通信系統中用於迭代解碼器的量化方法
2023-07-08 22:12:26 2
專利名稱：通信系統中用於迭代解碼器的量化方法
背景技術：
1.發明領域本發明一般涉及通信系統中的接收機，更具體地說，是涉及用於量化接收信號的裝置和方法。
2.相關技術描述當在實際情況下構成信道解碼器時，諸如比特數、功率、和處理延遲之類的系統資源是有限的。特別是在解碼器的處理中，一個具體的信號必須由有限數量的比特代表。換言之，施加到解碼器的輸入端的模擬信號必須進行量化。對於量化而言，信號解析度或信號的精度應當予以考慮，因為其對解碼器的性能具有很大的影響。因此，當設計者表示用於解碼器輸入端和解碼器的內部的信號時，涉及量化比特(QB)數的精確選擇的量化方法對於系統的設計者的一個極大的挑戰。
在無線通信系統(例如，衛星系統、WCDMA、CDMA-2000)中的發送機可以利用前向糾錯碼進行可靠的數據傳輸，並且接收機可以對接收的數據應用迭代解碼。迭代解碼的特徵是饋送解碼的輸出返回到解碼器的輸入端。因此，迭代解碼器的的輸出不是象高電平或低電平(例如，+1，-1)的硬判定信號，而是信號的軟判定(例如，0.7684，-0.6432，…)。迭代解碼器是由至少兩個部分解碼器(component decoder)和一個位於各部分解碼器之間並重新排列在其輸入端從部分解碼器接收的比特序列的交錯器構成。當經解碼信號部分被反饋到迭代解碼器的輸出端時，迭代解碼器的去交錯器按其原來的位置重新排序經交錯的信號的比特。
圖1是表示在用於話音信號發送的常規維特比解碼器中的量化方法。
在圖1中，圖的水平軸表示接收信號的幅度，和垂直軸表示兩個信號的概率密度函數(PDF)。其中假設，用於接收信號的傳輸信道是加性高斯白噪聲(AWGN)信道。接收和解調的信號相對於PDF按預定間隔進行量化。由於它的簡單和良好的解碼性能的優點，一般採用這種量化。如圖1所示，QB是4比特，產生的各量化電平(QL)用於代表為從發送機接收的信號電平的+A和-A之間的範圍。例如，雖然由於傳輸信道上的噪聲，接收的信號可能具有高於+A或低於-A的值，但是被分別映射到最大量化電平(QMAX)或最小量化電平(QMIN)。
維特比解碼器基本上使用非迭代解碼方案並輸出硬判定值，輸出的值不進行重新解碼。因此，維特比解碼器按上述量化方法可以以高可靠性解碼輸入信號。當QB被設置為4(QL＝16)時，維特比解碼與無限電平解碼之間的性能差別不大於0.2dB。
另一方面，迭代解碼器的輸入/輸出是基於軟輸入/軟輸出(SISO)的。因此，在解碼器的輸入設計中應當考慮置信度以及極性。也就是說，將被反饋的SISO迭代解碼器的輸出信號將不是硬判定信號(高或低)，而是軟判定信號。但是，超過從+A和-A的傳輸電平範圍的各個信號，在如圖1所示的常規量化方法中在模數轉換期間被截斷，結果導致迭代解碼器的性能的惡化。因此，不同電平必須被分配給施加到迭代解碼器的輸入端的高於+A和低於-A的各信號。換言之，量化範圍應當被擴展到+A和-A之間的傳輸電平範圍之外，這樣對於迭代解碼器的輸入信號的可靠性是不同的。
當輸入信號的表示電平如圖1的常規量化方法所分配時，由於量化範圍擴展產生的不足的量化解析度很可能降低迭代解碼器的性能。從而，應當確定最佳QB。
特別是，雖然在接收機中施加到透平解碼器(turbo decoder)的BPSK(雙相鍵控)或QPSK(四相鍵控)解調信號通常是模擬信號，但當透平解碼器實際上是由超大規模集成電路構成時，還應當提供一個標準，根據該標準獲得量化模擬信號的參數。
