基本滷素變換器集成電路的製作方法

2023-08-07 17:14:51

專利名稱：基本滷素變換器集成電路的製作方法
相關申請的交叉引用本申請基於並請求享有2001年12月31日提交的美國臨時申請第60/343,236號的優先權，以及2002年7月22日提交的美國臨時申請第60/398,298號的優先權，在此這兩個優先權文件的內容通過引用而包含在本說明書中。
背景技術：
1.發明領域本發明涉及一種驅動滷素燈的集成電路(IC)。
2.現有技術簡要介紹

圖1顯示了傳統的滷素變換器電路10，其用於驅動經由輸出引線12連接到變壓器14次級線圈的滷素燈(未示出)。電路10經由輸入引線16引入交流電，並且用作基本雙極性自諧振電路，但其性能存在有局限性。
隨著集成電路技術的發展，已經出現了用於螢光燈的電子鎮流控制器的集成電路(IC)。例如，傳統的鎮流器集成電路可以包括振蕩半橋驅動器，響應故障狀態指示信號的故障邏輯電路，以及供螢光燈啟動和工作用的其它適當電路。它的一個例子如國際整流器公司(IR)(InternationalRectifier公司)所售賣的IR2156集成電路，它在第6,211,623號美國專利中有所描述，該專利所披露的全部內容在此通過引用而包含在本說明書中。
但是，螢光燈鎮流器集成電路不適合用於驅動其它類型的燈，如滷素燈以及其它具有燈絲的燈(在本說明書中指稱為「白熾燈」)。提供一種用於驅動白熾燈且尤其是滷素燈的集成電路，對人們是極其有利的。
發明簡介本發明提供了一種優選地以燈驅動集成電路形式實現的新型燈驅動電路，其適合於驅動諸如滷素燈之類的白熾燈。
本發明的電路專注於用來驅動白熾燈的系統與螢光燈鎮流器之間的差別。例如，滷素燈以及其它白熾燈都是電阻性負載，它們不需要預熱和點火。白熾燈的直流(DC)總線可以是未經平滑處理的全波整流線。典型的白熾燈系統有其固有的單位功率因數。可以用三端雙向可控矽開關元件調光器(triac dimmer)調節白熾燈的亮度，並且通過對交流線的相位切割(phase cutting)來實現調光。白熾燈的輸出可以是孤立的低電壓。為避免輸出短路或過載需要採取保護措施，並且關斷應當是可自動復位的(打嗝(hiccup)方式)。
本發明實施方案的電路包括高壓半橋門驅動器以及由內部基準電壓和壓控振蕩器(VCO)控制的變頻振蕩器。該電路具有用於諸如電子變壓器的滷素變換器的輸出電壓調整器。該電路提供了具有內部振蕩器、用於減少開燈時的燈絲應力的掃頻軟啟動、自動復位短路保護、自動復位過載保護、變頻輸出電壓調整、用於使MOSFET(金屬氧化物半導體場效應電晶體)冷運行(cool running)的自適應空載時間(dead time)(或軟切換)、下降沿自調光(或相位切割調光)、調節電壓輸出(例如用於微控制器的5V)、內部發熱限制、交流電源(mains)周期上的頻率調製或變頻、微功率啟動、自動重啟、抗閂鎖(latch)、以及靜電放電(ESD)保護。該電路優選地採取集成電路的形式實現，它利用外部相位切割調光器實現調光。
本發明第二個實施方案的電路包括高壓半橋門驅動器以及受到內部基準電壓和誤差信號放大器(error amplifier)控制的變頻振蕩器。該電路具有用於諸如電子變壓器的滷素變換器的輸出電壓調整器。該電路提供了內部振蕩器、用於減少開燈時的燈絲應力的掃頻軟啟動、自動復位短路保護、自動復位過載保護、變頻輸出電壓調整、用於使MOSFET冷運行的自適應空載時間(或軟切換)、下降沿自調光(或相位切割調光)、調節電壓輸出(例如用於微控制器的5V)、內部發熱限制、交流電源周期上的頻率調製或變頻、微功率啟動、自動重啟、抗閂鎖、以及ESD保護。該電路優選地以微控制器可兼容(例如與DALI或DMX512兼容)的集成電路形式實現，而且還利用外部相位切割調光器實現調光。
本發明電路延長了燈的使用壽命，並且提高了產品可靠性。
本發明的其它特徵和優點通過後面結合附圖所做的發明描述將變得清楚易懂。
附圖簡要說明圖1示出了傳統的滷素燈變換器電路。
圖2是依照本發明第一個實施方案的集成電路的方框圖。
圖3顯示了一個包含有圖2所示集成電路的電路。
圖4是圖2中振蕩電路的示意圖。
圖5是圖2中軟啟動電路的示意圖。
圖6和7分別示出了在軟啟動電路執行工作前、後的燈開啟電流。
圖8是說明包含在圖2所示集成電路中的電壓補償電路的示意圖。
圖9是說明在圖2所示集成電路中的自適應空載時間電路的示意圖。
圖10是說明自適應空載時間電路操作的信號的時序圖。
圖11是說明圖2中關斷電路的示意圖。
圖12和13分別示出了用於說明圖11的關斷電路的過載操作和短路操作的信號。
圖14是說明圖11關斷電路操作的狀態圖。
圖15、16和17分別顯示了與自適應空載時間電路相關的高端驅動器、PGEN電路以及輸出邏輯電路。
圖18是依照本發明第二個實施方案的集成電路的方框圖。
圖19顯示了一個包含有圖18所示集成電路的滷素變換器電路。
圖20顯示了圖18集成電路中的振蕩電路。
圖21顯示了圖18集成電路中的軟啟動電路。
圖22和23分別示出了用於說明軟啟動電路執行工作前、後的燈電流的信號。
