一種隔離型全橋逆變器及其控制方法與流程

2023-07-14 13:25:41

本發明涉及一種隔離型全橋逆變器及其控制方法，屬於隔離、中大功率逆變器，其利用增加的輔助電路來抑制輸入電流低頻紋波。

背景技術：

近年來，能源問題和環境問題已成為人類關注的核心問題，大力發展清潔、高效、可持續的新能源已成為當務之急，與此相關的新能源電力技術也引起了學者和工業界的廣泛關注，由此提出了一些關於新能源發電的逆變器拓撲及控制方案並且應用於實際產品。對於這種逆變器，交流輸出功率中含有兩倍於輸出負載電壓基波頻率的脈動，此脈動分量必然會反饋到直流輸入側，產生大量的電流低頻紋波，影響蓄電池、燃料電池等輸入源的使用壽命，嚴重時會干擾直流電源系統的穩定性，因此解決新能源發電系統中的電流低頻紋波問題，提高新能源的利用效率己刻不容緩。雖然使用大電解電容來濾除低頻紋波是一種有效的解決方法，但在高溫工作條件下，電解電容長時間頻繁的充放電會導致其使用壽命下降，從而影響逆變器的使用壽命，並且降低了系統功率密度。在電路中接入LC諧振電路，通過將諧振電路頻率設計為兩倍輸出頻率，也可以濾除兩倍電流紋波，但所需的電感和電容體積都比較大，降低了系統的可靠性和功率密度。總而言之，這些常用的依靠無源器件來濾除電流低頻紋波的方法，往往都存在著體積大、成本高等問題。為此，一些學者也在探索其它方法，不僅可以濾除電流低頻紋波，也可以減小容值以便使用其它更長壽命電容，例如薄膜電容等。

技術實現要素：

本發明的目的在於針對上述逆變器所存在的技術缺陷提供一種隔離型全橋逆變器及其控制方法，採用這種增加輔助電路的隔離型全橋逆變器及其控制方法，實現了直流輸入側電流低頻紋波的有效抑制，避免直流輸入側使用體積大、可靠性低的電解電容。

本發明為實現上述目的，採用如下技術方案：

本發明的一種隔離型全橋逆變器，包括直流電源、輸入電容、高頻逆變橋、隔離變壓器、整流電路、濾波電路、極性反轉逆變橋及負載，其中高頻逆變橋包括四個主開關管，第一主開關管的集電極和第三主開關管的集電極相連接構成高頻逆變橋的正輸入端，第一主開關管的發射極與第二主開關管的集電極連接構成高頻逆變橋的正輸出端，第二主開關管的發射極和第四主開關管的發射極作為高頻逆變橋的負輸入端，第四主開關管的集電極和第三主開關管的發射極構成高頻逆變橋的負輸出端；高頻逆變橋的正輸出端接隔離變壓器原邊繞組的同名端，高頻逆變橋的負輸出端接隔離變壓器原邊繞組的異名端；高頻逆變橋的負輸入端、輸入電容的輸出端和直流電源的負極相連接；直流電源的正極接輸入電容的輸入端；整流電路包括四個二極體，第一整流二極體的陽極、第二整流二極體的陰極和隔離變壓器副邊繞組的同名端相連接，隔離變壓器副邊繞組的異名端、第三整流二極體的陽極和第四整流二極體的陰極相連接，第一整流二極體和第三整流二極體的陰極連接構成整流電路的正輸出端，第二整流二極體和第四整流二極體的陽極連接構成整流電路的負輸出端；極性反轉逆變橋包括四個開關管，濾波電感的一端接整流電路的正輸出端，濾波電感的另一端、濾波電容的輸入端、第一開關管的集電極和第三開關管的集電極相連接，濾波電容的輸出端、整流電路的負輸出端、第二開關管的發射極和第四開關管的發射極相連接，第一開關管的發射極和第二開關管的集電極相連構成極性反轉逆變橋的正輸出端，第三開關管的發射極和第四開關管的集電極相連構成極性反轉逆變橋的負輸出端，極性反轉逆變橋的正輸出端接負載的一端，極性反轉逆變橋的負輸出端接負載的另一端；還包括由輔助電感、輔助開關管、輔助二極體、輔助電容構成的輔助電路，其中輔助開關管包括兩個開關管，輔助二極體包括兩個二極體，輔助電感的一端、第一輔助二極體的陽極和直流電源的正極相連接，輔助電感的另一端、第一輔助開關管的集電極和第二輔助二極體的陽極相連接，第二輔助二極體的陰極、輔助電容的輸入端和第二輔助開關管的集電極相連接，第一輔助開關管的發射極、輔助電容的輸出端和直流電源的負極相連接，第二輔助開關管的發射極、第一輔助二極體的陰極和高頻逆變橋的正輸入端相連接。

