智能型脈衝控制電路的製作方法
2023-07-27 09:55:21 3
本發明有關於一種電源供應器，且特別是一種用於電源供應器的智能型脈衝控制電路。
背景技術：
圖1為傳統的電源供應器的系統方塊圖。傳統的電源供應器1包括整流/濾波電路11、功率因素校正級12、脈衝寬度調製級13與待機輸出級14。當電源打開時，電源供應器1的主要輸出電壓Vo(例如為+12V/+5V/+3.3V/-12V)會提供電壓給負載使用。在待機時，待機輸出級14輸出待機電壓Vo』。
在提供電壓給負載使用的過程當中即會產生效能轉換損耗(Performance convert consumption)，因此世界各國針對此效能轉換損耗制定了相關法規規範來約束能源轉換浪費的問題，其中又以Ecos Consulting所制定的80plus計劃以及美國環保署所制定的美國能源之星(Energy Star)最為廣泛應用。而80Plus計劃是由Ecos Consulting代表美國境內的公用事業和節能組織所進行的一項自願認證計劃，主要針對電腦和伺服器的電源供應器分別在20％、50％、100％不同模式的操作下，AC/DC的轉換效率得達到80％的功效。2008年更提出金、銀、銅三種更高效率的80Plus標章的認證。此外，該組織於2009年10月加入了白金(Platinum)等級認證以及於2011年8月加入了鈦金(Titanium)等級認證。其中，鈦金等級明確定義在10％loading時效率要求大於90％。由此可知，電能效能轉換效率已經成為最重要的一項評估指標。至於美國能源之星(Energy Star)在其最新一版規格(Vision 6.0,released by Oct-2013)中特別指出電源供應器在10％負載情況下，定義效率81％～84％不等的要求。然而在這些極輕載的情況下，固定損耗(例如:半導體功率開關切換損、磁性元件鐵損、銅損等)佔整體損耗的絕大部分，這也是造成電源供應器在極輕載條件下效率無法 提高的主因。
技術實現要素：
本發明實施例提供一種智能型脈衝控制電路，改進目前電源供應器架構，以達到輕載模式時的省電需求。
本發明實施例提供一種智能型脈衝控制電路，用於電源供應器。所述電源供應器具有功率因素校正級(PFC stage)與脈衝寬度調製級(PWM stage)。功率因素校正級耦接脈衝寬度調製級，脈衝寬度調製級依據輸出負載的電流產生負載信號。功率因素校正級輸出至脈衝寬度調製級的電壓作為反饋信號。智能型脈衝控制電路包括控制單元、緩衝單元、比較單元以及開關單元。控制單元耦接功率因素校正級與脈衝寬度調製級。緩衝單元接收負載信號。比較單元耦接緩衝單元，通過緩衝單元接收負載信號，並比較負載信號與反饋信號而產生控制信號。開關單元耦接比較單元與控制單元，開關單元受控於比較單元的控制信號以提供關閉信號。當輸出負載為輕載時，開關單元使控制單元依據關閉信號禁能功率因素校正級與脈衝寬度調製級。
於本發明一實施例中，當該輸出負載為輕載時，該開關單元傳送該關閉信號至該控制單元，當該輸出負載為重載時，該開關單元不傳送該關閉信號至該控制單元。
於本發明一實施例中，該關閉信號為該控制單元控制該脈衝寬度調製級的一脈衝寬度調製信號，當該輸出負載為輕載時，該開關單元將該脈衝寬度調製信號耦接至一接地，使該脈衝寬度調製信號為一低電壓準位。
於本發明一實施例中，該負載信號以電壓表示，當該輸出負載越重時，該負載信號的電壓準位越高，當該輸出負載越輕時，該負載信號的電壓準位越低。
於本發明一實施例中，該緩衝單元是一單位增益放大器。
於本發明一實施例中，該比較單元包括：
一操作放大器，具有一非反向輸入端、一反向輸入端與一輸出端，該操作放大器的該非反向輸入端耦接該緩衝單元以接收該負載信號，該操作放大器的該反向輸入端接收該反饋信號，該輸出端產生該控制信號。
於本發明一實施例中，該開關單元包括：
一第一電晶體，該第一電晶體的一控制端耦接該操作放大器的該輸出端，用以接收該控制信號，該第一電晶體的第一端耦接至接地；以及
