一種可重構無源混頻器的製作方法
2023-07-07 00:46:46 1
專利名稱：一種可重構無源混頻器的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種可重構無源混頻器，屬於混頻器技術領域。
背景技術：
當前空間環境中，多種模式和標準的通信電波在空間廣泛共存。多模多標準無線 通信技術的發展要求接收機能夠兼容多種通信模式和標準，進而要求接收機射頻前端及其 關鍵模塊電路具有一定的可重構性，以使接收機能夠根據所選通信模式的需要對其關鍵電 路模塊進行配置，從而達到低成本低功耗的接收。
混頻器是接收機的重要模塊，起到將射頻信號從載波下變頻到基帶的作用。考慮 到多模多標準通信系統的信號動態範圍非常大，若混頻器在增益、噪聲、線性度等性能上可 以根據不同通信標準的要求進行重構，則對多標準接收機整體的重構能力、功耗和性能的 優化有重要意義。
傳統接收機中的混頻器採用的是經典吉爾伯特結構，有較好的噪聲性能、增益、隔 離度和線性度。但是經典吉爾伯特結構混頻器的閃爍噪聲性能較差，同時其垂直的架構導 致該結構不方便重構。發明內容
由於無源混頻器在閃爍噪聲、線性度和增益方面有獨特的優勢，本發明提供一種 可重構無源混頻器，在電流換向無源混頻器架構的基礎上，拓展了其跨導級和跨阻級的重 構能力，從而使混頻器的變頻增益、線性度和噪聲性能都具有了可重構性。本發明混頻器可 以通過外部兩位控制字實現對混頻器增益的重構。在增益得到重構的同時，混頻器的噪聲 性能和線性度也得到了重夠。滿足了多模多標準接收機射頻前端對混頻器重構性能的要 求。
為實現上述發明目的，採用的技術方案如下
一種可重構無源混頻器，其特徵是包括跨導級、雙平衡開關級和跨阻級，跨導級 將輸入射頻信號轉化成射頻電流，射頻電流經過雙平衡開關級實現電流下變頻，下變頻之 後的電流通過跨阻級轉換為中頻電壓輸出，其中
跨導級包括第一、第二兩路自偏置差分跨導和一對互補開關管，第一路自偏置差 分跨導恆定工作，第二路自偏置差分跨導由一對互補開關管控制其工作狀態；
第一路自偏置差分跨導包括四個MOS管和兩個電阻，分別是PMOS管PMO及PMl， NMOS管NMO及NMl，電阻R0、R1 ；PM0S管PMO及PMl的源極連接電源電壓，PMOS管PMO的柵 極與NMOS管NMO的柵極以及電阻RO的一端連接在一起，PMOS管PMO的漏極與NMOS管NMO 的漏極以及電阻RO的另一端連接在一起，PMOS管PMl的柵極與NMOS管匪I的柵極以及電 阻Rl的一端連接在一起，PMOS管PMl的漏極與NMOS管匪I的漏極以及電阻Rl的另一端 連接在一起，NMOS管NMO的源極連接NMOS管NMl的源極並接地；
第二路自偏置差分跨導包括四個MOS管和兩個電阻，分別是PMOS管PM2及PM3，NMOS管NM2及NM3，電阻R2、R3 ；PM0S管PM2的源極與PMOS管PM3的源極互連，PMOS管PM2 的柵極與NMOS管匪2的柵極以及電阻R2的一端連接在一起並連接到第一路自偏置差分跨 導中PMOS管PMO的柵極，作為射頻信號正輸入端RFin+，PM0S管PM2的漏極與NMOS管匪2 的漏極以及電阻R2的另一端連接在一起並連接到第一路自偏置差分跨導中PMOS管PMO的 漏極作為跨導級負輸出端RFo-，PM0S管PM3的柵極與NMOS管匪3的柵極以及電阻R3的一 端連接在一起並連接到第一路自偏置差分跨導中PMOS管PMl的柵極，作為射頻信號負輸入 端RFin-，PMOS管PM3的漏極與NMOS管匪3的漏極以及電阻R3的另一端連接在一起並連 接到第一路自偏置差分跨導中PMOS管PMl的漏極作為跨導級正輸出端RFo+，NMOS管匪2 的源極與NMOS管匪3的源極連接並接地；