所述的一種隔離型全橋逆變器控制方法包括以下步驟：

步驟A，檢測輔助電感電流信號，輔助電容電壓信號，負載電壓信號；

步驟B，將步驟A得到的輔助電感電流信號經過低通濾波器，獲得其低頻分量；

步驟C，計算輔助電感電流參考信號與輔助電感電流低頻分量的差值；

步驟D，將步驟A得到的輔助電容電壓信號經過低通濾波器，獲得其直流分量；

步驟E，計算輔助電容電壓參考信號與輔助電容電壓直流分量的差值，將得到的電壓差值用PI控制器進行調節，獲得輔助電容電壓擾動信號；

步驟F，將步驟C得到的輔助電感電流差值用P控制器進行調節，然後加入步驟E得到的輔助電容電壓擾動信號，獲得第一調製波信號；

步驟G，將步驟A得到的輔助電容電壓信號、負載電壓信號分別輸入傳統調製波電路，獲得第二調製波信號；

步驟H，將步驟G得到的第二調製波信號輸入直流量調製波電路，獲得第三調製波信號；

步驟I，將步驟A得到的輔助電容電壓信號和步驟G得到的第二調製波信號分別輸入輔助調製波電路，獲得第四調製波信號；

步驟J，將步驟F得到的第一調製波信號，步驟G得到的第二調製波信號，步驟H得到的第三調製波信號，和步驟I得到的第四調製波信號分別輸入PWM控制電路，獲得第一、第二、第三、第四邏輯信號；

步驟K，計算模式分界點參考信號與步驟G得到的第二調製波信號的差值；

步驟L，將步驟K得到的差值輸入過零比較器，獲得第五邏輯信號；

步驟M，將步驟A得到的負載電壓信號輸入過零比較器，獲得第六邏輯信號；

步驟N，將步驟J得到的第一邏輯信號和步驟L得到的第五邏輯信號分別輸入邏輯電路，在邏輯電路中第一邏輯信號和第五邏輯信號接入邏輯與門得到第一輔助開關管的PWM控制信號；

將步驟J得到的第三、第四邏輯信號和步驟L得到的第五邏輯信號分別輸入邏輯電路，在邏輯電路中第五邏輯信號先經過邏輯非門後，和第四邏輯信號一起接入邏輯與門，同時第三邏輯信號先經過邏輯非門後，再和邏輯與門得到的信號一同接入邏輯與門得到第二輔助開關管的PWM控制信號；

將步驟J得到的第二、第四邏輯信號和步驟L得到的第五邏輯信號分別輸入邏輯電路，在邏輯電路中第五邏輯信號先經過邏輯非門後，和第四邏輯信號接入邏輯與門，同時第二邏輯信號和第五邏輯信號接入邏輯與門後，再將邏輯與門得到的信號一同接入邏輯或門得到高頻逆變橋主開關管的PWM控制信號；

