於加上通過將前饋係數b10與輸入信號X1相乘所獲得的係數算術單元39的輸出，加法器28用於加上通過將前饋係數b00與輸入信號X0相乘所獲得的係數算術單元40的輸出。直到第五積分器25，前級的各個加法器的布置都是類似的。在量化器26的前級處，加法器38被連接到加法器37，其中，加法器38用於加上通過將前饋係數b05與輸入信號X0相乘所獲得的係數算術單元50的輸出，加法器37用於加上通過將前饋係數b15與輸入信號X1相乘所獲得的係數算術單元49的輸出。此外，積分器21到25的積分輸出通過各個加法器28、30、32、34和36被返回到輸入側。
係數算術單元39到50對兩個系統輸入信號X0和X1執行類似於濾波過程、混頻過程或增益控制過程的操作，並且用於各個操作控制過程的前饋係數b0i、b1i從外部存儲器被載入，將在後面對此進行描述。
係數算術單元39到50利用前饋係數b0i、b1i對兩個系統輸入信號X0和X1計算出的各個算術輸出被提供給各個積分器21到25的加法器27到36。
量化器26在加法器38的相加後的輸出處執行量化過程，將量化輸出提供給輸出端61，並且將該量化輸出反饋回係數算術單元56到60。
在量化後的輸出被反饋回各個積分器21到25時，各個係數算術單元56到60從外部存儲器加載反饋係數ai，將在後面對此進行描述。係數算術單元56到60的算術輸出被提供給設置在各個積分器21到25之前的加法器51到55，並且反饋回各個積分器。
然後，將獲得上述自圖5的結構到輸入/輸出的傳輸函數。更具體地說，圖5的結構被用近似線性系統替換，從而獲得該系統中的輸入/輸出傳輸函數。當輸入為X0(z-1)和X1(z-1)時，量化噪聲為N(z-1)，並且輸出為Y(z-1)，圖5示出的Δ∑調製器可以看作被劃分為圖6示出的∑部分70和Δ部分73。在圖6中，∑部分70包括通過輸入X0(z-1)的∑X0系統71，以及通過輸入X1(z-1)的∑X1系統72。
∑X0系統71包括5個積分器21到25；用於將前饋係數b0i與輸入X0(z-1)相乘的係數算術單元40、42、44、46、48和50；提供有各個係數算術單元40、42、44、46和48的算術輸出的加法器28、30、32、34和36；以及用於加上係數算術單元50的算術輸出的加法器38。
∑X1系統72包括5個積分器21到25；用於將前饋係數b1i與輸入X1(z-1)相乘的係數算術單元39、41、43、45、47和49；用於將各個係數算術單元39、41、43、45、47和49的算術輸出加到積分器21到25並接收各個積分器的輸出的加法器27、29、31、33和35；以及用於加上係數算術單元49的算術輸出的加法器37。
此外，Δ部分73包括5個積分器21到25；用於將反饋係數ai與來自加法器74的∑X0系統71的輸出和∑X1系統72的輸出(將在後面描述)、以及量化噪聲N(z-1)相乘的係數算術單元56到60；用於將各個係數算術單元56到60的算術輸出加到各個積分器21到25並接收各個積分器的輸出的加法器51到55。此外，Δ部分73還包括接收各個積分器21到25的輸出的加法器28、30、32、34和36。向Δ部分73提供有通過加法器74提供的∑X0系統71的輸出和∑X1系統72的輸出，以及量化噪聲N(z- 1)。
當概括上述結構時，輸入X0(z-1)和輸入X1(z-1)經過∑部分70和Δ部分73，但是量化噪聲N(z-1)只經過Δ部分73。因此，滿足了下面的方程(1)。
