開關電源裝置及其驅動方法

2023-07-14 12:57:21 3

專利名稱：開關電源裝置及其驅動方法
技術領域：
本發明涉及電源裝置，具體涉及具有可交流-直流變換且可得高功率因數的特徵的開關電源裝置及開關電源裝置的驅動方法。
背景技術：
一般，直流-直流變換器使用與商用交流電源相連接的交流-直流變換電路作為其直流電源。
從交流到直流的變換能夠通過組合與交流電源相連接的二極體整流電路和與該整流電路相連接的平滑電容來進行。這種方式的整流與平滑電路中，平滑電容只在正弦波的輸入交流電壓的峰值及其附近時才被充電，結果，存在功率因數差的缺點。並且，整流與平滑電路還存在不能調整直流輸出電壓的缺點。
為得到高功率因數而改造交流-直流變換電路的提案並不具新意。例如提出了這樣的方案在整流電路的一對輸出端子間經由電感器連接電子開關，且將平滑電容經由二極體並聯連接在開關上。上述開關以高於交流電壓的頻率(例如50Hz)的重複頻率(例如20kHz)來驅動。在開關的導通期間，電感器連接在整流電路的一對輸出端子之間，結果在電感器上流過電流。流過電感器的電流的峰值與正弦波交流電壓的瞬時值成比例地變化。整流電路的輸入級中的電流近似於正弦波，且能得到高功率因數。
另外，作為改善交流-直流變換電路的功率因數的結果，在開關斷開期間，平滑電容通過整流電路的輸出電壓和電感器的電壓的合成來充電。結果，平滑電容被充電至比整流電路的輸出電壓高的電壓。
但是，由具有功率因數改善功能的交流-直流變換電路和將該交流-直流變換電路用作電源的直流-直流變換電路構成的開關電源裝置，還存在未解決的問題。該問題在交流-直流變換電路的平滑電容充電至某一電平時，交流-直流變換電路中的開關和直流-直流變換電路中的開關大致同時被驅動而產生。換言之，在通過交流-直流變換電路的開關的導通/斷開動作開始平滑電容的升壓充電之前開始直流-直流變換電路的開關的驅動。結果，可能對直流-直流變換電路供給不充分的輸入電壓。若直流-直流變換電路的輸出電壓未上升到所要值，則最壞的情況是產生連接到直流-直流變換電路的負載的動作上產生失調的現象。
為緩解上述不良情況，可考慮使交流-直流變換電路的平滑電容的容量充分大。而該解決方案需要高價且大型的產滑電容，存在開關電源裝置的尺寸增加且成本提高的問題。
於是，本發明目的在於穩定直流-直流變換電路起動時的電壓。
發明的公開為解決上述課題並達成上述目的，參照表示實施方式的附圖的符號說明本發明。再有，這裡的參照符號只為幫助理解本發明，對本發明不構成限制。
本發明的能夠將交流電壓變換為直流電壓的開關電源裝置中設有用以供給已知頻率的輸入交流電壓的第一與第二交流輸入端子1、2；為了將所述輸入交流電壓變換為直流電壓而連接於所述第一與第二交流輸入端子1、2且至少包括第一開關元件13與功率因數改善部件12的交流-直流變換電路3；為了以高於所述輸入交流電壓的頻率的重複頻率驅動所述第一開關元件13而連接於所述第一開關元件13的第一開關控制電路44或44a；為了將從所述交流-直流變換電路3輸出的直流電壓變換為所要的直流電壓而連接於所述交流-直流變換電路3且至少包括第二開關元件23的直流-直流變換電路4；為了驅動所述第二開關元件23使由所述直流-直流變換電路4得到的直流輸出電壓保持在所要直流電壓而連接於所述第二開關元件23的第二開關控制電路45或45a；為了檢出表示所述交流-直流變換電路4的直流電壓輸出Eo的電壓信號V52而連接於所述交流-直流變換電路4的電壓檢測電路46；為了判定所述電壓檢測電路46得到的所述電壓信號V52是否高於預定電壓值V83而連接於所述電壓檢測電路46的電壓判定電路47或47a；以及在從所述電壓檢測電路46得到的所述電壓信號V52高於所述預定電壓值V83時，為開始所述第二開關控制電路45或45a對所述第二開關元件23的驅動而連接於所述電壓判定電路47或47a及所述第二開關控制電路45或45a的開始電路48、48a或48b。