將步驟M得到的第六邏輯信號輸入邏輯電路，在邏輯電路中先經過邏輯非門得到第 二、第三開關管的PWM控制信號後，再經過邏輯非門得到第一、第四開關管的PWM控制信號；

步驟O，將步驟N得到的高頻逆變橋主開關管的PWM控制信號輸入分頻電路，分別獲得第一、第四主開關的PWM控制信號和第二、第三主開關的PWM控制信號；

步驟P，分別將步驟N得到的第一、第二輔助開關管的PWM控制信號，第一、第二、第三和第四開關管的PWM控制信號，步驟O得到的第一、第二、第三和第四主開關管的PWM控制信號輸入驅動電路得到兩個輔助開關管、極性反轉逆變橋四個開關管和高頻逆變橋四個主開關管的驅動信號，控制隔離型全橋逆變器。

本發明與原有技術相比的主要技術特點是，通過控制輔助電路把低頻紋波轉移到輔助電容上，從而有效抑制直流輸入側電流低頻紋波，避免使用體積大、可靠性低的電解電容，延長系統的使用壽命。

附圖說明

附圖1是本發明的一種隔離型全橋逆變器主電路及其控制方法的結構示意圖。

附圖2是本發明的一種隔離型全橋逆變器輸入輸出功率關係示意圖。

附圖3～圖10是本發明的一種隔離型全橋逆變器的各開關模態示意圖。

附圖11是本發明應用於負載電壓110V/50Hz場合下輸入電流、輔助電感電流及負載電流的仿真波形。

附圖12是本發明應用於負載電壓110V/50Hz場合下輔助電容電壓和負載電壓的仿真波形。

上述附圖中的主要符號名稱：Vi、電源電壓。Sm1～Sm4、均為主開關管。Sx1、Sx2、均為輔助開關管。S1～S4、均為功率開關管。Dx1、Dx2、輔助二極體。Ci、輸入電容。Cx、輔助電容。Lx、輔助電感。Tr、隔離變壓器。N1、N2、隔離變壓器繞組。D1～D4、整流二極體。Lf、濾波電感。Cf、濾波電容。RL、負載。vx、輔助電容電壓。vo、負載電壓。

具體實施方式

下面結合附圖對發明的技術方案進行詳細說明：

附圖1所示的是一種隔離型全橋逆變器主電路及其控制方法的結構示意圖。抑制低頻紋波的隔離型全橋逆變器主電路由直流電源、輸入電容1、高頻逆變橋2、隔離變壓器 3、整流電路4、濾波電路5、極性反轉逆變橋6、負載7及輔助電感8、輔助二極體9、輔助開關管10以及輔助電容11組成。Sm1～Sm4是高頻逆變橋主開關管，Sx1、Sx2是輔助開關管，Lx是輔助電感，Cx是輔助電容，Dx1、Dx2是輔助二極體，Tr是隔離變壓器，D1～D4是整流二極體，Lf是濾波電感，Cf是濾波電容，S1～S4是極性反轉逆變橋開關管，RL為負載。vx、輔助電容電壓。vo、負載電壓。