一第二電晶體，該第二電晶體的一控制端耦接該第一電晶體的第二端與一偏壓，該第二電晶體的第一端耦接該控制單元，該第二電晶體的第二端接收該關閉信號。
於本發明一實施例中，當該輸出負載為輕載時，該控制信號截止該第一電晶體，則該第二電晶體因該偏壓而導通，以使該第二電晶體的該第一端與該第二端彼此導通；當該輸出負載為重載時，該控制信號導通該第一電晶體，則該第二電晶體被截止，以使該第二電晶體的該第一端與該第二端彼此不導通。
於本發明一實施例中，當第二電晶體導通後，該控制單元並依據該關閉信號關閉該功率因素校正級與該脈衝寬度調製級，使得該脈衝寬度調製級的輸出電壓下降，當該脈衝寬度調製級的輸出電壓下降而使該反饋信號低於該負載信號時，該控制信號導通該第一電晶體，而使該第二電晶體被截止。
於本發明一實施例中，還包括：
一啟動單元，耦接於該第二電晶體的該控制端與該偏壓之間，該啟動單元受控於該控制電路的一啟動信號，當該啟動單元的該控制端接收該啟動信號時，該啟動單元將該偏壓傳送至該第二電晶體的該控制端。
於本發明一實施例中，該關閉信號是一高電壓準位。
於本發明一實施例中，該開關單元包括：
一第一電晶體，該第一電晶體的一控制端耦接該操作放大器的該輸出端，用以接收該控制信號，該第一電晶體的第一端耦接至接地；以及
一第二電晶體，該第二電晶體的一控制端耦接該第一電晶體的第二端與一偏壓，該第二電晶體的第一端耦接該接地，該第二電晶體的第二端接收該脈衝寬度調製信號。
綜上所述，本發明實施例提供一種智能型脈衝控制電路本智能型脈衝控制電路主要利用檢測脈衝寬度調製級所反饋的負載信號以及功率因素校正級的電壓輸出反饋，通過並比較負載信號與反饋信號，以控制功率因 素校正級與脈衝寬度調製級，進而減少功率因素校正級與脈衝寬度調製級的電晶體的切換，以降低開關切換損失的目的。
為使能更進一步了解本發明的特徵及技術內容，請參閱以下有關本發明的詳細說明與附圖，但是此等說明與所附附圖僅系用來說明本發明，而非對本發明的權利要求作任何的限制。
附圖說明
圖1是傳統的電源供應器的系統方塊圖；
圖2是本發明實施例提供的智能型脈衝控制電路應用於電源供應器的電路架構圖；
圖3是本發明實施例提供的智能型脈衝控制電路應用於電源供應器的電路圖；
圖4是圖3中的智能型脈衝控制電路的電路圖；
圖5A是圖4的智能型脈衝控制電路在電源供應器的輸出負載由輕載改變為重載時的波形圖；
圖5B是圖4的智能型脈衝控制電路在電源供應器的輸出負載由重載改變為輕載時的波形圖；
圖6是本發明另一實例提供的智能型脈衝控制電路的電路圖；
圖7是本發明另一實例提供的智能型脈衝控制電路的電路圖。
其中，附圖標記說明如下：
AC：交流電
1：傳統的電源供應器
11、21：整流/濾波單元
12、22：功率因素校正級
13、23：脈衝寬度調製級
14：待機輸出級
Vo：輸出電壓
Vo』：待機電壓
4：負載
VFB：反饋信號
CB：電容
VDC：負載信號
CT1：控制信號
CT2：功率因素校正控制信號
CT3、PWM：脈衝寬度調製信號
TOF：關閉信號
IEAO：控制端
Vref：參考信號
3：智能型脈衝控制電路
31：控制單元
32：緩衝單元
33：比較單元
34：開關單元
35：啟動單元
OP1、OP2：操作放大器
+：非反向輸入端
-：反向輸入端
Vd1、Vd2：電壓
R1、R2、R3、R4、R5：電阻
Q1：第一電晶體
Q2：第二電晶體
Q3：電晶體
Vcc：偏壓
SS：啟動信號
GND：接地
具體實施方式
請參照圖2，圖2是本發明實施例提供的智能型脈衝控制電路應用於電源供應器的電路架構圖。智能型脈衝控制電路用於電源供應器。所述電 源供應器通常具有整流/濾波單元21、功率因素校正級(PFC stage)22與脈衝寬度調製級(PWM stage)23。整流/濾波單元21對輸入的交流電AC進行整流與濾波，整流/濾波單元功21耦接功率因素校正級22。功率因素校正級22耦接脈衝寬度調製級23，脈衝寬度調製級23供電至輸出負載，在圖2中以負載4表示。整流/濾波單元21對輸入的交流電AC進行整流或濾波，功率因素校正級22校正其輸出的功率以提升電源輸出效率，而脈衝寬度調製級23通常可通過對輸出電壓/電流的反饋機制以調整提供給輸出負載4的功率。