Y(z-1)=g00z-5+g01z-4+g02z-3+g03z-2+g04z-1+g05h0z-5+h1z-4+h2z-3+h3z-2+h4z-1+1X0(z-1)]]>+g10z-5+g11z-4+g12z-3+g13z-2+g14z-1+g15h0z-5+h1z-4+h2z-3+h3z-2+h4z-1+1X1(z-1)]]>+(z-1)-5h0z-5+h1z-4+h2z-3+h3z-2+h4z-1+1N(z-1)---(1)]]>參考圖7示出的X0(z-1)的∑部分70的輸入/輸出模塊，將參考∑X0系統(即，∑部分70的輸入X0(z-1)系統)描述從輸入到輸出的傳輸函數。當考慮輸入系統被劃分為x00到x05時，X0(z-1)的傳輸函數Hs0(z-1)被下面的方程(2)給出。

Hs0(z-1)=Y0(z-1)X0(z-1)=Hx05y0(z-1)+Hx04y0(z-1)+Hx03y0(z-1)]]>+Hx02y0(z-1)+Hx01y0(z-1)+Hx00y0(z-1)---(2)]]>然而，例如，Hx05→y0(z-1)表示x05→y0的傳輸函數。Hx04→y0(z-1)表示x04→y0的傳輸函數。類似地，Hx01→y0(z-1)表示x01→y0的傳輸函數。
然後，當各個傳輸函數被順序導入時，首先x05→y0的傳輸函數變為下面的方程(3)。
Hx05→y0(z-1)＝b05...(3)此外，x04變為如圖8的框圖中所示。即，係數算術單元48將前饋係數b04與輸入X0(z-1)相乘，然後通過加法器36輸入到積分器25，並返回到加法器36。因此，x04→y0的傳輸函數Hx04→y0(z-1)變為下面的方程(4)。
類似地，x03變為如圖9所示。即，係數算術單元46將前饋係數b03與輸入X0(z-1)相乘，然後通過加法器34輸入到積分器24，並返回到加法器34，進一步通過加法器36輸入到積分器25，並且返回到加法器36。因此，X03→y0的傳輸函數Hx03→y0(z-1)變為下面的方程(5)。
Hx03y0(z-1)=b03z-2(1-z-1)-2---(5)]]>在下文中，x02→y0的傳輸函數Hx02→y0(z-1)、x01→y0的傳輸函數Hx01→y0(z-1)，x00→y0的傳輸函數Hx00→y0(z-1)分別變為方程(6)、(7)和(8)。
Hx02y0(z-1)=b02z-3(1-z-1)-3---(6)]]>[方程7]Hx01y0(z-1)=b01z-4(1-z-1)-4---(7)]]>[方程8] 當上述方程(3)到(8)的傳輸函數被代入方程(2)時，獲得下面的方程(9)。
Y0(z-1)={b05b04z-1(1-z-1)-1+b03z-2(1-z-1)-2+b02z-3(1-z-1)-3+b01z-4(1-z-1)-4+b00z-5(1-z-1)-5}X0(z-1)---(9)]]>這裡，在方程(9)中，當Y(z-1)＝{Hb0(z-1)/(1-z-1)-5}×X0(z-1)被替換時，獲得了下面的方程(10)。
Hb0(z-1)＝b05+(b04-5b05)z-1+(b03-4b04+10b05)z-2+(b02-3b03-6b04-10b05)z-3+(b01-2b02+3b03-4b04+5b05)z-4+(b00-b01+b02-b03+b04-b05)z-5
...(10)類似地，當X1(z-1)中的傳輸函數HS1(z-1)＝{Hb0(z-1)/(1-z-1)-5}被替換時，獲得了下面的方程(11)。
Hb1(z-1)＝b15+(b14-5b15)z-1+(b13-4b14+10b15)z-2+(b12-3b13-6b14-10b15)z-3+(b11-2b12+3b13-4b14+5b15)z-4+(b10-b11+b12-b13+b14-b15)z-5...(11)另一方面，量化噪聲N(z-1)的傳輸函數HΔ(z-1)是基於用於給出圖10示出的傳輸函數的結構的輸入X0(z-1)系統的傳輸函數，∑X1系統72的傳輸函數Hs1，以及Δ部分的傳輸函數Hd，因此，變為HΔ(z-1)＝1/(1-Hd(z-1))。圖10示出了用於給出係數算術單元75、76和77的各自的輸入的傳輸函數的結構。
