基於偽誤碼率統計的盲信噪比估計方法
2023-08-08 14:40:51 2
專利名稱：基於偽誤碼率統計的盲信噪比估計方法
技術領域：
本發明涉及一種基於偽誤碼率統計的盲信噪比估計方法，適用於BPSK與QPSK調製信號， 無需額外的訓練序列等開銷，能夠以很低的複雜度及合理的性能實現信噪比的估計，屬於數 字通信中信噪比估計技術領域。
背景技術：
在大多數數字通信系統中，接收機收到的信號中往往會引入噪聲。接收信號與噪聲功率 的比值定義為信噪比，可以作為決定誤碼率、誤幀率等通信系統性能指標的重要度量。此外， 為了實現最優的性能，許多通信系統中的關鍵算法及系統部件需要知道信噪比的信息。例如， 低密度奇偶校驗碼等信道編碼需要準確的信噪比以迴避性能損失，同時達到最佳的解碼門限； 而自適應鏈路控制中的調製及編碼方式的選取也需要信道質量的定量描述，即信噪比的信息； 此外，信噪比在擴頻通信系統的功率控制中亦起著決定發射機傳輸功率的作用。因此， 一系 列實際的應用需求促進了信噪比估計算法的研究。
信噪比估計算法通常利用一段區間內接收機觀測到的信號值，通過特定的運算以構造統 計量作為信噪比的估計。目前文獻中存在多種有效的數字調製信號的信噪比估計算法。這些 算法主要可以分為三大類
第一類是最大似然估計法，其主要特點是其統計量由嚴格的統計信號處理理論所構造， 性能優良且易於評估。此類算法的局限性在於其統計量的形式往往較為複雜，因而計算複雜 度很高；如果為了改善性能而引入迭代結構，則複雜度會更高。故最大似然算法不適於實際 系統的高效硬體實現。
第二類是矩估計法，其主要特點是基於經驗進行統計量的構造，其由接收信號的各階矩 運算得到，性能適中。此類算法的局限性在於其統計量的構造不夠嚴格，憑經驗難以達到理 論最優性能；其中性能較好的算法往往會用到信號的高階矩(如六階、八階矩等)，而這將帶 來極高的運算複雜度，也往往是實際系統無法承受的。
第三類是頻域估計法，其主要特點是利用信號的離散傅立葉變換將其轉換至頻域，然後 構造統計量進行信噪比估計。其性能相比前兩類算法略差，而其優勢在於可利用頻域數據獨 有的特點對抗較大的頻率偏差。此類算法的局限性在於離散傅立葉變換的實現複雜度很高， 同樣會對實際系統帶來較大的負擔。
此外，以上這些信噪比估計算法還有訓練序列輔助(DA)與非訓練序列輔助(NDA)之分。 前者在傳輸數據序列中插入接收段已知的一段訓練序列，以便於接收機進行信噪比統計量的 構造；而後者也稱為忙信噪比估計算法。DA算法性能優於NDA，而其付出的代價則是由於訓 練序列的開銷引入的有效傳輸速率的降低。
綜上可知，現有的信噪比估計算法存在的主要不足在於運算複雜度過高，在實際系統中 實現需要付出很大的代價。
發明內容
本發明的目的是提出一種基於偽誤碼率統計的盲信噪比估計方法，利用了離散系統每個 調製符號中多個採樣點的信息進行偽誤碼率統計，再利用偽誤碼率與信噪比之間單調的對應 關係進行一一映射，從而得到信噪比的估計值。該方法適用於BPSK與QPSK調製信號，無需 額外的訓練序列等開銷，能夠以很低的複雜度及合理的性能實現信噪比的估計，適用於各類 需要信噪比估計的應用場合。
本發明的特徵在於，所述方法依次含有以下步驟
步驟(1):接收信號首先經過一個基帶化處理器，通過處理得到基帶調製信號。對於所
述接收信號中的基帶信號，包括基帶BPSK信號和基帶QPSK信號，該基帶化處理器不作任何 處理，直接通過；對於所述接收信號中的帶通信號，包括帶通BPSK信號和帶通QPSK信號， 用該基帶化處理器中的正交下變頻電路作正交下變頻處理，得到可能存在有載波頻率及相位 偏差的基帶化後的帶通BPSK覆信號，或者基帶化後的帶通QPSK覆信號。