在圖2中，功率因素校正級22與脈衝寬度調製級23受控於本實施例的智能型脈衝控制電路3，智能型脈衝控制電路3產生功率因素校正控制信號CT2以控制功率因素校正級22，智能型脈衝控制電路3產生脈衝寬度調製信號CT3以控制脈衝寬度調製級23。整流/濾波單元21、功率因素校正級22與脈衝寬度調製級23是所屬技術領域的通常知識，在此不對個別電路細節贅述。
脈衝寬度調製級23依據輸出至負載4的電流產生負載信號VDC。功率因素校正級22輸出至脈衝寬度調製級23的電壓作為反饋信號VFB，功率因素校正級22輸出至脈衝寬度調製級的電壓可以圖3中的電容CB的跨壓表示。
智能型脈衝控制電路3包括控制單元31、緩衝單元32、比較單元33以及開關單元34。控制單元31耦接功率因素校正級22與脈衝寬度調製級23，並分別通過功率因素校正控制信號CT2與脈衝寬度調製信號CT3控制功率因素校正級22與脈衝寬度調製級23。緩衝單元32接收負載信號VDC。比較單元33耦接緩衝單元32，通過緩衝單元32接收負載信號VDC，並比較負載信號VDC與反饋信號VFB而產生控制信號CT1。開關單元34耦接比較單元33與控制單元31，開關單元34受控於比較單元33的控制信號CT1以提供關閉信號TOF。當輸出負載為輕載時，開關單元34使控制單元31依據關閉信號TOF禁能功率因素校正級22與脈衝寬度調製級23。關於功率因素校正級22與脈衝寬度調製級23被禁能的方式有多種，以下將說明示範性的實施方式。
首先，關於脈衝寬度調製級23產生的負載信號VDC，負載信號VDC 通常以電壓表示，其電壓準位的高低會依據不同輸出負載(output loading)狀況產生不同準位。負載信號VDC可以利用連接至脈衝寬度調製級23的輸出端的反饋電路實現。當輸出負載愈重時，負載信號VDC的電壓準位愈高，當輸出負載減少時，負載信號VDC的電壓準位越低。
基於圖2的架構，圖3是本發明實施例提供的智能型脈衝控制電路應用於電源供應器的電路圖。在圖3中的開關單元34是連接至參考信號Vref，以作為圖2的關閉信號TOF。當輸出負載為輕載時，開關單元34傳送參考信號Vref至控制單元31的控制端IEAO，當輸出負載為重載時，開關單元34不傳送參考信號Vref至控制單元31。開關單元34可以包括至少一個電晶體，作為導通參考信號Vref之用。參考信號Vref可以是一個在電路啟動後固定不變的電壓值，例如一個高準位電壓。此參考信號Vref可以例如由控制單元31所產生。在其他實施例中，參考信號Vref可以其他電壓取代，將於後續的實施例說明。
另外，在實際應用時，控制單元31通常可以集成電路實現。在一實施例中，脈衝寬度調製級23將輸出負載的反饋(例如輸出電壓Vo的分壓或者負載信號VDC)提供至控制單元31，緩衝單元32再通過控制單元31接收負載信號VDC，但本發明並不因此限定。類似的，功率因素校正級22產生的反饋信號VFB可先傳送控制單元31，再由控制單元31將反饋信號VFB傳送至比較單元33，但本發明並不因此限定。
圖2與圖3的緩衝單元32、比較單元33以及開關單元34的詳細實施方式例如圖4所示。在圖4中，緩衝單元32是單位增益放大器(以操作放大器OP1實現)，將負載信號VDC轉換為電壓Vd1。比較單元33以操作放大器OP2實現，操作放大器具有非反向輸入端(+)、反向輸入端(-)與輸出端。操作放大器OP2的非反向輸入端(+)接收電壓Vd2，其中電阻R1、R2將電壓Vd1分壓而得到電壓Vd2。電壓Vd2在電路原理上等效於負載信號VDC，只是電壓大小的絕對值並不相同。換句話說，操作放大器OP2的非反向輸入端(+)耦接緩衝單元32以接收負載信號VDC(以電壓Vd2的形式表現)。操作放大器OP2的反向輸入端(-)接收反饋信號VFB，輸出端產生控制信號CT1。