從圖6和圖10，由於Hd(z-1)和Hs0(z-1)之間的關係等同於當b00到b04和a0到a4被替換時b05＝0的電路，所以獲得了下面的方程(12)。
H(z-1)=11-Hs0(z-1)=(1-z-1)-5(1-z-1)-5-Hb0(z-1)---(12)]]>此外，當用Ha0(z-1)替換了HΔ(z-1)的分母時，獲得了下面的方程(13)。
Ha0(z-1)＝1-(-5-a4)z-1+(10-a3+4a4)z-2+(-10-a2+3a3-6a4)z-3+(5-a+2a3-3a4+4a4)z-4+(1-a0+a1-a2+a3-a4)z-5...(13)為了從前面的描述獲知g00到g05、g10到g15、h0到h4與b00到b05、b10到b15、以及a0到a4之間的關係，根據方程(1)、(9)、(10)和(13)對z的多項式的係數進行比較，從而獲得下面的方程(14)、(15)和(16)。
g05=b05g04=b04-5b05g03=b03-4b04+10b05g02=b02-3b03-4b04-10b05g01=b01-2b02+3b03-4b04+5b05g00=b00-b01+b02-b03+b04-b05---(14)]]>[方程15] [方程16] 從上面的方程(14)、(15)和(16)的結果可知，如果可以獲得用近似線性系統替換的輸入/輸出傳輸函數的方程(1)中的g00到g05、g10到g15、h0to h4，則可以導出圖4A的算術係數的前饋係數b00到b05、b10到b15，以及反饋係數a0到a4。
這樣，基於實際的結構規範示出了導出係數計算的方法。
在圖5所示的結構中，在輸入的X0(z-1)中的頻率特徵中具有作為規範的二階IIR濾波器特徵的系統和在X1(z-1)中不具有二階IIR濾波器的頻率特徵的系統(FLAT型)的輸入X0(z-1)、X1(z-1)被混頻，並且同時執行增益控制。為了實現二階IIR濾波器，當二階IIR濾波器的傳輸函數被設置為Hiir(z-1)時，獲得了下面的方程(17)。
Hiir(z-1)=r0+r1z-1+r2z-21+s1z-1+s2z-2---(17)]]>此外，為了實現3重噪聲整形器，當3重噪聲整形器的傳輸函數被設置為Hns(z-1)時，獲得了下面的方程(18)。
Hns(z-1)=(1-z-1)-3(1+p1z-1+p2z-2)(1-p3z-1)---(18)]]>當從輸入信號輸入的信號的高頻分量(例如，X0(z-1)、X1(z-1)等)被輸入到Δ∑部分時，操作變得不穩定。當用來移除高頻分量的級聯LPF濾波器的傳輸特徵被設置為Hcas(z-1)時，獲得了下面的方程(19)。
Hcas(z-1)＝(1+z-1)-3...(19)在輸入之一的X0(z-1)中的LPF濾波器的頻率特徵中，考慮了圖4A與IIR濾波器特徵、噪聲整形器特徵、級聯LPF濾波器特徵之間的關係。在圖6的∑部分70中，為了實現級聯LPF濾波器和IIR濾波器的特徵中的零點，可以導出滿足方程(20)的係數g00到g05。
(1+z-1)-3(r0+r1z-1+r2z-2)＝g05+g04z-1+g03z-2+g02z-3+g01z-4+g00z-5...(20)此外，為了從圖6的Δ部分73實現噪聲整形器特徵和IIR濾波器特徵中的極點，可以導出滿足下面的方程(21)的係數h0到h4。