發明概述因此，本發明的一個目的是提供一種用於通信系統的迭代解碼器的擴展高於傳輸電平的最高值和低於傳輸電平的最低值的擴展量化範圍的方法。
本發明的另一個目的是提供一種用於透平解碼器的量化方法，以便從任意量化比特數中獲得最佳量化範圍。
本發明的第三個目的是提供一種用於透平解碼器的量化方法，以便從經驗給出的量化比特數中獲得最佳量化範圍。
本發明的第四個目的是提供一種設置比特數的方法，利用該比特數代表每個部分解碼器的內部信號，該方法是根據迭代解碼器的輸入信號的量化比特數和當迭代解碼器的碼速率是1/4或更高時每個部分解碼器的度量(metric)計算。
本發明的第五個目的是提供一種在通信系統中使透平解碼器獲得最佳量化參數的方法。
本發明的第六個目的是提供一種提供判據的方法，當透平解碼器實際上是由超大規模集成電路構成時，按照該判據獲得用於在透平解碼器的輸入端量化模擬信號的各個參數。
簡而言之，這些和其它目的是通過提供一種用於迭代解碼器的量化方法實現的。在該量化方法中，接收的信號電平在大於發送機的發送信號的2n(n是一個整數)倍的電平範圍內被相等地分為預定的間隔，並且量化在每個信號周期中的接收的信號的電平。
附圖簡述從結合附圖的下面的詳細描述中本發明的上述和其它的目的、特點和優點將更為明顯，各附圖是圖1是表示用於話言信號的傳輸的維特比解碼器的常規量化方法的圖；圖2是表示按照本發明的優選實施例的用於迭代解碼器的量化方法的圖；圖3是用於表示按照本發明的優選實施例的量化器和迭代解碼器之間的關係的量化器和迭代解碼器的方框圖；圖4是按照本發明的優選實施例的具有碼速率1/3的迭代解碼器的方框圖；圖5是表示按照本發明的優選實施例的量化方法的流程圖。
優選實施例的詳細描述下面將參照附圖描述本發明的優選實施例。在下面的描述中，不對公知的功能和結構進行詳細的描述，因為這樣會在不必要的細節上混淆本發明。
圖2是表示按照本發明的優選實施例的用於迭代解碼器的量化方法的圖。
在圖2中，圖的水平軸表示接收信號的幅度，垂直軸表示PDF。假設接收信號的傳輸信道是AWGN信道。如圖2所示，QB為產生16QL的4比特。在該優選實施例中，量化範圍被擴展到高於如圖1所示的從+A到-A的量化電平範圍的最高電平和低於最低電平。也就是說，不同的電平被分配給高於+A和低於-A的各個信號。因此，高於+A和低於-A的量化範圍的擴展對於迭代解碼器的輸入信號可靠性時不同的。
但是，如果與如圖1所示現有技術一樣，接收信號是由16電平(QB＝4)表示，由擴展的量化範圍產生的不足的解析度(QS＝1/Δ)可能降低迭代解碼器的性能。因此，應當找到最佳的QB並應當考慮在每個部分解碼器中由於內部度量計算的動態範圍的增加。因此，在每個部分解碼器中處理信號要求的比特數應當比輸入信號到迭代解碼器的量化比特數大預定比特數。
從這種觀點，將給出獲得透平解碼器的最佳量化範圍和QB的方法的詳細描述。
圖3是按照本發明的優選實施例的用於量化輸入信號的量化器和用於接收經量化的信號的迭代解碼器的方框圖。
參照圖3，第一、第二和第三輸入信號可以是從接收機(未示出)的解調器(未示出)輸出的模擬信號。第一輸入信號可以是具有各原始數據值次序的系統數據部分XK。第二和第三輸入信號可以分別是奇偶校驗部分Y1K和Y2K。也就是說，第二和第三輸入信號是加入到原始數據上的用於在發送機中糾錯的冗餘值。另外，第二和第三輸入信號可以是在發送機中透平編碼和交錯的信號。