圖24顯示了圖18集成電路中的自適應空載時間電路。
圖25顯示描述自適應空載時間電路的操作波形。
圖26顯示圖18集成電路中的關斷電路。
圖27和28分別示出了關斷電路響應過載情形和短路情形的操作。
圖29顯示用於說明圖18集成電路中的調光電路工作情況的信號。
圖30顯示圖18集成電路中的調光電路和相關信號。
圖31顯示用於說明圖18集成電路中的調光電路工作情況的信號。
本發明實施方案的詳細說明第一實施方案圖2顯示了IR器件號為IR2161的8引腳集成電路(IC)50的主要功能元件，其中應用了本發明的電路。一種更為先進的應用擬設(envisaged)為14引腳集成電路，IR器件號為IR2162。這裡將詳細討論IR2161，而IR2162所包含的附加功能將在其它地方討論。
電源電壓(VCC)引腳52、電源與信號的接地(COM)引腳54、電流檢測(CS)引腳56、高端門驅動浮動供電(floating supply)(VB)引腳58、高端門驅動器輸出(HO)引腳60、高端浮動返回(VS)引腳62、以及低端門驅動器輸出(LO)引腳64，實質上與國際整流器公司出品的IR2156IC或IR2157(1)IC的相同標識引腳具有相同功能，並且實質上能夠以與之相同的方式來實現。IR2157(1)IC的技術特徵還記述在第6,211,623號美國專利中，該專利所披露的全部內容結合在本說明書中。類似地，高端與低端驅動器70、欠壓檢測電路72、過熱(over-temperature)檢測電路74、以及故障邏輯電路76實質實現了與美國專利6,211,623的相同標識電路相同的功能，並且實質上能夠以與之相同的方式來實現。振蕩器元件78以及IC 50的其它元件可通過後面的說明而得以理解。
圖3示出了電路80，其中IC 50被連接用於驅動滷素燈(未示出)，IC 50採用國際整流器公司出品的IR2161IC，所述滷素燈是通過變壓器84而連接到輸出引線82的，變壓器84所起的作用與圖1中變壓器14相同。電路80通過帶有電容90、電感92、二極體94和96、電阻98和100、以及電容102和104的輸入引線86接收交流電，電容90、電感92、二極體94和96、電阻98和100及電容102和104所起的作用與圖1所示傳統電路10中的對應元件相同。電路80通過高端和低端功率MOSFET110和112的工作而提供振蕩信號給變壓器84。高端MOSFET 110通過HO引腳60從驅動器70接收其門驅動信號，而低端MOSFET 112則通過LO引腳64從驅動器70接收其門驅動信號。在這種結構中，輸出電壓根據負載而變化，這是由輸出變壓器84的負載調節引起的，並且輸出電壓還根據系統的運行頻率而變化。由於變壓器84具有初級漏電感，所以輸出電壓將隨頻率的增加而降低。
振蕩器為了實現圖2中的振蕩元件78，圖4中的振蕩電路提供輸出信號OO給驅動器70；這個信號顯示在圖10中。該輸出信號包含一系列來自比較器CMP6輸出的脈衝。OO信號在空載時間(dead time)內為高電平，而當驅動器70提供一個脈衝給MOSFETs110和112中任意一個時為低電平。
參看圖4，當電容C 1由可控電流源充電達到閾限電壓Vth1時，比較器CMP6提供高電平輸出。高電平輸出還啟動分流電晶體(shunttransistor)MN9，從而以預設電流對電容C1進行放電。這個高電平輸出還致使閾限邏輯電路對Vth1進行調整，通過導通MN89以將閾限從5V減小到0.6V。該比較器輸出一直保持為高電平，直至C1上的電壓降至0.6V以下。這段降壓時間決定了空載時間，在空載時間內，MOSFET 110或112均不能被導通。但如果施加脈衝給RSET輸入，則C1可以通過MN8實現快速放電，從而立刻使比較器的輸出降至低電平，然後進入下一個循環周期。這個脈衝將由自適應空載時間電路發送，有關這一點將在後面討論。
振蕩器電路是由施加到壓控振蕩器(VCO)的輸入端上的直流控制電壓控制的，該直流控制電壓範圍是0至+5V。VCO輸入端經由圖11所示關斷電路(shutdown circuit)中的傳輸門電路TGATE_SWITCH1連接到外部CSD引腳272。這個傳輸門電路在除了由關斷電路檢測到故障狀態之外的時間裡總是處於選通狀態。外部電容270從引腳CSD連接到引腳COM54，其具有三種分離工作模式，簡言之就是(1)軟啟動定時；(2)以電壓補償模式對放大的CS引腳信號進行平滑處理(smoothing)；以及(3)關斷和自行重啟定時，下面將加以詳細討論。
邏輯輸入SSN(軟啟動非(soft start not))決定了工作運行的較高頻率(upper frequency)，此較高頻率出現在VCO輸入被置位(set)為0V的情況下。較低頻率(lower frequency)將保持不變並與SSN狀態無關。頻率隨著VCO電壓改變而呈大致線性變化。當SSN為高電平時，則在軟啟動期間的VCO頻率範圍大於以電壓補償模式運行的正常運行期間的VCO頻率範圍。IR2161通過藉助將電壓饋送至CS引腳56的電流檢測電阻來檢測MOSFET 110、112半橋中的電流，從而確定變換器輸出端80上的負載。