檢測輔助電感電流信號iL，輔助電容電壓信號vx，負載電壓信號vo；將輔助電感電流信號iL經過低通濾波器，獲得其低頻分量；計算輔助電感電流參考信號iL*與輔助電感電流低頻分量的差值ΔiL；將輔助電容電壓信號vx經過低通濾波器，獲得其直流分量Vx；計算輔助電容電壓參考信號Vx*與輔助電容電壓直流分量Vx的差值ΔVx，將得到的電壓差值ΔVx用PI控制器進行調節，獲得輔助電容電壓擾動信號；將電流差值ΔiL用P控制器進行調節，然後加入輔助電容電壓擾動信號，獲得隔離型全橋逆變器輔助電感電流的調製波信號M1；將輔助電容電壓信號vx、負載電壓信號vo分別輸入傳統調製波電路，獲得第二調製波信號M2；將調製波信號M2輸入直流量調製波電路，獲得第三調製波信號M3；將輔助電容電壓信號vx、調製波信號M2分別輸入輔助調製波電路，獲得第四調製波信號M4；將調製波信號M1、M2、M3及M4分別輸入PWM控制電路，獲得第一邏輯信號C1、第二邏輯信號C2、第三邏輯信號C3、第四邏輯信號C4；，計算模式分界點參考信號M*與調製波信號M2的差值ΔM；將差值ΔM輸入過零比較器，獲得第五邏輯信號C5；將負載電壓信號vo輸入過零比較器，獲得第六邏輯信號C6；將邏輯信號C1、C5分別輸入邏輯電路，在邏輯電路中邏輯信號C1、C5接入邏輯「與」門得到第一輔助開關管的PWM控制信號Qx1；將邏輯信號C3、C4、C5分別輸入邏輯電路，在邏輯電路中邏輯信號C5先經過邏輯「非」門後，和邏輯信號C4一起接入邏輯與門後，同時邏輯信號C3先經過邏輯「非」門後，和之前邏輯「與」門得到的信號一同接入邏輯「與」門得到第二輔助開關管的PWM控制信號Qx2；將邏輯信號C2、C4、C5分別輸入邏輯電路，在邏輯電路中邏輯信號C5先經過邏輯「非」門後，和邏輯信號C4接入邏輯「與」門，同時邏輯信號C2、C5接入邏輯「與」門後，再將邏輯「與」門得到的信號一同接入邏輯「或」門得到高頻逆變橋主開關管的PWM控制信號Qm；將邏輯信號C6輸入邏輯電路，在邏輯電路中先經過邏輯非門得到第二、第三開關管的PWM控制信號Q2/Q3後，再經過邏輯非門得到第一、第四開關管的PWM控制信號Q1/Q4；將主開關管的PWM控制信號Qm輸入分頻電路，分別獲得第一、第四主開關的PWM控制信號Qm1/Qm4和第二、第三主開關的 PWM控制信號Qm2/Qm3；分別將PWM控制信號Qx1、Qx2、Q1/Q4、Q2/Q3、Qm1/Qm4、Qm2/Qm3分別輸入驅動電路得到Sx1、Sx2、S1/S4、S2/S3、Sm1/Sm4、Sm2/Sm3的驅動信號，控制隔離型全橋逆變器。

為了實現輸入電流Ii中低頻紋波的抑制，差值信號ΔM經過零比較器判斷電路的工作模式：當ΔM＞0時，第一輔助開關管Sx1具有控制信號，封鎖第二輔助開關管Sx2控制信號，隔離型全橋逆變器工作在模式1；反之第二輔助開關管Sx2具有控制信號，封鎖第一輔助開關管Sx1控制信號，隔離型全橋逆變器工作在模式2。

結合附圖2～附圖10敘述本發明的具體工作原理。由附圖2可知整個逆變器工作在兩種模式下。模式1中，輸出功率直接由直流電源提供，除此之外多餘的直流電源端輸入功率被引入輔助電路儲存到輔助電容上，見附圖2所示，區域A和區域B分別表示模式1中輸出所需的功率和多餘的功率。模式2中，直流電源端輸入功率經隔離變壓器傳遞給副邊，但該輸入功率不足以完全提供輸出負載所需的功率，其中不足的部分則由在模式1中已儲能的輔助電容提供，區域C和區域D分別表示模式2中直流輸入功率和輔助電容釋放的功率。通過把輸出功率帶來的功率紋波引入輔助電路，使得直流電源端基本上只提供直流功率，因此電路中不需要大電解電容來濾除電流低頻紋波。

當逆變器工作於模式1時，輔助電路承擔了直流電源端多餘的功率，所以輔助電感電流基準iL*可由功率紋波Prip及輸入電壓Vi求得：

式中，Vo、Io是負載電壓、負載電流的幅值，ω＝2πf，f是電網頻率。

對於傳統的單相逆變器，瞬時輸入功率等於瞬時輸出功率，則有：

其中，N1∶N2＝1∶1。

當逆變器工作於模式2時，為了實現輸入電流恆定，期望原邊電流也為定值：

則此時主開關管佔空比的調製波可表示為：

當而交流輸出功率所需的功率紋波由輔助電容提供，因此輔助開關管佔空比的調製 波可表示為：

同時高頻逆變橋的主開關管依然導通，直到與輔助開關管同時關斷。

下面對各開關模態的工作情況進行具體分析，其中高頻逆變器一個開關周期分為前半周期和後半周期。

在分析之前，先作如下假設：①所有開關管和二極體均為理想器件；②忽略隔離變壓器的漏感。

下面對模式1下各開關模態的工作情況進行具體分析。

1.開關模態1[對應於附圖3]