對於XK、Y1K和Y2K的輸入，按照本發明的優選實施例量化器310以超出-A到+A的傳輸電平範圍的擴展量化範圍的方式，輸出經量化的信號X′K、Y′1K和Y′2K到迭代解碼器320。
迭代解碼器320可以是透平解碼器。迭代解碼器320的每個部分解碼器可以按許多方式解碼輸入信號。在這些方法中主要利用MAP(最大後驗概率Maximun Aposteriori Probability)算法或SOVA(軟輸出維特比算法Softoutput Viterbi Algorithm)。在SOVA的情況下，應當考慮解碼器中通過分支度量計算(branch metric computation)增加的動態範圍並需要預定的額外比特。使用MAP也要求預定的額外比特，因為內部的分支度量計算由碼速率確定。本發明的優選實施例的量化器310可以工作在兩種類型解碼器。相同編碼參數可以使用在上述兩種方案中。如果量化器310的QB為n，則解碼器應當以n＋m(m≥0)的精度處理輸入信號。比特數m是隨著部分解碼器的碼速率而變化的。
圖4是按照本發明的優選實施例的碼速率1/3的透平解碼器的方框圖。
參照圖3和4，第一和第二解碼器420和450接收每個具有多個比特的軟信號值。第一和第二解碼器420和450可以根據MAP或SOCA進行工作。該迭代解碼器可以是透平解碼器。
當第一、第二、和第三輸入信號每個都由n比特表示時，利用圖3的量化器310它們可以被映射到{10、11、12、…12-1n}中的其對應的電平。則，X′K、Y′1K、Y′2K∈{10、11、12、…12-1n}…(1)第一加法器410相加接收的信號X′K和從第二減法器470反饋的非固有(extrinsic)信息信號EXT2，EXT2信號在開始解碼時不存在，而是由第二解碼器450中的解碼過程產生的。第一解碼器對第一加法器410的輸出X′K＋EXT2、和Y′1K進行操作，並輸出X′K＋EXT1＋EXT2。第一減法器430從第一解碼器的輸出中減去EXT2。因此，在節點NA的信號是X′K＋EXT1。
交錯器440通過交錯重排從第一減法器430的輸出，並輸出X′K＋EXT1。第二解碼器450對交錯器440的輸出X′K＋EXT1和Y′2K進行操作，並然後輸出X′K＋EXT1＋EXT2。去交錯器460通過去交錯第二解碼器450的輸出，將信號X′K的比特重排到原始位置。第二減法器470從由去交錯器460接收的軟信號中減去從節點NA接收的X′K＋EXT1。第二減法器470的輸出用作第一解碼器420的非固有信息信號EXT2。
隨著迭代的進行可以改善糾錯性能，並且一般在某種迭代下解碼器的輸出是無差錯的。硬判定裝置480將無差錯解碼器輸出進行硬判定解碼並饋送硬判定信號到輸出緩衝器490。
另外，由於在第一和第二解碼器420和450中的度量計算，增加了信號的動態範圍。因此，在每個部分解碼器中信號表示電平應當是2n＋m－1，n比特是圖3中的輸入信號的QB，m是在每個部分解碼器的解碼期間取決於從度量計算產生的動態範圍而加入的比特數。一般，m是由迭代解碼器中的各部分解碼器的碼速率確定的。
按照本發明的優選實施例，對於迭代解碼器的量化方法考慮按預定電平表示輸入信號的各部分解碼器的碼速率。應當考慮因為由於度量計算增加的動態範圍，對度量值需要的QB是n＋m比特。
當利用SOVA解碼器，在路徑度量計算期間出現m比特增加。在當前時間點上的路徑度量是在以前時間點(標稱路徑度量)直至解碼累加的路徑度量、在當前時間點上由新的輸入產生的分支度量、以及非固有的信息的和。因此，新的路徑度量的動態範圍大於輸入信號。在當前時間點k的路徑度量按下式計算PM(k)＝PM(k-1)＋BM(k)BM(k)=X(k)ui(k)+iYi(k)ci(k)+EXT(k)--(2)]]>其中ci(k)，ui(k)是{+1，-1}。