(1+p1z-1+p2z-2)(1-p3z-1)(1+s1z-1+S2z-2)＝1+h4z-1+h3z-2+h2z-3+h1z-4+h0z-5...(21)另一方面，在X1(z-1)中的頻率特徵中，為了不給出IIR濾波器的頻率特徵(為了使頻率特徵平坦)，其應當滿足Hiir(z-1)＝(r0+r1z-1+r2z-2)/(1+s1z-1+s2z-2)＝1。為了實現一次Δ∑調製，由於其應當在X1(z-1)的系統中具有類似於X0(z-1)的Δ部分，所以可以導出滿足下面的方程(22)的係數g10到g15。
(1+z-1)-3(1+S1z-1+S2z-2)＝g15+g14z-1+g13z-2+g12z-3+g11z-4+g10z-5...(22)此外，當執行混頻和增益控制時，X0(z-1)中的混頻值為M0，X1(z-1)中的混頻值為M1，並且增益控制的增益為K。然後，可以使用用g00到g05、g10到g15相乘後變為KM0g00到KM0g05、KM1g10到KM1g15的係數，來代替g00到g05、g10到g15。
根據上述係數導出方法，實現了具有這樣的係數的Δ∑調製器，該係數將在輸入的X0(z-1)中的頻率特徵中具有二階IIR濾波器特徵的系統和在X1(z-1)中不具有二階IIR濾波器的頻率特徵的系統(FLAT型)的輸入X0(z-1)、X1(z-1)混頻，並且同時實現增益控制。
下面將描述第二實施例。第二實施例也是包括重Δ∑調製器的數位訊號處理裝置，所述重Δ∑調製器用於將利用delta sigma(Δ∑)調製獲得的多個輸入信號(例如，2個輸入信號X0和X1)中的不同的頻率特徵結合，對這兩個輸入信號X0和X1進行混頻，還同時控制增益，並且執行重Δ∑調製過程。
在圖11A和圖11B中，示出了第二實施例的數位訊號處理裝置80的結構和量化噪聲電平。重Δ∑調製器81包括用於通過用Δ∑調製獲得的1比特音頻信號的輸入信號X0的低頻分量的LPF 82，用於通過利用Δ∑調製獲得的1比特音頻信號的輸入信號X1的高頻分量的HPF 83，用於將經過LPF 82的輸入信號X0的低頻分量與經過HPF 83的輸入信號X1的高頻分量混頻的混頻器(MIX)84，和用於控制混頻器84混頻輸出的增益的衰減器(ATT)85，並且這些濾波過程、混頻過程和衰減過程都用批處理執行。
通過採用圖11A示出的結構，第二實施例的數位訊號處理裝置80在重Δ∑調製器81中具有LPF功能、HPF功能、混頻功能和衰減功能。即使對於多個輸入濾波器的頻率特徵彼此不同，並且被混頻的情況，具有不同頻率特徵的輸入也可以輕易地被混頻，並且容易地控制增益。
由於重Δ∑調製器81在執行LPF功能、HPF功能、混頻功能和衰減功能時只重量化一次，所以重Δ∑調製器81隻生成重量化噪聲一次。如圖11b所示，當觀察重量化噪聲電平時，只有一次重量化噪聲被疊加到包含在輸入信號X1或輸入信號X0中的原始量化噪聲電平上。
因此，與現有技術相比，數位訊號處理裝置80可以保持足夠高的S/N比，並且可以確保較高的音質。
下面將詳細描述在圖11A中示意性地示出的用在數位訊號處理裝置80中的Δ∑調製器81的結構和操作。圖12示出了兩個系統的輸入的Δ∑調製器的實施例。該Δ∑調製器81具有由用於構成LPF的n0階IIR濾波器部分82(X0系統)、用於構成HPF的n1階IIR濾波器部分83(X1系統)、以及3重噪聲整形器84定義的係數。
下面將描述這種Δ∑調製器81的結構。如圖12所示，在包含在(n0+n1)階IIR濾波器部分82、83中的(n0+n1)片積分器911到91(n-1)的前級處設置有兩個前饋的系統係數算術單元921到92(n-1)和931到93(n-1)，其用於將兩個系統的前饋係數b00到b0(n-1)和b10到b1(n-1)與兩個系統的輸入信號X0和X1相乘，然後通過加法器951到95(n-1)和961到96(n-1)將乘積輸入到各自的積分器。