軟啟動首次開啟接通變換器將出現軟啟動。當燈絲是冷的時候，燈絲電阻與燈絲是熱的時候相比較低，而這導致產生很高的浪湧電流(inrushcurrent)，如圖6所示。這會使得在目前所用的一些系統中的關斷電路產生錯誤觸發，導致燈在達到穩定連續工作狀態之前閃亮閃滅數次。
軟啟動電路避免了這個問題，而且同時減小了燈絲在啟動階段的應力，這就讓燈的使用壽命得以延長。當IC 52的VCC引腳上升到高於欠壓切斷(UVLO)閾限時，則如圖5所示的軟啟動電路開始工作。UVLO功能常見於國際整流器公司的照明鎮流器控制集成電路，如IR21 56。在這一點上，振蕩器以較高頻率起動，而外部CSD 270電容開始由IC中的電流源充電，僅在軟啟動期間才允許充電。隨著引腳CSD上電壓的增大，頻率將下降且因此將會有更多的電能施加給燈。當CSD上的電壓達到5V閾限時，頻率將跌降到大約為30KHz的最低點。IC中的軟啟動電路實施方案可參見圖5。鎖存比較器CMPLTCH1的輸出是SSN邏輯信號，該信號的電平在軟啟動時間段的末段是由低變高，該信號被引入振蕩器以確定頻率範圍。燈的浪湧電流效應可參見圖7。
電壓補償模式除了軟啟動控制之外，還可以響應輸出電流檢測對振蕩器頻率進行控制。CS引腳上的電流可選地經由低通濾波器而被引入到圖8所示電壓補償電路的CSF輸入端，低通濾波器去除非所期望的高頻噪聲。圖8的電路包含具有固定的正電壓增益的運算放大器PMOS_OP1。經由二極體Q1和傳輸門TGATE_SWITCH1把輸出引送到外部CSD電容以及振蕩器VCO輸入端。當系統既不處於軟啟動模式也不處於關斷模式，而是處於正常工作模式時，該傳輸門保持選通狀態，此時電壓補償功能有效。電壓補償描述的是這樣一個方案它補償了由負載變化引致的變換器輸出電壓的改變。滷素變換器具有最大額定功率，但也可以與較小負載一起使用，較小的負載會導致輸出電壓增大。例如，用於驅動兩個並聯的50W的燈的100W變換器可以產生11.5V的RMS輸出電壓。但是如果去掉一個燈或者將一個燈開路，則電壓將增大到12V。自然，較高電壓將產生較高的燈的功率，這致使燈的溫度上升並減短燈的壽命。使用最大負載時，CSD電容上的電壓將約為5V。PMOS_OP1上的電壓由許多處于振蕩器頻率的脈衝構成，其處於全波整流正弦形包絡中，二極體Q1提供峰值整流，而CSD電容提供平滑處理以產生與該峰值成比例的直流電平。如果負載減小，則CSD電容將通過電流源MN1以多個周期緩慢放電。在這個電路中快速響應不是必需的。
關斷電路圖11顯示了IR2161中的關斷電路。輸入CS連接IC的外部CS引腳。在正常工作期間，電流檢測電阻被選定以提供一個峰值電流，該電流在最大負載下約為0.4V。這電壓補償模式工作期間這將為CSD引腳提供5V，從而使得振蕩器以所需的最大頻率運行。假如負載加大到最大額定值的150％，則CS引腳上的峰值電壓將隨之達到0.5V，這將致使CMP1的輸出變為高電平，從而經由INV2使MP8導通。由於CS引腳信號的高頻分量，CMP1將在線電壓半周期的峰值處產生高頻脈衝。類似地，假如輸出發生嚴重過載或短路的情況，則CS上的峰值電壓將高出INV14的閾限，這將導致其輸出變為低電平，從而致使MP4導通。
當CMP1變為高電平時，觸發器RRS1被置位。該置位使傳輸門TGATE_SWITCH2打開以將CSD引腳連接到關斷電路；並且禁止TGATE_SWITCH1以將CSD引腳和電壓補償電路斷開。與此同時，MP44導通，從而通過MN70將CSD電容充電至約4V，由此確保MN1保持導通，以將RRS1和RRS2的R2輸入保持為低電平。這是為了防止在電壓補償和關斷電路之間出現一個周期接一個周期的CSD切換。
在RRS1置位期間，系統處於故障定時模式或故障模式，如圖14狀態圖所示。在這些模式下，顯然不需要的電壓補償電路變為不可用並且頻率保持固定(static)。當INV14輸出為低電平時，通過MP3和MP4把電流供給外部CSD電容270，而當CMP1為高電平時，通過MP2和MP8把電流供給電容。由於INV14檢測到非常高的半橋電流，而這個非常高的半橋電流將會在極短時間內破壞外部功率MOSFET 110和112，所以充電速率的不同使INV14將導致電容充電速率遠快於CMP1。通過CMP1實現對電容充電的速率較慢，慢到MOSFET能夠在一定時間內承受這種電流而不至於毀損的地步。隨著CSD電壓增大到一個接近VCC(在IC中表示為APWR)的水平，PMOS器件MP6截止而INV4輸入端電平在MN2的下拉作用下由高電平變為低電平。INV4輸出置位觸發器RRS2，使SD邏輯信號變為高電平。當這個信號為高電平時，系統被禁用以使所有半橋MOSFET都斷開，從而完全沒有功率輸出。隨後CS引腳電流降至零而INV14輸出變為高電平且CMP1輸出變為低電平，但是RRS1和RRS2保持置位並且系統保持在故障模式。在故障模式下，MN3導通，並通過電流吸收器(current sink)MN4使CSD放電，從而使電壓逐漸下降。當電壓跌降至接近零點時，MN1截止而RRS2的R2輸入經由MP6被拉高，再次置位SD為低電平，且因此使得振蕩器再次啟動運行，並且輸出驅動MOSFET變為可用。此時SDN變為高電平，並在INV2輸出通過AND1為高電平條件下復位觸發器RRS1。當檢測到CS上的過流故障時，INV2輸出將為高電平。當RRS1復位時，TGATE_SWITCH2被禁用而TGATE_SWITCH1打開，因而將CSD連接到電壓補償電路並與關斷電路斷開。假如振蕩器重啟而仍然存在故障，則重複整個次序直至故障狀態消除為止。這點在圖14的狀態圖得到有描述。