輸入的基帶BPSK接收信號為實信號，包含一路數據信息；輸入的基帶QPSK接收信號為 覆信號，包含I、 Q兩路數據信息。輸入的帶通接收信號為實信號，對BPSK而言包含一路數 據信息，對QPSK而言包含I、 Q兩路數據信息。
步驟(2):把步驟(1)的基帶化處理器輸出的基帶信號或基帶化後的帶通信號首先經過 一個離散化處理器，對信號進行離散化處理。該處理器對採樣率大於2的整數倍的符號率的
離散信號，不作任何處理直接通過；對連續信號進行採樣率為每符號w個採樣點的採樣，以
得到對應的離散信號。該離散採樣由模數轉換器(adc)實現。其中，設w為大於2的自然
數；w的取值不宜過大，即離散化器的採樣率應當能夠由當前器件水平下的adc晶片所實現;
步驟(3):把步驟(2)的離散化處理器輸出的基帶離散信號或基帶化後的帶通離散信號 進行匹配濾波；該匹配濾波器的衝激響應為與發射信號採用相同滾降係數"的均方根升餘弦 脈衝，其中0< ^1。該脈衝採樣率同樣為7V,其衝激響應序列為一個實數序列
{/z—m ...，/ —,,/ 。，…，/2履j ，其表達式為/z =/2( )|,—^，"=—《AV..,-1,0，1，'..，KA^，其中:
/z(0 = f" = +匸/z卜y w為均方根升餘弦信號的連續脈衝，f-'表示連續傅立葉 逆變換，r、為符號周期，而/^)的傅立葉變換//( )的表達式為
其中s。為一常數，下文將給出其取值的確定方法。《為大於l的自然數，不宜過大，通
常取1<《^10，從而在系統性能損失可忽略的同時將匹配濾波器的資源開銷控制在合理的範
圍內；2《表示該匹配濾波器衝激響應所佔據的符號數目。該脈衝具有單位能量，即
Z《=1;故根據上述步驟求出含有S。的^— ，、,A。,盡,…,/^}後，即可計算出S。的值。
另外記/^=0， /為絕對值大於《的所有整數；
步驟(4):把步驟(3)得到的匹配濾波器輸出的、匹配濾波後的基帶信號或基帶化 後的帶通信號經過一個同步器，以糾正可能存在的載波頻率、相位偏差及定時偏差。當步驟 (1)的輸入的接收信號為基帶信號時，此同步器採用定時糾正方法對信號進行處理；而當其 為帶通信號時，該同步器採用載波及定時糾正方法對信號依次串行進行處理。由此得到沒有
載波頻率及相位偏差和定時偏差的基帶信號，該信號序列可以記為f…，,p3v;v.〗，對於
bpsk信號為實序列，對於qpsk信號為復序列。載波糾正與定時糾正的步驟如下
步驟(4.1):同步器對從步驟(3)的匹配濾波器輸出的基帶信號採用第一定時同步電路
糾正定時偏差，得到沒有定時偏差的基帶信號，記為^，.....}，對於bpsk為實序列， qpsk為復序列，該第一定時同步電路依次按以下步驟進行定時同步；
步驟(4. 1.1):在所述匹配濾波後輸出的基帶信號的實部/'(m)中，把每個符號當前選定 的最佳採樣點位置的信號之前一個釆樣點的信號/'( -l)、之後一個採樣點的信號 /'("。+l)送入一個定時誤差提取器，按下式算出並得到一個定時誤差信號s,(n)，"為採樣點 序號
formula see original document page 10符號Wg"為符號函數，自變量非負數時取值為 1，為負數時取值為-l;
其中，在系統開始工作時，該最佳採樣點位置任意選取；