一對互補開關管包括PMOS管PM4及NMOS管NM4，PMOS管PM4的源極連接電源電 壓，PMOS管PM4的漏極連接第二路自偏置差分跨導中PMOS管PM2及PM3的源極，PMOS管 PM4的柵極連接反相器的輸出端，反相器的輸入端連接NMOS管NM4的柵極並作為片外控制 信號VC的輸入端，NMOS管NM4的源極接地，NMOS管NM4的漏極連接第二路自偏置差分跨導 中NMOS管NM2及NM3的源極；
雙平衡開關級包括四個匪OS管匪5、匪6、匪7、匪8及兩個電容CO、Cl，NMOS管匪5 和NMOS管NM7的漏極互連作為中頻電流正輸出端IFo+，NM0S管NM6和NMOS管NM8的漏極 互連作為中頻電流負輸出端IFo-，NMOS管匪5和NMOS管NM8的柵極互連作為本振信號負 輸入端L0-，NMOS管NM6和NMOS管NM7的柵極互連作為本振信號正輸入端L0+，NMOS管NM5 和NMOS管NM6的襯底互連並接地，NMOS管NM7和NMOS管NM8的襯底互連並接地，NMOS管 匪5和NMOS管NM6的源極互連並連接電容CO的一端，電容CO的另一端連接跨導級正輸出 端RFo+，NM0S管匪7和NMOS管NM8的源極互連並連接電容Cl的一端，電容Cl的另一端連 接跨導級負輸出端RFo-；
跨阻級包括兩級米勒補償運算放大器、電阻R4、R5、R6、R7以及NMOS管NM9、匪10， NMOS管NM9的柵極與NMlO的柵極互連，作為片外控制信號VCl的輸入端，NMOS管NM9的 源極連接電阻R4的一端，電阻R4的另一端與電阻R5的一端以及兩級米勒補償運算放大器 正輸入端連接在一起並連接到雙平衡開關級中頻電流正輸出端IFo+，電阻R5的另一端與 NMOS管NM9的漏極以及兩級米勒補償運算放大器正輸出端Out+連接，NMOS管匪10的源極 連接電阻R7的一端，電阻R7的另一端與電阻R6的一端以及兩級米勒補償運算放大器負輸 入端連接在一起並連接到雙平衡開關級中頻電流負輸出端IFo-，電阻R6的另一端與NMOS 管匪10的漏極以及兩級米勒補償運算放大器負輸出端Out-連接；
兩級米勒補償運算放大器包括PMOS 管 PM5、PM6、PM7、PM8、PM9、PM10、PM11、PM12 ； NMOS 管 NM11、NM12、NM13、NM14、NM15、NM116 以及電阻 R8、R9、R10、Rll ;電容 C2、C3 ；PM0S 管PM7、PM8、PM9、PMlO的源極均連接電源電壓，PMOS管PM7、PM8、PM9、PMlO的柵極連接在 一起，PMOS管PM7的漏極與電容C2的一端、NMOS管匪13的漏極連接在一起並連接在一起 作為運算放大器的正輸出端Out+，電容C2的另一端串聯電阻R8後與PMOS管PM5的漏極、 NMOS管NMll的漏極、NMOS管NM13的柵極連接在一起，PMOS管PM5的源極與PMOS管PM6 的源極、PMOS管PM6的漏極連接在一起，PMOS管PM5的柵極連接到雙平衡開關級中頻電流 負輸出端IFo-，PMOS管PM6的柵極連接到雙平衡開關級中頻電流正輸出端IFo+，PMOS管 PM6的漏極與電阻R9的一端、NMOS管匪12的漏極以及NMOS管匪14的柵極連接在一起，電阻R9的另一端串聯電容C3後與PMOS管PM9的漏極、NMOS管匪14的漏極連接在一起作為運算放大器的負輸出端Out-，NMOS管匪11的柵極與NMOS管匪12的柵極互連並連接到 NMOS管匪15的柵極和漏極以及PMOS管PMll的漏極，NMOS管匪16的柵極和漏極互連並連接PMOS管PM12的漏極，PMOS管PMll的柵極與電阻R10、R11的一端連接在一起，電阻R10、 Rll的另一端分別連接Out+、Out-, PMOS管PM12的柵極連接參考電壓Vref，PMOS管PMll 的源極與PMOS管PM12的源極互連並連接PMOS管PMlO的漏極，NMOS管匪11、匪12、匪13、 匪14、匪15、匪116的源極均接地。