開關單元34包括第一電晶體Q1以及第二電晶體Q2，第一電晶體Q1 以及第二電晶體Q2例如是金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)，例如N型金屬氧化物半導體場效電晶體(N-channel MOSFET)，但本發明並不因此限定。第一電晶體Q1的控制端(柵極)耦接操作放大器OP2的輸出端，用以接收控制信號CT1，第一電晶體Q1的第一端耦接至接地GND。第二電晶體Q2的控制端(柵極)耦接第一電晶體Q1的第二端與偏壓Vcc，第二電晶體Q2的第一端耦接控制單元31的控制端IEAO，第二電晶體Q2的第二端接收參考信號Vref。在圖4中，電阻R3、R4、R5並非本實施例的必要元件，通常用以作為輸出/輸入的阻值調整之用，其細節不再贅述。
關於圖4的電路的操作，可分為輸出負載為輕載或重載兩個情況。當輸出負載為重載時，這時候Vd2的電壓準位高於VFB，操作放大器OP2的輸出端將為高準位並且將第一電晶體Q1導通以至於使第二電晶體Q2呈現斷路狀態，此時控制單元31的控制端IEAO的電壓將不被Vref電壓信號所影響。在一實施例中，控制端IEAO是作為控制功率因素校正級22的集成電路(IC)的轉導電流誤差放大器(PFC transconductance current error amplifier)的IEAO腳位。換言之，此時功率因素校正級22的閘源(Gate-Source)輸出信號正常，不會有任何開關動作以維持電源供應器的正常輸出。
當輸出負載為輕載時，這時候Vd2的電壓準位低於VFB時，操作放大器OP2的輸出端將為低準位並且將第二電晶體Q2截止以至於使第二電晶體Q2呈現導通狀態，此時控制單元31的控制端IEAO的電壓將會被拉至與參考信號Vref的電壓同電位。換言之，此時功率因素校正級22的閘源(Gate-Source)輸出信號會因為控制端IEAO為高電位的關係，使得功率因素校正級22的電晶體開關被截止，脈衝寬度調製級23也因此不動作，也就是整個功率因素校正級22與脈衝寬度調製級23在此狀態下並不輸出信號(被禁能)，因此可以使得固定損耗降至最低。
簡單的說，當輸出負載為輕載時，控制信號CT1截止第一電晶體Q1，則第二電晶體Q2因偏壓Vcc而導通，以使第二電晶體Q2的第一端與第二端彼此導通；當輸出負載為重載時，控制信號CT1導通第一開關單元Q1，則第二電晶體Q2被截止，以使第二電晶體Q2的第一端與第二端彼 此不導通。據此，第一電晶體Q1和第二電晶體Q2的切換實現了圖3的開關單元34的功能。
請同時參照圖4，圖5A與圖5B，圖5A是圖4的智能型脈衝控制電路在電源供應器的輸出負載由輕載改變為重載時的波形圖，圖5B是圖4的智能型脈衝控制電路在電源供應器的輸出負載由重載改變為輕載時的波形圖。如圖5A所示，在輸出負載由輕載改變為重載的過程中電壓Vd2逐漸增加，當電壓Vd2大於反饋信號VFB時，第一電晶體Q1被導通(其柵極電壓VQ1增加)，第二電晶體Q2被截止(其柵極電壓VQ2接近為接地準位)，控制端IEAO的電壓由高電壓準位(以圖4的電路為Vref)回復至低電壓準位。控制端IEAO可利用控制單元31的內部電路設計使其本身在未受外界上拉電壓(Pull-high)(例如參考電壓Vref)時具有低電壓準位。又如圖5B所示，在輸出負載由重載改變為輕載的過程中電壓Vd2逐漸減少，當電壓Vd2小於反饋信號VFB時，第一電晶體Q1被截止(其柵極電壓VQ1變為零)，第二電晶體Q2被導通(其柵極電壓VQ2改變為高準位Vcc)，控制端IEAO的電壓由低電壓準位(以圖4的電路為Vref)改變至高電壓準位，即改變為參考信號Vref的電壓準位。
更進一步，當第二電晶體Q2導通後，控制單元31並依據參考信號Vref關閉功率因素校正級22與脈衝寬度調製級23，使得脈衝寬度調製級23的輸出電壓下降。當脈衝寬度調製級23的輸出電壓下降而使反饋信號VFB低於負載信號VDC時，控制信號CT1導通第一電晶體Q1，而使第二電晶體Q2再次被截止。也就是說，脈衝寬度調製級23的輸出電壓對應於負載信號VDC，當負載信號VDC大於反饋信號VFB時，智能型脈衝控制電路自動回復原先的狀態，即不傳送參考信號Vref至控制單元31的控制端IEAO。