此外，在包含在3重噪聲整形器84中的3個積分器91n、91(n+1)、和91(n+2)的前級處設置有兩個前饋系統的係數算術單元92n到92(n+2)和93n到93(n+2)，其用於將兩個系統的前饋係數b0n到b0(n+3)和b1n到b1(n+3)與兩個系統的輸入信號X0和X1相乘，然後通過加法器95n到95(n+2)和96n到96(n+2)將乘積輸入到各自的積分器。
此外，反饋系統係數算術單元941到94(n-1)、94n到94(n+2)被布置在濾波器部分82、83和噪聲整形器84的積分器的前級，其用於將一個系統的反饋係數a0到a(n+2)與量化器86的輸出相乘，然後通過加法器將乘積輸入到各自的積分器。
在圖11A示出的結構的Δ∑調製器81中，輸入的X0(z-1)中的頻率特徵具有n0階IIR濾波器的特徵。另一方面，在X1(z-1)中，也提供了n1階IIR濾波器的頻率特徵。在對輸入X0(z-1)、X1(z-1)進行混頻的情形中的係數算術方法將在下面描述。
當此時要實現的n0階IIR濾波器82的傳輸特徵為Hi0(z-1)，且n1階IIR濾波器83的傳輸特徵為Hi1(z-1)時，這些傳輸特徵成為下面的方程(23)。
Hi0(z-1)=k=0k=n0rkz-k1+k=1k=n0skz-kHi1(z-1)=k=0k=n1tkz-k1+k=1k=n1ukz-k---(23)]]>
此外，當期望實現的噪聲整形器具有如方程(18)的3重噪聲整形器的特徵時，傳輸特徵變為下面的方程(24)。
Hns(z-1)=(1-z-1)-3(1+p1z-1+p2z-2)(1-p3z-1)---(24)]]>此外，級聯LPF濾波器的傳輸特徵Hcas(z-1)也類似地變為下面的方程(25)。
Hcas(z-1)＝(1+z-1)-3...(25)為了實現一個Δ∑調製器，由於僅僅Δ部分被共同包括在兩部分中的任一部分中，所以，為了實現噪聲整形器84和兩個IIR濾波器82、83的特徵的極點，可以導出用於滿足下面方程(26)的係數hk{0≤k≤(n0+n1+2)}。
(1+p1z-1+p2z-2)(1-p3z-1)(1+k=1k=n0skz-k)(1+k=1k=n1ukz-k)=1+k=1k=n0+n1+3hn0+n1+3-kz-k---(26)]]>此外，在X0(z-1)中，為了實現消除級聯LPF濾波器和n0階IIR濾波器82的特徵中的零點項以及Δ部分的n1階IIR濾波器83特徵中的極點項，∑部分可以導出滿足下面的方程(27)的係數g0k{0≤k≤(n0+n1+3)}。

(1+z-1)-3(k=0k=n0rkz-k)(1+k=1k=n1ukz-k)=k=0k=n0+n1+3g0[n0+n1+3-k]z-k---(27)]]>類似的，在X1(z-1)中，為了實現消除級聯LPF濾波器和n1階IIR濾波器的特徵中的零點項以及Δ部分的n0階IIR濾波器特徵中的極點項，∑部分可以導出滿足下面的方程(28)的係數g1k{0≤k≤(n0+n1+3)}。
(1+z-1)-3(k=0k=n0tkz-k)(1+k=1k=n1skz-k)=k=0k=n0+n1+3g1[n0+n1+3-k]z-k---(28)]]>如上所述，在第一實施例和第二實施例中，描述了這樣的方法，該方法能夠在多個輸入的一個Δ∑調製器11、81中通過對具有不同頻率特徵的多個輸入進行增益控制來將這多個信號混頻。
如第一實施例中所述，當一類頻率特徵被包含在多個輸入中，而該類頻率特徵對於其他輸入是平坦的時，則可以實現的Δ∑的階數可以是噪聲整形器的階數和這一類IIR濾波器的階數的和。