概括講，假如出現過載，則系統將在約0.5秒延遲之後關斷。假如出現短路，則系統將在約50mS延遲之後關斷。在這兩種情形下，系統將保持關斷約0.5秒而後自動重啟。假如過載或短路狀態仍然存在，則繼續重複這個次序。這些在圖12和圖13中有所描述。變換器以這種方式，能夠容忍故障狀態長時間存在而不會導致過熱或器件損壞。
自適應空載時間基於雙極型功率電晶體的自振蕩滷素變換器將會是內在地具有效率的，因為系統一直採取了軟開關的方式。隨著直流總線在線電壓半周內的變化，空載時間自然也隨之改變。為了達到相同的效率水平，在本發明系統中還將調整空載時間以提供相同的軟開關。
IR2161包括自適應空載時間功能，通過檢測圖3中VS引腳上的MOSFET半橋中點的電壓來實現該功能。當高端MOSFET 110截止時，VS電壓將迴轉(slew)到0V，這是由於變壓器84的漏電感和MOSFET110和112的漏-源電容所引致的。當電壓VS達到0V時，正是低端MOSFET 112導通的時間。
高端驅動器輸出HO以驅動MOSFET 110的門，通過給圖15所示電路的SPN輸入端提供負向脈衝將HO置位為高電平。通過給圖15所示電路的RPN輸入端提供負向脈衝將HO置位為低電平。SPN脈衝置位觸發器RS1並且復位D型觸發器DF1，從而使MP30截止。當在VS由高到低轉換過程的起始時段內將HO置位為低電平時，RPN脈衝使DF1的QDN輸出變為低電平以導通MP30。當MP30導通時，電流從VB引腳引向ZC，VB引腳電位等於VS加上VCC。電流將流入MN37和MN38組成的鏡(mirror)，如圖15所示，當HIN為低電平時MN37和MN38被打開。這導致MN38的漏電平，即如圖10所示的信號D，變為低電平。隨著VS電壓向著零點的迴轉，會達到這樣一個點在這點上，鏡中不再有電流而MN38的漏極變為高電平。在這一點，於輸出ADT上產生一個脈衝，其如圖10所示。ADT脈衝引入OR4，它驅動MN31，MN31將在圖15的高端驅動器電路的RPN輸入上產生第二負向脈衝。這將不會對HSRS5產生影響，因為它已經復位了；但是它將使DF1復位，因為當DF1被置位時RS1會被復位。這個邏輯電路將截止MP30並且將不再有電流提供給ZC。其結果就是，只提供有限電流的MP30隻在VS由高電平向低電平的迴轉時間內導通。
VS波形見圖10所示，圖10還顯示了饋送給圖16中MN30和MN31的門的脈衝，這兩種脈衝產生了給圖15的SPN和RPN輸入。參見圖10，可以看到，於LTRIG上有脈衝出現在VS的高、低轉換的起始階段，並且於ADT上有脈衝出現在當VS電壓下降逼近0V時。這些脈衝之間的時間段被確定為空載時間。這些信號都饋送給圖9的自適應空載時間電路。如果由於某些原因而無法檢測到高到低的電平轉換從而使系統默認處於固定的空載時間內，則LTRIG將置位RRS1，並且ADT或來自振蕩器的OON將使RRS1復位。此時置位RRS1使MP11截止並且由MP9和MP10組成的電流反射鏡(current mirror)把電流引向電容CB。而後CB上將產生一個電壓，其與檢測到的VS高到低的電平迴轉時間成比例。
由於不可能以同一方式檢測到低電平到高電平的迴轉時間，所以系統通過複製高到低的電平轉換時間來確定正確的空載時間，可以假定兩者相等。當對MOSFET 112的門驅動LO變為低電平時，產生HTRIG脈衝，HTRIG脈衝用於使觸發器RRS2置位，如圖9所示。在這一點上，由MP13和MP14組成的另一個相同的電流源被啟動，並且CB開始充電。當CA上的電壓高於CB上的電壓時，比較器CMP3的輸出將變為高電平，因此迴轉時間加倍。當CMP3的輸出變為高電平時，觸發器RRS2被復位，因此會產生正確的空載時間脈衝以用於RRS2的Q輸出上的由低電平到高電平的轉換。將觸發器RRS1和RRS2的Q輸出饋送給或非門NOR7，以產生ADTO輸出，ADTO輸出由在空載時間期間為低電平而在輸出MOSFET 110或112導通時間段內為高電平的信號組成。ADTO信號在每個空載時間結束時都在RSET輸出端產生脈衝，該脈衝被回饋給圖4的振蕩器以對C1實現放電並開始下一個循環周期。以這種方式，如圖10所示，振蕩器輸出OO將跟隨自適應空載時間電路，並可以反轉而後通過信號OON饋送給如圖17所示的輸出邏輯電路，信號OON通過AND(與)門，AND2以及AND3提供對LO和HO的消隱(blanking)。