步驟(4.1.2):把所述定時誤差信號f,(")送入一個一階數字低通環路濾波器得到累積的 定時誤差值formula see original document page 10為濾波係數步驟(4. 1.3):用一個比較器來判斷累積誤差值A(")是否達到設定的閥值，若達到設定 的閥值，則把累積誤差清零，同時發出一個最佳採樣點位置調整信號，控制最佳採樣點的位 置，使其根據累積誤差的極性，若為正，則提前一個單位採樣間隔，否則，便延遲一個單位 採樣間隔，從而找到最佳採樣點/'("。)；
歩驟(4.2):同步器對步驟(3)的匹配濾波器輸出的基帶化後的帶通信號採用依次串接 的載波同步電路和第二定時同步電路進行糾正，以得到沒有載波頻率及相位偏差的基帶化後 的帶通信號，記為(.....,少省,;VJV，.....}，對於BPSK信號為實信號，對於QPSK信號為覆信號， 其糾正步驟如下
步驟(4.2.1):把步驟(4.2)所述的匹配濾波器輸出的基帶化後的帶通信號包含的沒有 經過頻率糾正的1/Q兩路數字基帶信號/帶(")、2帶(")送入包括極性類型鑑相器在內的載波 同步電路中的一個鑑相器，按以下公式提取相位誤差信號&.G):
formula see original document page 10帶W，"為釆樣器標號；
步驟(4.2.2):把所述相位誤差信號^(")輸入該載波恢復環內的一個二階數字環路濾波
器進行濾波，其時序為
第"+ 1個採樣點的相位誤差累積信號 + 1)為
formula see original document page 10
第"+ l個採樣點的頻率誤差累積信號/(n + l)為
formula see original document page 10
其中，常數&'、《2為該二階數字環路濾波器的二個用於頻率、相位的濾波參數，當步 驟(2)中所述模數轉換器的採樣頻率/、遠大於所述載波恢復環路的自然頻率時，
/:2'= 277" 7;， <=w r、.，
其中，w =2;^ 為所述二階數字環路的自然頻率，；;為阻尼係數，7、.= ^^、，
歩驟(4.2.3):把經過步驟(4.2.2) 二階數字環路濾波得到的誤差累積信號^" + l)作 為所述載波同步電路內本地數控振蕩器NC0的輸入，以調整本振信號的頻率；
步驟(4.2.4):把輸入到步驟(4.2)所述載波同步電路的基帶化後的帶通信號包含的 1/Q兩路數字基帶信號/"w)、 a^附)與本地數控振蕩器的輸出信號cos-00、 sh^(w)在相位 旋轉電路內相乘，進行相位旋轉，得到經過頻率糾正的1/Q兩路數字基帶信號/^'(/^、eaO^:
/帶(附)=/帶(OT) x c。s+ 2帶(m) x sin ，
2帶(附)=G帶(m) x cos— /帶(m) x sin -(")，
m與n之差為所述整個載波同步電路的運算延時；
步驟".2.5):對於BPSK信號，在一段設定的時間內統計/帶(w)、 g帶'(附)各自的平均 能量，選取其中能量大的一路作為無載波頻率和相位偏差的有效信號，送往第二定時同步電 路進行定時同步；對於QPSK信號，直接把/帶(w)、 e帶'")分別送往第二定時同步電路進行 定時同步；
步驟(4.2.6):把經過步驟(4.2.1)至步驟(4.2.5)載頻和相位同步的基帶化後的帶 通信號送往第二定時同步電路按步驟(4.1)所述的方法進行定時同步，以糾正可能存在的定 時偏差；
步驟(4.2.7):把經過步驟(4.1)定時同步的基帶信號，或經過步驟(4.2.1)至步驟 (4. 2. 6)經過載頻和相位同步並糾正及定時同步的基帶化後的帶通信號送往判決點選取器， 按以下步驟，對每個調製符號分別選取兩個判決點，分兩路輸出，每一路的採樣頻率均為每 個符號一個採樣點；