本發明的優點及顯著效果
本發明無源混頻電路可以對變頻增益、線性度、噪聲係數和功耗等性能進行重構， 可以根據不同通信標準的需要進行靈活配置。跨導級的跨導值由一位控制字(VC)控制，跨阻級的跨阻值由另一位控制字(VCl)控制。無源混頻器通過這2位控制字配置混頻器的4 種增益模式，其他性能如噪聲係數、線性度和功耗也得到相應配置，適用於多模多標準接收機射頻前端。
圖1為本發明的整體電路框圖2為本發明的跨導級電路圖3為本發明的雙平衡開關級電路圖4為本發明的跨阻級電路圖5為本發明跨阻級中的運算放大器電路圖6為本發明變頻增益重構仿真圖。
具體實施例方式
如圖1所示，可重構的無源混頻器包括跨導級、雙平衡開關級以及跨阻級。射頻電壓信號V1:F+、vKF-分別從差分輸入端RFin+和RFin-輸入，跨導級將射頻電壓信號轉化成射頻電厶丨L· Irf+'、iKF_，射頻電流經過雙平衡開關級實現電流下變頻，下變頻之後的電流iIF+、iIF-通過跨阻級轉換為中頻電壓信號vIF+和vIF_。其中跨導級的跨導值由一位控制字(VC)控制， 跨阻級的跨阻值由另一位控制字(VCl)控制。無源混頻器通過這2位控制字(VC、VCl)配置其4種增益模式，其他性能如噪聲係數、線性度和功耗也得到相應配置(重構)。
如圖2 所示，跨導級包括 PMOS 管 PMO、PM1、PM2、PM3、PM4 ；NM0S 管 NMO、NM1、NM2、 NM3 和 NM4 ;電阻 R0、R1、R2 和 R3 ；PM0S 管 PM0、PM1、NM0S 管 NM0、NM1 構成第一路差分跨導， 電阻RO和Rl為這一路跨導提供自偏置。PMOS管PM2、PM3、NM0S管匪2和匪3構成第二路差分跨導，電阻R2和R3為這一路跨導提供自偏置；PM0S管PM4和NMOS管NM4作為開關， 控制第二路跨導的導通與斷開，當控制信號VC為I時， 第二路跨導工作，當控制信號VC為 O時，第二路跨導不工作。
如圖3所示，跨導級的輸出差分電流iKF+、iKF_分別經過電容CO和Cl流入雙平衡開關級。雙平衡開關級包括NMOS管NM5、NM6、NM7和NM8，NM5和NM7的漏極短接作為中頻電流正輸出端IFo+，NM6和NM8的漏極短接作為中頻電流負輸出端IFo-。下變頻之後的電流iIF+、iIF-從匪5和NM8的漏極流出。匪5和NM8和柵極短接作為本振信號負輸入端L0-，NM6和匪7的柵極短接作為本振信號正輸入端L0+。
如圖4所示，跨阻級包括兩級米勒補償運算放大器、電阻R4、R5、R6、R7 ；NM0S管 NM9、匪10。R4與NM9串聯，然後再與電阻R5並聯後作為運算放大器的反饋電阻。相應的， 電阻R6與匪10串聯，然後再與電阻R7並聯後作為運算放大器的反饋電阻。反饋電阻跨接 在運算放大器的輸入和輸出端，將下變頻後的低頻電流信號轉化為電壓信號。控制信號VCl 控制NM9和匪10的柵極，當VCl為I時，NM9和匪10是導通的，這時反饋迴路中包括電阻 R4、R5、R6和R7 ;當VCl為O時，NM9和匪10是關斷的，這時反饋迴路中只包括電阻R5和 R6。即通過控制字VCl配置反饋電阻的阻值，實現了通過跨阻級的重構。