在另一實施例中，控制單元31以集成電路實現時，負載信號VDC可以被替換為接至轉導電壓誤差放大器(PFC transconductance voltage error amplifier)的控制端VEAO的電壓。轉導電壓誤差放大器的控制端VEAO的電壓與負載信號VDC都是反應於輸出負載的電流大小。
接著請同時參照圖4與圖6，圖4的電路可供本發明的智能型脈衝控制電路的正常操作，然而，在電路初始啟動時可能會因為電壓不穩而造成 異常切換，圖6是將圖4的電路增加一個啟動單元，以使智能型脈衝控制電路可以實現軟啟動。在圖5中，啟動單元以電晶體Q3實現，啟動單元35耦接於第二電晶體Q2的控制端(柵極)與偏壓Vcc之間，啟動單元35受控於控制電路31的啟動信號SS。依據通常的設計，以集成電路實現的控制單元31在集成電路啟動而穩定工作時內部可以產生一個啟動信號SS(通常是以電壓形式表示)。當啟動單元35的控制端(柵極)接收啟動信號SS時，啟動單元35將偏壓Vcc傳送至第二電晶體Q2的控制端(柵極)。同理，輸入電源Vcc會通過電晶體Q3的導通來建立操作放大器OP1、OP2的電源。
將此智能型脈衝控制電路實際加入一量產的180瓦電源供應器做驗證，如下表1與表2所示為加入此電路前後的實際測試結果。其中可以發現在電源供應器輸出功率為6W時，輸入功率不得大於10W的規範上，導入此智能型電路將提升效率約為1.35％～3.24％不等。在10％負載(能源之星要求規範)部分，其效率可提升1.1％～1.51％不等。可以了解經由此智能型脈衝控制電路的實現，可以達到更小的開關固定電能消耗，並可以符合相關效率的規範。
表1
表1：傳統的180瓦電源供應器操作在10％負載，且輸出功率為6W。
表2
表2：加入了智能型脈衝調製控制電路的電源供應器操作在10％負載，且輸出功率為6W。
請參照圖7，圖7是本發明另一實例提供的智能型脈衝控制電路的電路圖。圖7的電路與圖5的電路大致相同，其差異在於第二電晶體Q2的信號連接方式不同。也就是說，本實施例是將圖3的電路中的開關單元34連接控制單元31的方式做改變，但仍符合圖2的電路架構，開關單元34受控於比較單元33的控制信號CT1以提供關閉信號TOF至控制單元31。開關單元34包括第一電晶體Q1以及第二電晶體Q2。第一電晶體Q1的控制端(柵極)耦接操作放大器OP2的輸出端，用以接收控制信號CT1，第一電晶體Q1的第一端耦接至接地GND。第二電晶體Q2的控制端(柵極)耦接第一電晶體Q1的第二端與偏壓Vcc，第二電晶體Q2的第一端耦接接地GND，第二電晶體Q2的第二端接收控制單元31所提供的脈衝寬度調製信號PWM，此脈衝寬度調製信號PWM就是控制脈衝寬度調製級的脈衝寬度調製信號CT3。當輸出負載為輕載時，控制信號CT1截止第一電晶體Q1，則第二電晶體Q2因偏壓Vcc而導通，以使第二電晶體Q2的第一端與第二端彼此導通。如此，脈衝寬度調製信號PWM被拉至接地GND的電壓準位，也就是脈衝寬度調製級23所收到的控制信號(PWM)都是低電壓準位，使得脈衝寬度調製級23可視為被禁能。在此，第二電晶體Q2的第一端耦接的接地準位(GND)可視為圖2的關閉信號TOF。同理，功率因素校正級22基於同樣方式可以被設定為禁能。
簡單的說，控制單元31控制脈衝寬度調製級23的脈衝寬度調製信號PWM，當輸出負載為輕載時，開關單元34將脈衝寬度調製信號PWM耦 接至接地GND，使脈衝寬度調製信號PWM為低電壓準位。
當輸出負載為重載時，控制信號CT1導通第一開關單元Q1，則第二電晶體Q2被截止，以使第二電晶體Q2的第一端與第二端彼此不導通。如此，脈衝寬度調製信號PWM不受第二電晶體Q2的影響而正常工作。
綜上所述，本發明實施例所提供的智能型脈衝控制電路為高效率、低損耗的智能型脈衝控制電路。通過此智能型脈衝控制電路的實現以降低系統在輕負載下的電能損耗因此，本電路的提出可以符合新的節能規範以及提升產品競爭力。
以上所述僅為本發明的實施例，其並非用以局限本發明的權利要求。