步驟(5):把步驟(4)得到的信號序列經過一個判決點選取器，對每個調製符號分別選 取兩個判決點，分兩路輸出，每一路的採樣率均為每符號l個採樣點；其中一路為每個符號
的最佳釆樣點所組成，即沒有碼間幹擾的採樣點，為(…，,w,y。,:^，…l;另一路為每個符號 的其他任意採樣點之一，即存在碼間幹擾的採樣點，為[-，^+/,少/^+/,—}，其中/為自然
數，取值範圍為l到
-1 ，
為不小於！的最小整數其中，由步驟(4)中的定時同 2 步電路提供最佳採樣點的位置及延時f個採樣點的另一路採樣點的位置；
步驟(6):把步驟(5)得到的兩路判決點信號通過一個偽誤碼率統計器，進行偽誤 碼率的統計；這裡偽誤碼率指的是兩路採樣信號判決結果不等的概率，即極性相反的概率； 選取M為統計區間長度，似為自然數，通常取102 103以上數量級，以保證估計精度；則對 於BPSK信號，偽誤碼率的估計值Pp為
n1 ^'e/ 、 計+ " 、卩，乃W口^W〈0
M 、 , 〔0，;vnyw+/
對於QPSK信號，偽誤碼率的估計值屍p為
屍=■
^ S{《(Re [yw ] ， Re [ ])+《(Im [乂w ], Im
少w
+/
-小
複數的虛部，
"Re[、],R仏,]卜 《(Im[yw],Im[j;w+/])=
2Mf^
其中函數Re表示取一個複數的實部，函數Im表示取-
—1,R如][Re[L/]〈0
Um[jVw]CIm[_y,w+/]<0 、0,Im[乂wpm[;^+,]2 0
步驟(7):把步驟(6)得到的偽誤碼率的估計值P,通過一個信噪比映射器，利用偽 誤碼率與信噪比之間單調的函數關係，通過數值方法得到信噪比的估計值p。該數值方法通 常由査表實現，將事先計算好的偽誤碼率與信噪比的數值存於存儲器中，利用估計得到的偽
誤碼率查找與其對應的信噪比即可。該單調函數的形式如下 />p小會(4①(0,oo,0) + T(g2,l) +甲(g"l) + 2T(1,0))，其中
O(O,oo，O)-丄
arctan
1一G,
^1 + G,
+ arctan
1 —G
P工
1 — 2e//c
一-
血，"與^為積分限，x為積分變量，
w/c:為互補誤差函數，其定義為^/"/) = 4 t為自變量，z為積分變量
v冗 *
勝
認
本發明提出的基於偽誤碼率統計的盲信噪比估計方法，其主要優點包括計算複雜度很 低，易於實現，無需訓練序列輔助從而有較高的傳輸效率，性能與最大似然等估計算法相當， 適用於各類具體的應用。對於離散接收機，偽誤碼率統計的運算量很小，只需利用每符號多 個採樣點的信息，判決兩路採樣信號極性的異同並累積計數即可；而通過函數的事先運算、 存儲與査表相結合，從偽誤碼率到信噪比的映射只需簡單的査表操作即可完成。
圖1是信噪比估計方法的流程框圖。
圖2是信噪比估計器系統的電路原理框圖。
圖3是基帶化處理器的電路原理框圖。
圖4是離散化處理器的電路原理框圖。
圖5是同步器的組成框圖。
圖6是定時同步電路的電路原理框圖。
圖7是載波同步電路的電路原理框圖。
圖8是判決點選取器的電路原理框圖。
具體實施例方式
以下結合附圖，詳細介紹本發明的內容
圖l是信噪比估計方法的流程框圖。如圖1所示。接收機接收到的信號在依次經過基帶 化處理器、離散化處理器、匹配濾波、同步等操作後，得到沒有頻率及定時偏差的離散釆樣 信號序列。該序列經過判決點選擇器，得到兩路採樣率等於符號率的判決點序列；該序列再 通過偽誤碼率統計器，得到偽誤碼率的估計值。最後該值經過信噪比映射器，得到所估計出 的信噪比。 .