另一方面，如在第二實施例中所述，當兩類或更多類頻率特徵被提供給多個輸入時可以實現的Δ∑的階數需要某一數目的Δ∑的階數，所述某一數目是通過將噪聲整形器的階數(例如，3)與IIR濾波器的不同階數的總和n0+n1相加獲得的，並且差別在於其規模被放大了。
在第二實施例的輸入的兩個系統中的噪聲整形器的階數為3，但是當然，即使輸入是任意數目，或者即使該階數是任意的，也可以類似地導出算術係數。
有時，在第一和第二實施例中，利用算術係數發生器計算出用於前饋的係數b0到bm以及用於反饋的係數a0到am，並且將其寫入到Δ∑調製器的外部存儲器中，並且利用控制信號等將這些值載入到各個係數算術單元中。其中，「m」是IIR濾波器的階數+噪聲整形器的階數的和。
如圖13所示，算術係數發生器100通過使用規範中的參數來生成係數b0到bm、a0到am，以用於針對n個系統輸入X0...Xn批處理執行濾波、混頻和增益控制。IIR濾波器特徵、噪聲整形器特徵、局部反饋存在與否、採樣頻率等被用作規範中的參數。
算術係數發生器100與時鐘發生器101所生成的時鐘同步地生成係數，並且Δ∑調製器11或81也與該時鐘同步地將係數加載到各個係數算術單元。
因此，Δ∑調製器11將例如存儲在存儲器中的由算術係數發生器100生成的係數b0到bm、a0到am(用於批處理執行濾波、混頻和增益控制)加載到n個系統的輸入X0...Xn，並且可以對它們進行計算。
此外，根據本發明，如圖14所示，具有局部反饋系統的Δ∑調製器110可以類似地導出算術係數。即，在圖14中基於圖5中的結構示出的Δ∑調製器11。第三積分器23的輸入通過係數算術單元111被反饋回第二積分器22的輸入，其中係數算術單元111用於使用該局部反饋計算係數c0。此外，第五積分器25的輸入通過係數算術單元112被反饋回第四積分器24的輸入，其中係數算術單元112用於使用該局部反饋計算係數c0。這種Δ∑調製器110通過提供局部反饋系統，從而提高了可聽波段的特徵。
如上所述，在這些實施例和修改的實施例中，當執行1比特音頻信號的DSP處理時，實際上例如是濾波過程、混頻過程、衰減過程等，批處理被執行，從而只生成一次量化噪聲。因此，與現有技術相比，可以保持足夠高的S/N比，並且可以確保更高的音質。
此外，當在傳統的數位訊號處理裝置中將輸入信號X0的低頻分量與輸入X1混頻時，輸入X0經過重Δ∑調製器而被延遲，然後才被混頻。相反，在第一實施例的數位訊號處理裝置10中，由於只由Δ∑調製器11執行一次重Δ∑調製，所以可以在沒有延遲的情況下執行混頻。
在第一和第二實施例中，已描述了利用使用n階積分部分的重Δ∑調製器組成的數位訊號處理裝置。也可以通過下述過程實現數位訊號處理裝置將基於本發明的數位訊號處理方法的程序存儲到CD-ROM、HDD、其他盤狀記錄介質、半導體記錄介質等中，然後用計算機(例如，工作站、個人計算機等)執行該程序。
下面將描述本發明的數位訊號處理方法。即，該數位訊號處理方法至少執行濾波功能和混頻功能，所述濾波功能使多個輸入信號具有不同的頻率特徵，混頻功能將多個每個都具有由於至少一個濾波功能所導致的不同頻率特徵的信號混頻，這些功能通過下述步驟被執行積分步驟，用於使用多個積分器對輸入信號執行積分步驟；量化步驟，用於對來自積分步驟的積分輸出執行量化處理；多個前饋計算步驟，用於通過使用對應於多個信號的多個系統的前饋係數來對多個輸入信號執行計算處理，並將計算結果提供給積分步驟；以及多個反饋計算步驟，用於使用反饋係數來對來自量化步驟的量化輸出執行計算處理，並將計算結果反饋到積分步驟，然後通過使用近似獲得的多個系統的前饋係數和反饋係數，對多個輸入信號執行Δ∑調製過程來輸出1比特數位訊號。