如圖5所示，兩級米勒補償運算放大器包括PMOS管PM5、PM6、PM7、PM8、PM9、PM10、 PMlU PMl2 ；NM0S 管 NM11、NM12、NM13、NM14、NM15、NM116 ;電阻 R8、R9、RIO、R11、電容 C2、 C3。其中PMOS管PM7、PM8、PM9、PMlO是電流源，提供電流偏置。PMOS管PM5和PM6是運 算放大器輸入管，NMOS管匪11和匪12是運算放大器第一級負載，NMOS管匪13和匪14是 運算放大器第二級放大管。NMOS管匪13和匪14的漏極是運算放大器的差分輸出端Out+、 Out-。電阻R8、R9、電容C2、C3跨接在運算放大器的第一級輸出和第二級輸出之間作為其相 位裕度的補償電路。電阻RIO、Rl1、PMOS管PMll、PM12、NMOS管匪15、匪16構成了運算放 大器的共模反饋電路；參考電壓Vref從PMOS管PMl2的柵極輸入，共模反饋電平從第NMOS 管匪15的漏極輸出至NMOS管匪11和匪12的柵極。
重構機理對於電流換向無源混頻器，射頻輸入電壓信號經過跨導級、雙平衡開關 級和跨阻級後，其變頻增益(VCG)為VCG=gmXRFX2/ji，其中gm為跨導級的跨導值，Rf為跨 阻級的跨阻值，2/ 是由於頻率變換產生的損耗。在本發明中，gm由VC控制，Rf由VCl控 制，所以變頻增益可以表示為VCG=gm(VC) XRf(VCI) X2/ji，即gm和Rf分別是VC和VCl的 函數。控制字(VC，VCl)有4種組合，分別為(0，O)、(0，I)、(1，O)、(1，1)，於是該無源混頻 器的增益就有4種重構方式。即混頻器的變頻增益是可變的。當VC=I時，PMOS管PM4和 NMOS管NM4均導通且工作於線性區，這時PMOS管PM0、NM0S管NM0、PM0S管PMl和NMOS管 NMl構成的這一路跨導級和由PMOS管PM2、NM0S管NM2、PM0S管PM3和NMOS管NM3構成的 第二路跨導級均工作，提供較高跨導；當VC=O時，PMOS管PM4和NMOS管NM4均關斷，這時 僅有由PMOS管PMO、NMOS管NMO、PMOS管PMl和NMOS管NMl構成的這一路跨導級工作，而 由PMOS管PM2、NMOS管匪2、PMOS管PM3和NMOS管匪3構成的第二路跨導級不工作，此時 消耗較低功耗，提供較低跨導。從而實現gm由VC控制。混頻器在工作於低增益模式時其 兩路跨導級只有一路工作，另一路是關斷的，即其消耗電流比高增益模式要小。這對於低功 耗可重構多模多標準接收機意義重大，因為當接收信號功率較高時，選用低增益模式既可 以節省功耗，又能夠降低對後級電路線性度的要求。混頻器的噪聲性能和線性度性能和變 頻增益大小也緊密相關。當混頻器處於高增益模式其噪聲係數很低，適合用於信號微弱時 的信號接收；反之，當信號強度較高，幅度較大時，可選擇混頻器的低增益模式，此時混頻器 的線性度高，可以無失真的接收大幅度信號。
跨阻級有類似的重構機理。當控制電壓VCl=I時，NMOS管NM9和匪10都導通且 處於深度線性區，此時，電阻R4和R5並聯，R6和R7並聯，跨阻級提供的跨阻值由兩個電阻 並聯提供。當控制電壓VCl=O時，NMOS管NM9和匪10都導通且處於截止區，此時，電阻R4 和R7沒有連入電路，跨阻級提供的跨阻值由電阻R5和R6提供，這時可以提供較大跨阻。