圖2是信噪比估計器系統的電路原理框圖。與圖1對應，接收到的信號一次經過實現信 噪比估計方法的各個電路模塊，最終得到所估計的信噪比。
以下是各部分的算法描述及其具體實現方法
圖3是基帶化處理器的電路原理框圖。如圖2所示，接收信號經過基帶化處理器，通過 處理得到基帶調製信號；具體實現方法為
(1)若接收到的信號是基帶BPSK或QPSK信號，則該基帶化處理器不作任何處理，直接
通過；
(2)若接收到的信號是帶通BPSK或QPSK信號，則用該基帶化處理器中的正交下變頻電 路作正交下變頻處理，得到可能存在有載波頻率及相位偏差的基帶化後的帶通BPSK覆信號， 或者基帶化後的帶通QPSK覆信號；
輸入的基帶BPSK接收信號為實信號，包含一路數據信息；輸入的基帶QPSK接收信號為 覆信號，包含I、 Q兩路數據信息。輸入的帶通接收信號為實信號，對BPSK而言包含一路數 據信息，對QPSK而言包含I、 Q兩路數據信息。
圖4是離散化處理器的電路原理框圖。如圖3所示，基帶信號或基帶化後的帶通信號經 過離散化處理器，通過處理得到基帶離散信號；具體實現方法為
(1) 若接收到的信號是採樣率為大於2的整數倍的符號率的離散採樣信號，則該處理器 對信號不作任何處理直接通過；
(2) 若接收到的信號是連續信號，則該處理器對信號進行採樣率為每符號W個採樣點 的採樣，以得到對應的離散信號。該離散採樣由模數轉換器(ADC)實現。其中，設jV為大 於2的自然數；W的取值不宜過大，即離散化器的採樣率應當能夠由當前器件水平下的ADC 晶片所實現。
隨後，離散化處理器得到的基帶離散信號或基帶化後的帶通離散信號經過一個匹配濾波 器，對信號進行匹配濾波；該匹配濾波器的衝激響應為與發射信號採用相同滾降係數a的均 方根升餘弦脈衝，其中0<"21。該脈衝採樣率同樣為W，其衝激響應序列為一個實數序列 (/Lhv,…，/l"^A,…，/ hv)，其表達式為/ =/2(0|,—認,…，—1,0，1,…，紐'其中 W) = F" [Z/(w)]-^ ￡//(w)e^^w為均方根升餘弦信號的連續脈衝，F"表示連續傅立葉 逆變換，r、為符號周期，而/^)的傅立葉變換//( )的表達式為
其中S。為一常數，下文將給出其取值的確定方法。尺為大於l的自然數，不宜過大，通 常取l <《S10 ，從而在系統性能損失可忽略的同時將匹配濾波器的資源開銷控制在合理的範
圍內；2尺表示該匹配濾波器衝激響應所佔據的符號數目。該脈衝具有單位能量，即
￡《=1;故根據上述步驟求出含有5。的{/^0,，^..，、}後，即可計算出S。的值。
另外記/z,-o， /為絕對值大於/:的所有整數；
圖5是同步器的組成框圖。如圖5所示，匹配濾波後的基帶信號或基帶化後的帶通信號
經過同步器，以糾正可能存在的載波頻率、相位偏差及定時偏差；具體實現方法為
(1) 當接收機輸入的信號為基帶信號時，此同步器對信號採用第一定時同步電路對信號
進行處理，以得到沒有定時偏差的基帶信號，該信號序列可以記為,，^:^…b對於BPSK
信號為實序列，對於QPSK信號為復序列；
(2) 當接收機輸入的信號為帶通信號時，該同步器採用載波同步電路及第二定時同步電 路對信號進行處理，以得到沒有載波頻率及相位偏差和定時偏差的基帶信號，該信號序列可 以記為l…，,w,y。，^v，…1，對於BPSK信號為實序列，對於QPSK信號為復序列。載波及定時 糾正以順序串行實現。