相位切割調光操作滷素變換器可以通過基於三端雙向可控矽開關元件(triac)或電晶體的相位切割調光系統進行工作，這主要是因為直流總線電壓未經平滑處理。在IR2161的實施方案中，人們已經認識到，在調光器中的三端雙向可控矽開關元件或電晶體處於截止期間，直流總線電壓將跌降到零。由於電流將連續流出，所以這將會導致VCC電壓跌降到UVLO負向閾限之下。為了避免在相位切割操作期間每個半周期內再次觸發軟啟動電路，給欠壓鎖定電路附加一個第二負向閾限，因此VCC必須跌降到這個低限閾限之下才會復位軟啟動電路。這個第二閾限約比第一閾限低2V。當VCC跌降到低於第一閾限時，IC將進入微功率工作模式並且只有非常小的電流從VCC電容流出。因此，使這個VCC電容再放電2V所需時間將比一個線電壓半周期要長，且因此將不再使軟啟動電路復位。
附加功能IR2161具有一些附加功能(例如過熱關斷保護)，這些附加功能也應用於其它國際整流器公司出品的集成電路中，例如IR2157(1)。
第二實施方案圖18顯示了集成電路(IC)50的第二個實施方案的主要功能元件，其中應用了本發明的電路。電源電壓(VCC)引腳52、電源與信號接地(COM)引腳54、電流檢測引腳(CS)56、高端門驅動浮動供電(VB)引腳58、高端門驅動器輸出(HO)引腳60、高端浮動返回(VS)62、以及低端門驅動器輸出(LO)引腳64與國際整流器公司出品的IR2156 IC或IR2157 IC的相同標識引腳具有實質上相同的功能，並且可以實質上相同的方式實現。IR2157IC的技術特徵還記述在第6,211,623號美國專利中，該專利所披露全部內容都結合在本說明書中。類似地，高端和低端驅動器70、欠壓檢測電路72、過熱檢測電路74、以及故障邏輯電路76與美國專利第6,211,623號中相同的標識電路具有實質上相同的功能，並且可以實質上相同的方式實現。振蕩器元件78以及IC 50的其它元件通過下面的說明將得以理解。
圖19示出了電路80，其中IC 50被連接用於驅動滷素燈(未示出)，IC 50採用國際整流器公司出品的IR2162 IC，所述滷素燈通過變壓器84與輸出引線82相連，所述變壓器84所起的作用與圖1中變壓器14相同。電路80通過輸入引線86接收交流電，輸入引線86帶有電容90、電感92、二極體94和96、電阻98和100、以及電容102和104，它們與圖1中傳統電路10中的對應元件具有相同功能。電路80通過高端和低端功率MOSFET 110和112的操作提供振蕩信號給變壓器84。高端MOSFET110通過HO引腳60從驅動器70接收其門驅動信號，低端MOSFET 112則通過LO引腳64從驅動器70接收其門驅動信號。
為了實現圖18中的振蕩器元件78，圖20中的振蕩器電路120提供輸出信號OSC給驅動器70。從輸出波形122可以看出，輸出信號包含一系列來自比較器124輸出的脈衝。OSC信號在空載時間內為高電平，而在當驅動器70提供脈衝給MOSFET 110和112中任意一個時為低電平。
當電容130由可控電流源132充電達到閾限電壓Vth時，比較器124提供高電平輸出。該高電平輸出還開啟分流電晶體134以使電容130放電。該高電平輸出還使得閾限邏輯電路136對Vth進行調整，以確保比較器124變為低電平而後再變為高電平並以適當次數反覆。
可控電流源132可以若干種方式實現控制，這些方式包括反饋電壓控制和軟啟動期間控制。改變電流源132對電容130充電的速率會進而改變振蕩頻率。因此電流源132充電速率具有對應的頻率範圍。
對於反饋電壓控制，電流源132對電容130充電的速率受比較器142輸出的控制。例如，電流源132可具有最小電流值，它確保輸出波形122具有最小頻率，例如40Khz。但是，當在電荷泵輸入(VFB)引腳144上的反饋電壓高於帶隙(bandgap)基準電壓Vref時，比較器142通過誤差信號放大器補償(COMP)引腳148對外部電容146充電，使對電流源132的電壓上升且使電容130的充電速率增大，因此提高了輸出波形122的頻率。增大的充電速率由電容146的大小確定。
如圖19所示，VFB引腳144被連接以接收節點150的電壓，該連接被用來表示通過輸出引線82提給滷素燈的信號。變壓器84具有附加的次級線圈154，次級線圈154的一端通過二極體156、電阻158和160、以及跨接電阻160的電容162接地。當線圈154開始沿著二極體156導通方向接收信號時，通過電阻158的電流開始對電容162充電，從而增大節點150的電壓並且產生通過電阻160的電流。當信號改變至二極體156的非導通方向時，通過電阻158的電流停止，而電容162通過電阻160放電，從而使得節點150上的電壓下降。結果，VFB引腳144的電壓在輸出信號的每個周期的一部分時段上將高於Vref。
因此電容146的大小決定了輸出信號的頻率假如電容146較大，則電流源132大致按照與最小頻率對應的速率對電容130充電；但是假如選定的是一個較小的電容146，則電流源132將以較快的速率對電容130充電，從而產生較高的輸出信號頻率。