主開關管Sm1和Sm4同時開通，直流電源端輸入功率的一部分A傳遞到變壓器副邊，同時輔助開關管Sx1具有控制信號，將另一部分功率B儲存到輔助電容Cx。

2.開關模態2[對應於附圖4]

主開關管Sm1和Sm4同時關斷，輔助電路仍繼續工作，直到多餘的功率B全部轉移到輔助電容Cx上，輔助電路停止工作。

3.開關模態3[對應於附圖5]

此時隔離變壓器原邊電路均不工作，濾波電感電流經整流二極體續流。

當此開關模態結束時，高頻逆變器前半周期結束。

4.開關模態4[對應於附圖6]

開通主開關管Sm2和Sm3，高頻逆變器開始另一半個周期工作，直流電源端輸入功率的一部分A仍傳遞到變壓器副邊，另一部分功率B則流向輔助電路。

5.開關模態5[對應於附圖4]

此模態與模式1下開關模態2一樣，輔助電路繼續工作。

6.開關模態6[對應於附圖5]

隔離變壓器原邊電路不工作，濾波電感電流經整流二極體續流。

當此開關模態結束時，高頻逆變器後半周期結束。

下面對模式2下各開關模態的工作情況進行具體分析。

1.開關模態1[對應於附圖7]

Sm1和Sm4同時開通，直流電源端輸入功率C全部傳遞到變壓器副邊。

2.開關模態2[對應於附圖8]

輔助開關管Sx2導通，由於輔助電容電壓vx大於直流電源電壓，輔助二極體Dx1承受反壓而截止，此時輔助電容Cx向變壓器副邊傳遞輸出功率大於直流輸入功率的部分D，即直流電源端輸入功率不足以提供輸出所需的全部功率，不足的部分由在模式1下已充電的輔助電容提供。

3.開關模態3[對應於附圖5]

Sm1、Sm4和Sx2同時關斷，隔離變壓器原邊電路不工作，濾波電感電流經整流二極體續流。

當此開關模態結束時，高頻逆變器前半周期結束。

4.開關模態4[對應於附圖9]

此階段，開通主開關管Sm2和Sm3，高頻逆變器開始另一半個周期工作，同模式2下開關模態1一樣，直流電源端輸入功率C全部傳遞到變壓器副邊。

5.開關模態5[對應於附圖10]

開通輔助開關管Sx2，輔助電容Cx補充輸入功率不足以提供給輸出功率的部分D。

6.開關模態6[對應於附圖5]

同時關斷Sm2、Sm3和Sx2，濾波電感電流經整流二極體續流。

當此開關模態結束時，高頻逆變器後半周期結束。

圖11和圖12是本發明應用於負載電壓110V/50Hz場合下的仿真波形。由仿真波形可以判斷，該隔離型全橋逆變器能夠有效的抑制直流輸入側電流低頻紋波，因為交流輸出端帶來的功率紋波被引入到輔助電路，從而避免了對逆變器直流輸入側的幹擾。

從以上的描述可以得知，本發明提出的一種隔離型全橋逆變器及其控制方法具有以下幾方面的優點：

1)由於輸出功率帶來的功率紋波從輔助電路中通過，有效的抑制了直流輸入側電流低頻紋波，避免了使用體積大、可靠性低的電解電容。

2)控制較為簡單，能夠同時實現電能變換和紋波抑制的雙重功能，且易實現。

3)該逆變器適用於中大功率場合。