圖6是第一與第二定時同步電路的電路原理框圖。如圖6所示，匹配濾波後的基帶信號 或經過載波頻率及相位糾正後的基帶化後的帶通信號經過定時同步器，以糾正可能存在的定 時偏差；具體實現方法為
(l)在匹配濾波後輸出的基帶信號或經過載波頻率及相位糾正後的基帶化後的帶通信號
的實部/'(m)中，把每個符號當前選定的最佳採樣點位置的信號/(w。;)、之前一個採樣點的信
號/'("。-1)、之後一個採樣點的信號/'^。+l)送入一個定時誤差提取器，按下式算出並得到 一個定時誤差信號f,(力，"為採樣點序號
f,(")=鄉n(/'("。))*[/("。 +1) - /'("。 -1)]，符號為符號函數，自變量非負數時取值為 1，為負數時取值為-l;
其中，在系統開始工作時，該最佳採樣點位置任意選取；
(3) 把所述定時誤差信號f,(n)送入一個一階數字低通環路濾波器得到累積的定時誤差 值￡,(")，《(")=￡,("-1)+《^("), ^為濾波係數，&<1;
(3)用一個比較器來判斷累積誤差值5,00是否達到設定的閥值，若達到設定的閥值， 則把累積誤差清零，同時發出一個最佳採樣點位置調整信號，控制最佳採樣點的位置，使其 根據累積誤差的極性，若為正，則提前一個單位採樣間隔，否則，便延遲一個單位採樣間隔， 從而找到最佳採樣點/'("。)。
圖7是載波同步器的電路原理框圖。如圖7所示，匹配濾波後的基帶化後的帶通信號經 過載波同步器，以糾正可能存在的載波頻率、相位偏差；具體實現方法為
(1) 把匹配濾波器輸出的基帶化後的帶通信號包含的沒有經過頻率糾正的1/Q兩路數字
基帶信號/帶(")、2帶'(")送入包括極性類型鑑相器在內的載波同步電路中的一個鑑相器，按 以下公式提取相位誤差信號^如)
&.(")=/帶(")>^帶(")，"為採樣器標號；
(2) 把所述相位誤差信號^(^輸入該載波恢復環內的一個二階數字環路濾波器進行濾 波，其時序為
第"+ 1個採樣點的相位誤差累積信號^(A2 + 1)為
^" + lH("X/(")+^(")，
第"+ l個採樣點的頻率誤差累積信號/( + 1)為
其中，常數a:,、《'為該二階數字環路濾波器的二個用於頻率、相位的濾波參數，當前
述模數轉換器的採樣頻率/、遠大於所述載波恢復環路的自然頻率時，尺2' =2;/w 7;,
《1 = J、，
(3) 把經過(2)的二階數字環路濾波得到的誤差累積信號""+ l)作為所述載波同步電 路內本地數控振蕩器NCO的輸入，以調整本振信號的頻率；
(4) 把所述載波同步電路的基帶化後的帶通信號包含的1/Q兩路數字基帶信號/^m)、 2"m)與本地數控振蕩器的輸出信號cos"")、 sin0(;7)在相位旋轉電路內相乘，進行相位旋 轉，得到經過頻率糾正的I/Q兩路數字基帶信號/帶如)、Q帶如)
m與n之差為所述整個載波同步電路的運算延時； (5)對於BPSK信號，在一段設定的時間內統計/帶(附)、0帶(m)各自的平均能量，選取 其中能量大的一路作為無載波頻率和相位偏差的有效信號，送往第二定時同步電路進行定時 同步；對於QPSK信號，直接把/帶(m)、 2帶(附)分別送往第二定時同步電路進行定時同步；
圖8是判決點選取器的電路原理框圖。如圖8所示，同步後的信號序列經過一個判決點 選取器，對每個調製符號分別選取兩個判決點，分兩路輸出，每一路的採樣率均為每符號1
其中，《 =2; /;為所述二階數字環路的自然頻率，"為阻尼係數，r、.