圖6展示了可重構的混頻器在四種重構模式下的變頻增益(VCG)和輸出中頻頻率 (Freq.)之間的關係。當控制字(VC，VCl)在(0，I)、(0，O)、( 1，I)、( 1，O)這四種組合之間 變化時，變頻增益相應的有8dB增加至25dB，增益變化步長大約為6dB。即該混頻器的增益 是可重構的，這種增益的可重構同時帶來了功耗、噪聲和線性度等性能的可重構。
本發明上述實施例僅用於說明本發明而不用於限制本發明的範圍，在閱讀了本發 明後，本領域技術人員對本發明的各種等價形式的修改均落於本申請所附權利要求所限定 的範圍。
權利要求
1.一種可重構無源混頻器，其特徵是包括跨導級、雙平衡開關級和跨阻級，跨導級將輸入射頻信號轉化成射頻電流，射頻電流經過雙平衡開關級實現電流下變頻，下變頻之後的電流通過跨阻級轉換為中頻電壓輸出，其中 跨導級包括第一、第二兩路自偏置差分跨導和一對互補開關管，第一路自偏置差分跨導恆定工作，第二路自偏置差分跨導由一對互補開關管控制其工作狀態； 第一路自偏置差分跨導包括四個MOS管和兩個電阻，分別是PMOS管PMO及PMl，NMOS管NMO及NMl，電阻R0、R1 ；PM0S管PMO及PMl的源極連接電源電壓，PMOS管PMO的柵極與NMOS管NMO的柵極以及電阻RO的一端連接在一起，PMOS管PMO的漏極與NMOS管NMO的漏極以及電阻RO的另一端連接在一起，PMOS管PMl的柵極與NMOS管匪I的柵極以及電阻Rl的一端連接在一起，PMOS管PMl的漏極與NMOS管匪I的漏極以及電阻Rl的另一端連接在一起，NMOS管NMO的源極連接NMOS管NMl的源極並接地； 第二路自偏置差分跨導包括四個MOS管和兩個電阻，分別是PMOS管PM2及PM3，NMOS管NM2及NM3，電阻R2、R3 ；PM0S管PM2的源極與PMOS管PM3的源極互連，PMOS管PM2的柵極與NMOS管匪2的柵極以及電阻R2的一端連接在一起並連接到第一路自偏置差分跨導中PMOS管PMO的柵極，作為射頻信號正輸入端RFin+，PM0S管PM2的漏極與NMOS管匪2的漏極以及電阻R2的另一端連接在一起並連接到第一路自偏置差分跨導中PMOS管PMO的漏極作為跨導級負輸出端RFo-，PM0S管PM3的柵極與NMOS管匪3的柵極以及電阻R3的一端連接在一起並連接到第一路自偏置差分跨導中PMOS管PMl的柵極，作為射頻信號負輸入端RFin-, PMOS管PM3的漏極與NMOS管匪3的漏極以及電阻R3的另一端連接在一起並連接到第一路自偏置差分跨導中PMOS管PMl的漏極作為跨導級正輸出端RFo+，NMOS管匪2的源極與NMOS管匪3的源極連接並接地； 一對互補開關管包括PMOS管PM4及NMOS管NM4，PMOS管PM4的源極連接電源電壓，PMOS管PM4的漏極連接第二路自偏置差分跨導中PMOS管PM2及PM3的源極，PMOS管PM4的柵極連接反相器的輸出端，反相器的輸入端連接NMOS管NM4的柵極並作為片外控制信號VC的輸入端，NMOS管NM4的源極接地，NMOS管NM4的漏極連接第二路自偏置差分跨導中NMOS管NM2及NM3的源極； 雙平衡開關級包括四個NMOS管NM5、NM6、NM7、NM8及兩個電容CO、Cl，NMOS管NM5和NMOS管NM7的漏極互連作為中頻電流正輸出端IFo+，NM0S管NM6和NMOS管NM8的漏極互連作為中頻電流負輸出端IFo-，NMOS管匪5和NMOS管NM8的柵極互連作為本振信號負輸入端L0-，NMOS管NM6和NMOS管NM7的柵極互連作為本振信號正輸入端L0+，NMOS管NM5和NMOS管NM6的襯底互連並接地，NMOS管NM7和NMOS管NM8的襯底互連並接地，NMOS管匪5和NMOS管NM6的源極互連並連接電容CO的一端，電容CO的另一端連接跨導級正輸出端RFo+，NM0S管匪7和NMOS管NM8的源極互連並連接電容Cl的一端，電容Cl的另一端連接跨導級負輸出端RFo-； 