更具體地說，數位訊號處理方法包括第一傳輸函數計算步驟，用於計算至少一個濾波功能部分的傳輸函數，所述濾波功能部分併入了多個輸入信號中的彼此不同的頻率特徵；第二傳輸函數計算步驟，用於計算3重噪聲整形器的傳輸函數；第一近似係數計算步驟，用於利用對應於多個輸入信號的數目的∑步驟來計算與前饋係數對應的近似係數；第二近似係數計算步驟，利用一個Δ步驟來計算對應於反饋係數的近似係數；前饋係數計算步驟，根據利用第一近似係數計算步驟計算出的第一近似係數來計算前饋係數；反饋係數計算步驟，根據利用第二近似係數計算步驟計算出的第二近似係數來計算反饋係數。此外，用於控制增益的增益控制功能也被執行。
用於實現上述數位訊號處理方法的每個處理序列的程序可以被存儲在上述各種類型的記錄介質中。當這種程序記錄介質被安裝到計算機中時，計算機利用中央處理單元(CPU)通過總線將這些步驟(過程)順序取到工作區中(RAM等)，並且執行該過程來作為數位訊號處理裝置工作。
本領域的技術人員應當理解，取決於設計需求和其他因素，可以作出各種修改、組合和替換，只要它們在所附權利要求及其等同的範圍內。
本發明包含涉及於2004年9月16日提交給日本專利局的日本專利申請JP 2004-270261的主題，其全部內容通過參考結合於此。
權利要求
1.一種數位訊號處理裝置，用於通過對多個輸入信號執行Δ∑調製過程來輸出1比特數位訊號，所述裝置包括多個積分裝置；多個前饋算術裝置，用於向所述多個積分裝置中的每一個提供基於獨立於每個輸入信號的前饋係數計算出的算術結果；量化裝置，用於對從所述多個積分裝置中的一個輸出的積分輸出進行量化；多個反饋算術裝置，用於向所述多個積分裝置中的每一個提供通過基於獨立反饋係數對從所述量化裝置輸出的量化數據進行計算而獲得的算術結果；和混頻裝置，用於將前級積分裝置的輸出、所述前饋算術裝置的輸出和所述反饋算術裝置的輸出混頻，並且將所混頻的結果提供給後級積分裝置。
2.如權利要求1所述的數位訊號處理裝置，還包括對應於所述多個輸入信號的個數的∑部分；以及一個Δ部分。
3.如權利要求1所述的數位訊號處理裝置，還包括通過設置所述係數實現的增益控制功能。
4.一種數位訊號處理裝置，用於通過對多個輸入信號執行Δ∑調製過程來輸出1比特數位訊號，其中，所述數位訊號處理裝置通過使用近似獲得的多個系統的前饋係數和反饋係數利用Δ∑調製器來執行，使所述多個輸入信號具有不同頻率特徵的至少一個濾波功能，以及將每個都具有由於所述至少一個濾波功能所導致的不同頻率特徵的多個信號混頻的混頻功能，所述Δ∑調製器包括積分裝置，其具有多個積分器；量化裝置，用於對來自所述積分裝置的積分輸出執行量化處理；多個前饋算術裝置，用於通過使用與所述多個信號對應的多個系統的前饋係數對所述多個輸入信號執行算術處理，並將算術結果提供給所述積分裝置；和多個反饋算術裝置，用於使用反饋係數來對來自所述量化裝置的量化輸出執行算術處理，以將算術結果反饋回所述積分裝置。
5.如權利要求4所述的數位訊號處理裝置，其中，所述Δ∑調製器包括對應於所述多個輸入信號的個數的∑部分，以及一個Δ部分。
6.如權利要求4所述的數位訊號處理裝置，其中，所述Δ∑調製器還執行用於控制增益的增益控制功能。
7.如權利要求4所述的數位訊號處理裝置，其中，所述近似獲得的多個系統的前饋係數和反饋係數被寫入在存儲裝置中，並且其值被利用控制信號等加載到所述Δ∑調製器的係數。