/帶'(附)=/帶(OT) x cos -(") + 0帶(w) x s一(")， 2帶(附)=G帶(附)x c。s 0(w) — /帶(m) x sin -(")，
個採樣點；具體實現方法為
(1) 第一路為每個符號的最佳採樣點所組成，即沒有碼間幹擾的採樣點，為
(2) 第二路為為每個符號的其他任意採樣點之一，即存在碼間幹擾的採樣點，為formula see original document page 17
為不小於il的最小
formula see original document page 17其中/為自然數，取值範圍為l到
其中，由前述定時同步電路提供最佳採樣點的位置及延時f個採樣點的另一路釆樣點的 位置。
接下來，判決點選取器得到的兩路判決點信號通過一個偽誤碼率統計器，進行偽誤碼率 的統計；這裡偽誤碼率指的是兩路採樣信號判決結果不等的概率，即極性相反的概率；選取M 為統計區間長度，M為自然數，通常取102 103以上數量級，以保證估計精度；則對於BPSK 信號，偽誤碼率的估計值A為
對於QPSK信號，偽誤碼率的估計值^為
formula see original document page 17
其中函數Re表示取一個複數的實部，函數Im表示取一個複數的虛部， 《formula see original document page 17formula see original document page 17最後，偽誤碼率統計器得到的偽誤碼率的估計值A通過一個信噪比映射器，利用偽誤碼 率與信噪比之間單調的函數關係，通過數值方法得到信噪比的估計值p。該數值方法通常由 査表實現，將事先計算好的偽誤碼率與信噪比的數值存於存儲器中，利用估計得到的偽誤碼 率査找與其對應的信噪比即可。該單調函數的形式如下
formula see original document page 17))，其中formula see original document page 18，
formula see original document page 18，"與^為積分限，；c為積分變j
er/c為互補誤差函數，其定義為w/c(0-4 f%—z2&， t為自變量，z為積分變
formula see original document page 18
通過以上步驟，最終得到信噪比的估計值p。
如前所述，根據本發明，基於偽誤碼率統計的盲信噪比估計方法迴避了現有各類算法
計算複雜度過高、實現代價過大的局限性，簡化了硬體結構及實現代價；其無需訓練序列輔 助，從而有較高的傳輸效率；性能與最大似然等最優的估計算法相當，具有較強的通用性； 同時具有簡潔實用、結構規律的電路設計和實現，易於晶片集成。
權利要求
1、基於偽誤碼率統計的盲信噪比估計方法，其特徵在於依次含有以下步驟步驟(1)接收機收到的接收信號經過基帶化處理器得到基帶調製信號對於所述接收信號中的基帶信號，包括基帶BPSK信號和基帶QPSK信號，該基帶化處理器不作任何處理，直接通過；對於所述接收信號中的帶通信號，包括帶通BPSK信號和帶通QPSK信號，用該基帶化處理器中的正交下變頻電路作正交下變頻處理，得到可能存在有載波頻率及相位偏差的基帶化後的帶通BPSK覆信號，或者基帶化後的帶通QPSK覆信號；步驟(2)離散化處理器對步驟(1)所述基帶化處理器輸出的基帶信號或基帶化後的帶通信號進行離散化處理對於採樣率大於2的整數倍的符號率的離散信號不作任何處理而直接通過；對於連續信號則用模數轉換器進行採樣率為每符號N個採樣點的採樣，得到對應的離散信號，其中，N為大於2的自然數，N的上限應以當前模數轉換器能實現為準；步驟(3)匹配濾波器對步驟(2)中離散化處理器輸出的基帶離散信號或基帶化後的帶通離散信號進行匹配濾波該匹配濾波器的衝激響應為與發射信號採用相同滾降係數α的均方根升餘弦脈衝，0≤α≤1；該脈衝採樣率同樣為N，其衝激響應序列為一個實數序列{h-KN，.......，h-1，h0，h1，......hKN}，hn的表達式為<![CDATA[ h n=h ( t ) | t= n T s N , ]]>n＝-KN，...，-1，0，1，...KN，其中h(t)為均方根升餘弦信號的連續脈衝，
全文摘要
基於偽誤碼率統計的盲信噪比估計方法，屬於數字通信中信噪比估計技術領域，其特徵在於依以含有基帶化；離散化；匹配濾波；消除可能存在的載波頻率、相位誤差、定時誤差；用判決器選取判決點；偽誤碼率統計和信噪比映射等步驟。本發明利用了離散系統每個調製符號中多個採樣點的信息進行偽誤碼率統計，再利用偽誤碼率與信噪比之間的對應關係進行一一映射，從而得到信噪比估計值。本發明適用於BPSK與QPSK調製信號，無需額外的訓練序列，能以很低的複雜度及合理的性能實現信噪比估計，適用於各類需要信噪比估計的應用場合。
文檔編號H04L27/22GK101184071SQ20071017997
公開日2008年5月21日 申請日期2007年12月20日 優先權日2007年12月20日
發明者包建榮, 詹亞鋒, 邢騰飛, 陸建華 申請人:清華大學