在公式2中，PM(k)是在k計算的路徑度量，PM(k-1)·是直至(k-1)累加的路徑度量，BM(k)是在k的分支度量，X(k)是在k的輸入系統信號，Yi(k)是輸入的第i個奇偶檢驗信號，ci(k)是第i個奇偶檢驗碼字，ui(k)是第i個系統碼字，和EXT(k)是非固有的信息信號。
如果在公式2中迭代解碼器的碼速率是1/3，則對於新的輸入信號第一解碼器420的分支度量(branch metric)按下式計算BM(k)＝X(k)·ui(k)＋Yi(k)·ci(k)＋Y2(k)·c2(k)＋EXT(k)(3)從公式3應當注意，BM(k)是4部分之和。因為ci(k)是-1或+1，得到下列公式|BM(k)|＜4·n－1＝2n＋2－1…(4)其中n是分配模式迭代解碼器的輸入信號的比特數，|BM(k)|表示|X(k)·ui(k)＋Yi(k)·ci(k)＋Y2(k)·c2(k)＋EXT(k)|，2n-1是每個部分的最高值。假設，部分解碼器的碼速率是1/3和信號代表比特(QB＝n)被分配在迭代解碼器的輸入端，根據公式4，由於在部分解碼器中增加了動態範圍，2個(＝m)另外的比特被加到n個比特上。作為BM(k)和PM(k-1)之和，PM(k)具有可以大於BM(k)動態範圍，但由於規格化每個計算，被保持在恆定的水平。因此，當以碼速率為1/3而QB＝n時，在解碼器中使用用於度量計算的(n＋2)比特，能使迭代解碼器在不降低性能的情況下進行解碼。公式4是在迭代解碼器中對於碼速率1/3的示例性應用，因此可以根據碼速率進行變化。
公式4源於通過檢測BM(k)的上邊界值得到加入到BM(k)比特數這一想法。利用碼速率為1/4，5·2n-1＞|BM(k)|。模擬證明當在具有碼速率1/3的部分解碼器中，當內部度量計算加入2比特時，迭代解碼器可以在不損失其性能的情況下進行解碼。在分支度量計算期間各個部分的和隨著該部分解碼器的碼速率的降低而增加。而BM(k)增加了m。
在本發明的優選實施例使用的編碼參數列在表1中。
(表1)
其中QB、L、和QS是確定量化器特性的一些參數。在中平型均勻(midtreaduniform)量化器的情況下，QL與QB之間的關係是QL＝2QB－1…(5)QB、QMIN、和QMAX之間的關係是QMAX＝2QB－1＝-QMIN…(6)QS定義為1/Δ。如果L是確定的，則QS＝1/Δ≌(QMAX＋1)/(A·L)或A·L≌(QMAX＋1)/QS…(7)如果L＝1，公式7代表圖1所示的常規的量化方法。也就是說，對應於發送機的發送電平，量化範圍在+A和-A之間。但是，如果L＝2，則量化範圍在+2A和-2A之間，並且如果L＝4，則在+4A和-4A之間。在根據上述公式構成各個量化參數的組合後，按照經驗實現一個最佳參數組。
表2表示按照本發明的優選實施例獲得用於SISO透平解碼器的最佳編碼參數的各個參數的組合。
(表2)
如果L＝4，則量化範圍比發送電平大4倍。下文描述的測試是對給定QB擴展1倍、2倍、和4倍的量化範圍執行的。在所有參數的組合中，每個部分解碼器具有QL＝2QB＋2。在這些條件下，檢測一個最佳的量化參數組。