類似地，利用從軟啟動電路180到電流源142的信號，可使輸出信號頻率從較高頻率開始向下掃頻直至最小頻率。在啟動之前通過適當電路(未示出)對如圖21所示的觸發器182進行復位，因此電晶體184在啟動時初始導通，允許電流流過電阻186和188以通過調光斜坡(CDIM)引腳192對外部電容190進行充電。因為節點194處電壓初始為低電平，電晶體196初始也處於導通狀態，因此電流通過電晶體184分流，一部分電流經由電阻198流到電流源132且因此到達電容130，從而能夠實現快速充電和較高的輸出信號頻率。
隨著由電容190充電引致的節點194電壓的上升，電晶體196截止，而電容130充電速率更加緩慢，使輸出信號降至其最小頻率。然後，CDIM引腳192的電壓上升直至其高於閾限電壓Vth為止。此時，比較器200提供高電平信號，使觸發器182置位且因此截止電晶體184，因此軟啟動電路180徹底斷開因而不再對輸出信號頻率產生影響直至下一次觸發器182在啟動時復位為止。
圖22和23說明軟啟動電路180在啟動時對燈電流的作用影響。圖22示出了沒有軟啟動電路180情況下的燈電流，而圖23則示出了有軟啟動電路180情況下的燈電流。在圖22中，燈電流以較高的初始值啟動而後下降到穩定狀態。另一方面，在圖23中，燈電流以稍高於上述穩定狀態的較低初始值啟動，而後緩慢下降，因此減小了在接通時對燈絲的應力作用。圖23中出現較低初始值的原因是由於較高的輸出信號頻率減小了電流。
除了電壓反饋和軟啟動控制之外，受控電流源132還可以響應輸出電流檢測而受到控制。而且OSC信號的頻率還可以通過調整空載時間而受到控制，調整空載時間是通過使跨接電容130的電晶體210復位來實現的。
圖24示出了自適應空載時間(ADT)電路220，振蕩器電路120的一部分檢測高到低的電平轉換的空載時間並且使用該檢測結果提供脈衝復位(RST)信號以校正低電平向高電平轉換的空載時間，從而允許功率MOSFET的冷運行。圖25顯示了幾個用以說明電路220工作情況的波形。
ADT電路220自振蕩器電路120接收輸出(OSC)信號，並且還接收表示交替OSC脈衝的上升沿的低電平與高電平觸發脈衝。低電平與高電平觸發脈衝是由OSC信號通過適當電路(未示出)處理得來的。OSC信號提供給電晶體222的柵極，而低電平與高電平的觸發脈衝則分別被連接以使觸發器(RS1)224和觸發器(RS2)226置位。
OSC信號變為高電平則提供驅動信號之間的空載時間，但當其變為低電平則開始提供驅動信號。OSC信號中脈衝上升沿(它代表了空載時間的時間起點)使電晶體222導通；電路220可以包括邏輯電路(未示出)，因此OSC信號中的脈衝上升沿僅只在VS從高電平向低電平轉換期間才開啟電晶體222，即在OSC信號中每隔一個脈衝導通一次。在從高電平向低電平轉換期間，如圖25左邊所示，VS引腳62上的電壓有一個從VBUS電壓到COM電壓的過渡，並且電流流入電晶體228；因此電晶體230也被導通，並且保持ADT信號為低電平。當VS電壓一直迴轉為COM電壓時，電晶體230截止而ADT信號響應經由電阻234連接的電源電壓而變為高電平。
高電平ADT信號使觸發器224復位，觸發器224在從高電平向低電平轉換的起始時由低電平觸發脈衝置位。當HO在空載時間開始時關斷的情況下，低電平觸發脈衝變為高電平觸發脈衝。因而ADT OUT信號僅只在從高電平向低電平轉換期間才為高電平。當觸發器224復位時，其Q輸出則開始提供低電平ADT OUT輸出信號，而或非門(NOR gate)232相應地提供高電平RST信號給圖20中的復位電晶體210，從而對振蕩器60進行復位以使OSC脈衝變為低電平，終止空載時間並開始一個新的振蕩器循環周期/定時斜坡。
當觸發器224在這個空載時間的起始階段被低電平觸發脈衝置位時，其QN輸出提供低電平信號給開關電路236的ENN_B輸入，而開關電路236則相應地通過其OUT_B引線提供充電電流給電容(CB)240。
開關電路236於其IN輸入端接收來自適當電流源(未示出)的電流，並且工作如下當其ENN_A和ENN_B輸入都為高電平時，開關電路236將其IN輸入端連接到其COM輸出端。當ENN_A為低電平時，開關電路236將其IN輸入端連接到其OUT_A輸出端；當ENN_B為低電平時，開關電路236將其IN輸入端連接到其OUT_B輸出端。由於觸發器224和226中的至少一個在任意時間點都可以進行復位，所以ADT電路220能夠確保ENN_A和ENN_B永遠都不會同時為低電平。
當ADT信號變為高電平時，ENN_B也變為高電平，因此開關電路236停止對電容240充電。如圖25所示，跨接電容(CB)240的電壓停止上升並保持大致恆定，因此在如圖25左邊所示的OSC脈衝的持續時間內，與空載時間的持續時間有關的信息被存儲下來。