8.一種數位訊號處理方法，用於對多個輸入信號執行Δ∑調製過程來輸出1比特數位訊號，其中，所述數位訊號處理方法通過使用近似獲得的多個系統的前饋係數和反饋係數利用下述步驟來執行，使所述多個輸入信號具有不同頻率特徵的至少一個濾波功能，以及將每個都具有由於所述至少一個濾波功能所導致的不同頻率特徵的多個信號混頻的混頻功能，所述步驟包括積分步驟，用於使用多個積分器對所述多個輸入信號執行積分處理；量化步驟，用於對來自所述積分步驟的積分輸出執行量化處理；多個前饋算術步驟，用於通過使用與所述多個信號對應的多個系統的前饋係數對所述多個輸入信號執行算術處理，並將算術結果提供給所述積分步驟；和多個反饋算術步驟，用於使用反饋係數來對來自所述量化步驟的量化輸出執行算術處理，以將算術結果反饋回所述積分步驟。
9.如權利要求8所述的數位訊號處理方法，還包括第一傳輸函數計算步驟，用於計算使所述多個輸入信號具有不同頻率特徵的至少一個濾波功能的傳輸函數；第二傳輸函數計算步驟，用於計算3重噪聲整形器的傳輸函數；第一近似係數計算步驟，用於利用對應於所述多個輸入信號的個數的∑步驟來計算對應於所述前饋係數的近似係數；第二近似係數計算步驟，用於利用一個delta步驟來計算對應於所述反饋係數的近似係數；前饋係數計算步驟，用於根據利用所述第一近似係數計算步驟計算出的所述第一近似係數來計算所述前饋係數；和反饋係數計算步驟，用於根據利用所述第二近似係數計算步驟計算出的所述第二近似係數來計算所述反饋係數。
10.如權利要求8所述的數位訊號處理方法，其中，還執行增益控制功能來控制增益。
11.一種數位訊號處理裝置，用於通過對多個輸入信號執行Δ∑調製過程來輸出1比特數位訊號，所述裝置包括多個積分單元；多個前饋算術單元，用於向所述多個積分單元中的每一個提供基於獨立於每個輸入信號的前饋係數計算出的算術結果；量化單元，用於對從所述多個積分單元中的一個輸出的積分輸出進行量化；多個反饋算術單元，用於向所述多個積分單元中的每一個提供通過基於獨立反饋係數對從所述量化單元輸出的量化數據進行計算而獲得的算術結果；和混頻單元，用於將前級積分單元的輸出、所述前饋算術單元的輸出和所述反饋算術單元的輸出混頻，並且將所混頻的結果提供給後級積分單元。
12.一種數位訊號處理裝置，用於通過對多個輸入信號執行Δ∑調製過程來輸出1比特數位訊號，其中，所述數位訊號處理裝置通過使用近似獲得的多個系統的前饋係數和反饋係數利用Δ∑調製器來執行，使所述多個輸入信號具有不同頻率特徵的至少一個濾波功能，以及將每個都具有由於所述至少一個濾波功能所導致的不同頻率特徵的多個信號混頻的混頻功能，所述Δ∑調製器包括積分單元，其具有多個積分器；量化單元，用於對來自所述積分單元的積分輸出執行量化處理；多個前饋算術單元，用於通過使用與所述多個信號對應的多個系統的前饋係數對所述多個輸入信號執行算術處理，並將算術結果提供給所述積分單元；和多個反饋算術單元，用於使用反饋係數來對來自所述量化單元的量化輸出執行算術處理，以將算術結果反饋回所述積分單元。
全文摘要
本發明提供了一種數位訊號處理裝置，其可以一次執行混頻和增益控制等的批處理。該裝置用於通過對多個輸入信號執行Δ∑調製過程來輸出1比特數位訊號，其包括多個積分單元；多個前饋算術單元，用於向多個積分單元中的每一個提供基於獨立於每個輸入信號的前饋係數計算出的算術結果；量化單元，用於對從多個積分單元中的一個輸出的積分輸出進行量化；多個反饋算術單元，用於向多個積分單元中的每一個提供通過基於獨立反饋係數對從量化單元輸出的量化數據進行計算而獲得的算術結果；混頻單元，用於將前級積分單元的輸出、前饋算術單元的輸出和反饋算術單元的輸出混頻，並且將所混頻的結果提供給後級積分單元。
文檔編號H03M7/32GK1750410SQ20051010315
公開日2006年3月22日 申請日期2005年9月16日 優先權日2004年9月16日
發明者鈴木伸和, 市村元, 野口雅義 申請人:索尼株式會社