表3列出了參照如表2所示的參數組，對於誤碼率(BER)和幀差錯率(FER)的Eb/No-QB-QS·A-L組合的模擬結果。所使用的迭代器是透平解碼器並其各部分解碼器是log-MAP解碼器。參見有關log-MAP算法的出版物，作者為Steven S.Pietrobon，文章名稱為「Implementation and Performanceof a Serial MAP Decoder for Use in Iterative Turbo Decoder」(IEEEInt.Symp.on Information Theory，p.471，1995)。模擬是在CDMA 2000的F-SCH(正向增補信道)，在N＝1模式的RS2(速率組2)，和28Kpbs數據速率(見無線傳輸技術(RTT)TIA-TR45.5，1998年6月2日)的條件下進行的。所用的測試信道是AWGN信道和Eb/No是0.5dB和1.0dB。
(表3)
從表3中可以看出，對於給定的QB，透平解碼器需要比常規量化方法寬的的量化範圍。例如，對於在1.0dB下L＝1的BER和FER比對於在1.0dB下L＝2或L＝4大7到10倍。也就是說，如果L＝1，Δ＝1/QS是最小的。因此，解析度高，但量化範圍(QR)不足，從而導致性能的損失。與維特比解碼器比較，透平解碼器在給定的QB下需要較寬的QR。當給定QB時，透平解碼器具有最低的量化解析度，但是具有比維特比解碼器寬的量化器作用區(QR)。但是，如果在該區內接收的信號都是由得到一個最佳L表示的，而不考慮解析度的降低，則透平解碼器表示出較好的性能。
當對於給定的QB、L＝2到4時，透平解碼器的性能不變壞，這意味著需要至少比常規QR寬兩倍的QR。最好是，當SNR(信噪比)是1.0dB或更高時，選擇最佳的各個量化參數。最佳QB和QS分別是6和8。這意味著各個最佳參數允許QR將比A大4倍，也就是說，L將是4。雖然利用QB＝7和QS＝16可以實現良好的性能，但是與QB＝6和QS＝8的情況比較性能僅有小的改善，從而造成代表輸入信號的比特數的浪費。最後，應當注意的是，利用較高的SNR，窄QR引起的性能的下降變得更嚴重。
當編碼信號時，應當確定量化的閾值。該量化閾值是一個輸入模擬信號被進行映射的限定值。由下式給出一個量化閾值組T＝TQMIN－1、TQMIN、TQMIN＋1、…、T-1、T0、T1、…、TQMAX－2、TQMAX－1、TQMAX…(8)並用於中平型均勻(midtread uniform)量化器的閾值組是Tk=-LA+/2+(QL+12+k)--(9)-]]>其中k＝-QMIN、-QMIN＋1、-QMIN＋2、…-1、0、1、…、QMAX－1、QMAX、TQMAX－1＝-∞和TQMAX＝+∞。
按照本發明的優選實施例的對於QB＝6和L＝4的量化閾值組列在表4中。QL＝63和這是按2的二進位補碼形式表示的。Δ＝1/QS＝A/8，QMAX＝31，和QMIN＝-31。
(表4)
圖5是表示按照本發明的優選實施例用於迭代解碼器的量化方法的流程圖。
參照圖5，圖3的量化器310在步驟510設置編碼參數。這裡，L應當是以量化範圍可以被擴展到高於+A和低於-A的這樣一種方式設置的，以便分配不同的電平給輸入模擬信號Xk、Y1k、和Y2k中的高於+A或低於-A的各個信號。對於透平解碼器，對一個給定的QB，可接受的量化範圍大於-A到+A的傳輸信號電平21到22倍。由於量化範圍的擴展，考慮了不足的量化解析度設置QB。對於透平解碼器的輸入端5到7的QB是可接受的。在每個部分解碼器中表示信號的比特數應當考慮到由於內部度量計算導致的動態範圍增加進行設置。如果迭代解碼器的碼速率是1/4或更高，則在每個部分解碼器中表示信號的比特數是在輸入端的QB與附加的比特的和。QAMX是2QB-1－1，QMIN是-QMAX。