隨後的由低到高的OSC脈衝上升沿(如圖25的右邊所示)表示了VS引腳62電壓中的由低到高的轉換期間內的空載時間的起點。隨著VS電壓上升，流經電晶體222和228的電流使電晶體230導通，從而使ADT信號變為低電平。但是同時通過電容242接收的高電平觸發信號脈衝使觸發器226置位，因此其Q輸出提供高電平COMP Out信號。作為響應，或非門(NOR gate)232開始提供低電平RST信號。
當觸發器226被置位時，其QN輸出端提供低電平信號給開關電路236的ENN_A輸入端，從而使開關電路236提供充電電流給電容(CA)244。電容CA244和CB240分別連接比較器246的非反相和反相輸入端。因此，當電容244的電壓高於電容240的電壓時，比較器246開始在其輸出端提供高電平COMP信號，該信號使觸發器226復位，從而使COMPOut變為低電平。這個低電平COMP Out信號使或非門232提供高電平RST信號給復位電晶體210。結果，OSC脈衝變為低電平，因此終止空載時間並開始一個新的振蕩器循環周期/定時斜坡(ramp)。
當觸發器226被高電平的COMP信號復位時，其QN輸出變為高電平。因此，開關電路236在ENN_A和ENN_B上具有高電平的輸入，而電容240和244都處於不充電狀態。高電平QN輸出通過電容254提供脈衝給電晶體250和252的柵極，從而使電容240和244都放電至0V。結果，在VS由低到高的轉換過程中的空載時間寬度只由在前一個由高到低的轉換過程的空載時間內電容240中所存儲的電荷來決定。如上所述，存儲的電荷表徵了由高到低的轉換過程的空載時間寬度，以至於空載時間寬度只由ADT電路220調整(coordinated)而不需藉助於IC50的外部元件。
圖26顯示了關斷電路250，其包括圖18中的峰值電平檢測元件252和定時元件254。當檢測到過載或短路狀況時，關斷電路250提供禁用信號，從而當其為高電平時，導致故障邏輯電路76禁用高端與低端輸出信號HO與LO。當過載或短路狀況結束時，則關斷電路250執行自動復位。
電流檢測CS引腳56上的電壓通過電流檢測電阻260被引入，並且通過電容262得到濾波以去除高頻尖峰信號。濾波結果被提供給比較器264和266的「+」輸入端。比較器264通過將其「+」輸入與1.2V比較來檢測短路狀況，同時比較器266通過將其「+」輸入與0.6V比較來檢測過載狀況。來自任何一個比較器的高電平輸出都將導致通過關斷定時電容(CSD)引腳272對如圖19所示的外部電容270進行充電。但是比較器264通過電阻274對電容270充電，電阻274例如為50KΩ，而比較器266通過電阻276充電，電阻276例如為500KΩ。電阻274和276具有差別，因此比較器264對電容270充電的速率要快於比較器266。換言之，檢測短路狀況具有短的時間延遲，而檢測過載狀況則具有長的時間延遲。
在比較器264和266之一對電容270充電達到1V以上之前，比較器280提供高電平輸出，而使觸發器282保持在其復位狀態。大於1V後，則比較器280提供低電平輸出，以使觸發器282置位。當電容270的電壓超過5V時，則比較器284提供高電平輸出以置位觸發器282，並提供高電平禁用輸出以禁用HO和LO輸出。高電平禁用輸出還使電晶體290導通，其使電容270通過例如為1MΩ的電阻292放電，以避免電容270在比較器264和266中的一個提供高電平輸出時進行放電。當電容270的電壓再次降低到1V以下時，則比較器280再次提供高電平輸出，以使觸發器282復位，因此禁用輸出變為低電平而不再禁用HO和LO輸出。
圖27和28對比顯示了關斷電路250工作狀況，圖27顯示的是過載情況，而圖28顯示的是短路情況。每張圖都對比顯示了電流檢測電阻260的電壓波形(淺灰色)和電容270的電壓波形(深灰色)，所述電壓由CSD引腳上的電壓測得。由圖可見，對於過載情況的關斷比較慢，而對短路情況的關斷比較快。但是兩種情況下的重啟之前的延時具有相同的固定時間。
如圖19所示，調光控制輸入(VDIM)引腳300接收調光控制信號，該信號可以是由微控制器(未示出)提供的直流控制電壓，或是IC外部其它來源提供的直流控制電壓。採樣交流線電壓(SYNC)引腳302接收由電路80在輸入引腳86引入的交流線電壓而獲得的信號。根據這些信號，脈衝切割調光元件304(如圖18所示)執行脈衝後沿自調光。
在濾波之後，濾波示例性地由電容90和電感92執行，來自引腳86的交流線電壓由二極體94和96進行整流，並且相對於COM引腳54上的電壓而被檢測。圖29顯示通過電阻310和312提供的最終交流半波信號，每個電阻310、312示例性地都可以為220KΩ。這兩個半波信號在節點314上被相加，以提供信號給SYNC引腳302。
調光斜坡電路340接收來自SYNC引腳302的經過相加的半波信號，如圖30中的波形342所示。電路340是圖18中的相位切割調光元件304的組成部分，它提供了與交流線電壓同步的斜坡波形。把這個斜坡波形提供給比較器(未示出)的一根引線，而把來自VDIM引腳300的調光控制信號提供給該比較器的其它引線，從而產生能夠用作開啟信號的斬波高頻輸出，下面將做詳細說明。這種簡單有效的調光技術對於燈絲而言非常理想。