跨阻級包括兩級米勒補償運算放大器、電阻R4、R5、R6、R7以及NMOS管NM9、^10，NM0S管NM9的柵極與匪10的柵極互連，作為片外控制信號VCl的輸入端，NMOS管NM9的源極連接電阻R4的一端，電阻R4的另一端與電阻R5的一端以及兩級米勒補償運算放大器正輸入端連接在一起並連接到雙平衡開關級中頻電流正輸出端IFo+，電阻R5的另一端與NMOS管NM9的漏極以及兩級米勒補償運算放大器正輸出端Out+連接，NMOS管匪10的源極連接電阻R7的一端，電阻R7的另一端與電阻R6的一端以及兩級米勒補償運算放大器負輸入端連接在一起並連接到雙平衡開關級中頻電流負輸出端IFo-，電阻R6的另一端與NMOS管匪10的漏極以及兩級米勒補償運算放大器負輸出端Out-連接； 兩級米勒補償運算放大器包括 PMOS 管 PM5、PM6、PM7、PM8、PM9、PMlO、PMl1、PMl2 ；NM0S管 NM11、NM12、NM13、NM14、NM15、NM116 以及電阻 R8、R9、RIO、Rll ;電容 C2、C3 ;PMOS 管PM7、PM8、PM9、PMlO的源極均連接電源電壓，PMOS管PM7、PM8、PM9、PMlO的柵極連接在一起，PMOS管PM7的漏極與電容C2的一端、NMOS管匪13的漏極連接在一起並連接在一起作為運算放大器的正輸出端Out+，電容C2的另一端串聯電阻R8後與PMOS管PM5的漏極、NMOS管NMll的漏極、NMOS管NM13的柵極連接在一起，PMOS管PM5的源極與PMOS管PM6的源極、PMOS管PM6的漏極連接在一起，PMOS管PM5的柵極連接到雙平衡開關級中頻電流負輸出端IFo-，PM0S管PM6的柵極連接到雙平衡開關級中頻電流正輸出端IFo+，PM0S管PM6的漏極與電阻R9的一端、NMOS管匪12的漏極以及NMOS管匪14的柵極連接在一起，電阻R9的另一端串聯電容C3後與PMOS管PM9的漏極、NMOS管匪14的漏極連接在一起作為運算放大器的負輸出端Out-，NMOS管匪11的柵極與NMOS管匪12的柵極互連並連接到NMOS管匪15的柵極和漏極以及PMOS管PMll的漏極，NMOS管匪16的柵極和漏極互連並連接PMOS管PM12的漏極，PMOS管PMll的柵極與電阻RIO、Rll的一端連接在一起，電阻RIO、Rll的另一端分別連接Out +、Out-，PMOS管PM12的柵極連接參考電壓Vref，PMOS管PMll的源極與PMOS管PM12的源極互連並連接PMOS管PMlO的漏極，NMOS管NMl1、NM12、NM13、NM14、匪15、匪116的源極均接地。
全文摘要
一種可重構的無源混頻器，包括跨導級、雙平衡開關級以及跨阻級，跨導級將輸入射頻信號轉化成射頻電流，射頻電流經過雙平衡開關級實現電流下變頻，下變頻之後的電流通過跨阻級轉換為中頻電壓輸出。其中跨導級的跨導值由一位控制字(VC)控制，跨阻級的跨阻值由另一位控制字(VC1)控制。無源混頻器通過這2位控制字(VC、VC1)配置其4種增益模式，其他性能如噪聲係數、線性度和功耗也得到相應配置。
文檔編號H03D7/16GK103051288SQ20121054421
公開日2013年4月17日 申請日期2012年12月14日 優先權日2012年12月14日
發明者樊祥寧, 包寬, 王志功 申請人:東南大學