量化器310在步驟520設置時鐘計數為1並在步驟530接收模擬信號Xk、Y1k、和Y2k。在步驟540中，量化器310將QS乘以每個Xk、Y1k、和Y2k並通過四捨五入運算輸出X′k、Y′1k、和Y′2k。如果X′k大於QMAX，則映射到QMAX並如果小於QMIN，則映射到QMIN。這種操作還可以應用到Y′1k、和Y′2k。
量化器310確定當前時鐘計數是否大於FRAME_LENGTH，FRAME_LENGTH是在步驟550將被解碼的輸入信號的幀長度。如果時鐘計數小於FRAME_LENGTH，則意味著該輸入信號不是幀的結尾，量化器310返回到步驟530。如果時鐘計數大於FRAME LENGTH，則意味著輸入信號處於一個幀的結尾，量化器310結束對這一幀的量化。
如上所述，按照本發明的優選實施例的迭代解碼器的量化方法擴展了高於-A到+A的傳輸電平範圍的最高限和低於最低限的量化範圍，考慮了產生的量化解析度不足設置QB，考慮了由其內部度量計算確定的動態範圍設置在每個部分解碼器中表示信號的比特數，並且提供判據，根據此判據，當迭代解碼器按實際情況實現時，獲得最佳的量化參數。
雖然已經參照一個特定的優選實施例對本發明進行了描述，但本專業的技術人員應當理解，在不脫離由後附的權利要求書限定的本發明的精神和範圍的情況下可以作出在形式上和細節上的各種變化。
權利要求
1.一種用於迭代解碼器的量化方法，包括以下步驟相等地劃分接收的信號電平為各個間隔，所述各個間隔佔用比發送機的發送信號電平範圍大21(1是正整數)倍的範圍；和利用預定的各個間隔，量化在每個周期接收的信號電平。
2.權利要求1的量化方法，其中1是2。
3.權利要求1的量化方法，其中1是1。
4.權利要求1的量化方法，其中迭代解碼器包括至少一個部分解碼器，所述至少一個部分解碼器利用大於表示接收的信號電平所要求的比特的預定比特數計算一個度量。
5.權利要求4的量化方法，其中當迭代解碼器具有1/4碼速率或更高時，該預定的比特數為2。
6.權利要求4的量化方法，其中部分解碼器利用最大後驗概率(MAP)算法或軟輸出維特比算法(SOCA)對輸入信號進行運算。
7.一種用於通信系統中透平解碼器的量化方法，包括以下各步驟利用大於發送機的發送信號電平範圍的21(1是正整數)倍的範圍內的5到7個量化比特，相等地劃分接收信號電平為8或16量化標定係數間隔；和利用預定的各個間隔，量化在每個周期接收的信號電平。
8.權利要求7的量化方法，其中1是2。
9.權利要求7的量化方法，其中量化比特數是6。
10.權利要求9的量化方法，其中量化標定係數是8。
11.權利要求7的量化方法，其中迭代解碼器包括至少一個部分解碼器，所述至少一個部分解碼器利用大於表示接收的信號電平所要求的預定比特數計算一個度量。
12.權利要求11的量化方法，其中當迭代解碼器具有1/4碼速率或更高時，預定比特數是2比特。
13.權利要求11的量化方法，其中每個部分解碼器利用最大後驗概率(MAP)算法或軟輸出維特比算法(SOCA)解碼輸入信號。
全文摘要
一種用於迭代解碼器的量化方法。在該量化方法中,在比發送機的發送信號電平大文檔編號H03M13/45GK1332906SQ99815203
公開日2002年1月23日 申請日期1999年12月28日 優先權日1998年12月31日
發明者金潣龜, 金炳朝, 李永煥 申請人:三星電子株式會社