來自SYNC引腳302的半波信號控制了跨接電阻344的電壓，電阻344例如為5KΩ。當半波信號在一個半周期結尾下降時，則這個電壓使電晶體346截止，而後當半波信號在下一個半周期開始上升時，則又使電晶體346導通。當電晶體346截止時，節點348處的電壓上升，而當電晶體346導通時節點348處的電壓再次下降，因此提供如波形352所示的脈衝信號給電晶體350的柵極。
在電晶體350截止的較長的時間段內，電流源360通過調光斜坡(CDIM)引腳192對外部電容190充電。由於電容190還用於軟啟動電路180，所以電流源360隻有在軟啟動完成之後才可啟動，正如前面參見圖21-23所述的那樣。在充電過程中，節點362上的電壓以斜坡形式上升，如波形364所示。但是當電晶體350被波形352中的脈衝導通時，電容190通過電晶體350放電，從而產生波形364中的下降沿。在該波形352中的脈衝之後，再次開始充電。
節點362可被連接到比較器(未示出)的「+」引線上，而VDIM引腳300可被連接到該比較器的「-」引線上。結果，比較器提供與線路頻率同步的矩形波。例如，該矩形波在斜坡波形高於調光控制信號之前可一直保持低電平，而後變為高電平，直至斜坡波形的下一個下降沿到來為止，因此其佔空比(duty cycle)取決於VDIM引腳300的調光控制信號。該比較器的輸出可被提供給合適的門(未示出)以禁用和開啟來自驅動器70的HO和LO輸出。在這個實施方案中，驅動器70控制的半橋僅只在每個電源周期的初始部分才進行開關轉換，而在之後停止開關轉換，因此僅只在初始部分才驅動VS引腳62電壓，之後VS引腳62的電壓依照衰減路徑下降。
圖31中的波形描述了相位切割調光元件304工作過程，圖中下方波形顯示的是CDIM引腳192的斜坡波形電壓，而上方波形顯示的是VS引腳62的斬波高頻輸出電壓。通過調整提供給VDIM引腳300的調光控制信號，就可以改變矩形波的佔空比，從而可在VS引腳62電壓最大值的0％和100％之間調整VS引腳62的平均輸出電壓。而且，線電壓零相交不會影響到直流總線電壓，當相位切割調光電路禁用輸出時，由於不再有任何負載，所以直流總線電壓保持為任意電壓的線電壓。結果，必須在橋式整流器之前檢測SYNC信號。
圖18電路50中的帶隙基準380可提供Vref(即比較器142的基準電壓)以及其它各種基準電壓。電路50中的5V調節器通過調壓5V輸出(5VOUT)引腳384為微控制器提供5V調整輸出電壓。
也已經製造出來了一種簡單的、價格便宜的、具有8引腳對應部分的IC50，其具有上述這些特徵，只是調整方案更加簡單。
如上所述的新型集成電路可望成為第一款商業上市的用於驅動滷素燈的集成電路，並且它們的應用範圍可以推廣到其它種類白熾燈。這些新型集成電路的實施方案具有高可靠性，與已有電路相比可具有更多功能，並且有可能以低廉造價製造出來。已經取得了很好的實驗結果。
權利要求
1.一種給用於向白熾燈供電的功率半導體器件提供控制信號的驅動電路，所述驅動電路包括振蕩器，其用於產生所述控制信號；及軟啟動電路，其控制所述振蕩器，用以防止在啟動時所述燈中的過量電流。
2.一種給用於向白熾燈供電的功率半導體器件提供控制信號的驅動電路，所述驅動電路包括振蕩器，其用於產生所述控制信號；及電壓補償電路，其控制所述振蕩器，用以補償負載的變化。
3.一種給用於向白熾燈供電的功率半導體器件提供控制信號的驅動電路，所述驅動電路包括振蕩器，其用於產生所述控制信號；及關斷電路，其用於響應故障狀態而對所述振蕩器執行關斷和自動重啟。
4.一種給用於向白熾燈供電的功率半導體器件提供控制信號的驅動電路，所述驅動電路包括振蕩器，其用於產生所述控制信號；及自適應空載時間電路，其控制所述振蕩器，用以提供所述功率半導體器件的冷運行。
5.一種給用於向白熾燈供電的功率半導體器件提供控制信號的驅動電路，所述驅動電路包括振蕩器，其用於產生所述控制信號；及調光電路，其控制所述振蕩器，用以對所述燈進行調光。
6.一種給用於向白熾燈供電的功率半導體器件提供控制信號的驅動電路，所述驅動電路包括振蕩器，其用於產生所述控制信號；及用於所述振蕩器的控制電路，所述驅動電路以集成電路的方式實現。
全文摘要
一種給用於向白熾燈供電的功率半導體器件提供控制信號的驅動電路，該驅動電路包括用於產生所述控制信號的振蕩器。該驅動電路可進一步包括軟啟動電路(180)，其控制所述振蕩器，用以防止在啟動時所述燈中的過量電流；電壓補償電路，其控制所述振蕩器，用以補償負載的變化；關斷電路(254)，其用於響應故障狀態而對所述振蕩器執行關斷和自動重啟；自適應空載時間電路(78)，其控制所述振蕩器，用以提供所述功率半導體器件的冷運行；以及/或者調光電路，其控制所述振蕩器，用以對所述燈進行調光。該驅動電路及其控制電路可採取集成電路(50)的方式實現。
文檔編號H05B39/02GK1618256SQ02827685
公開日2005年5月18日 申請日期2002年12月30日 優先權日2001年12月31日
發明者彼得·格林, 尤利亞·魯蘇 申請人:國際整流器公司