所述交流-直流變換電路3最好由以下部分構成設有與所述第一與第二交流輸入端子1、2相連的第一與第二輸入端子17、18和用以供給所述輸入交流電壓的整流電壓的第一與第二輸出端子19、20的整流電路11；電感器12；在所述整流電路11的第一與第二輸出端子19、20之間經由所述電感器12連接的第一開關元件13；整流元件14；以及經由所述整流元件14與所述第一開關元件13並聯連接的平滑電容15。從而能夠通過電感器12的工作達成功率因數改善和升壓這兩目的。並且，能夠在開始第一開關元件13的導通/斷開動作之前經由電感器12給平滑電容15充電。
所述直流-直流變換電路4最好由以下部分構成有一次繞組和二次繞組的變壓器22，經由所述一次繞組連接於所述平滑電容15的一對端子之間的第二開關元件23，以及為供給直流輸出電壓而連接於所述二次繞組的整流平滑電路24。因此，能夠通過變壓器22將負載與電源側絕緣。
所述開關電源裝置最好還包括用以對所述第一與第二開關控制電路供電的控制電壓發生電路6。
所述控制電壓發生電路6最好由以下部分構成與所述變壓器的所述一次繞組和所述二次繞組電磁耦合的三次繞組27，以及與所述三次繞組27相連的整流平滑電路31、32。從而，兼用直流-直流變換電路4的變壓器22來構成控制電壓發生電路6，因此，能夠實現控制電壓發生電路6的小型化與低成本化。
所述電壓判定電路47或47a最好由發生基準電壓V83作為所述預定電壓值的基準電壓源83和比較器82構成，該比較器82設有與所述電壓檢測電路46相連的輸入端子和與所述基準電壓源83相連的輸入端子，用以比較從所述電壓檢測電路46得到的所述電壓信號V52和所述基準電壓V83，且在所述電壓信號V52高於所述基準電壓V83時將表示開始所述直流-直流變換電路4的第二開關元件23的驅動的信號供給所述開始電路48、48a或48b。從而能夠用比較器82正確地進行交流-直流變換電路4的輸出電壓的判定。
所述電壓判定電路47最好還設有保持表示從所述電壓檢測電路46得到的所述電壓信號V52高於所述基準電壓V83的所述比較器82的輸出的保持部件84。從而，由於保持部件84保持電壓判定結果，直流-直流變換電路4一旦成為工作狀態，該工作狀態就得以維持。
所述電壓判定電路47最好還設有在對所述交流-直流變換電路3交流電壓的供給開始時復位所述保持部件84的部件85。
所述開始電路48、48a或48b最好由連接於所述控制電壓發生電路6和所述第二開關控制電路45之間的開始開關48』、92或48b』構成，以在由所述電壓檢測電路46得到的所述電壓信號V52高於所述預定電壓值V83時開始從所述控制電壓發生電路6到所述第二開關控制電路45的供電。
所述開始開關48b』最好具有在對表示所述電壓檢測電路的輸出電壓高於所述預定電壓值的所述電壓判定電路的輸出作出響應而導通後，接著保持該導通狀態的功能。從而能夠通過具有保持功能的所述開始開關48b』來繼續對第二開關控制電路45的供電，並繼續直流-直流變換電路4的工作。
所述第一開關控制電路44或44a最好為使所述第二開關控制電路45或45a在開始所述第二開關元件23的驅動信號的形成的時刻之前開始所述第一開關元件13的驅動信號的形成而構成。從而能夠很好地防止直流-直流變換電路4起動時輸入電壓的不足。
所述第一開關控制電路44或44a最好包含用以將所述交流-直流變換電路3的輸出電壓保持一定的電壓控制部件64、65，所述電壓控制部件與所述電壓檢測電路46相連。這樣，由於用以檢出交流-直流變換電路3的輸出電壓的電壓檢測電路46既用於將交流-直流變換電路3的輸出電壓控制為一定又用於開始直流-直流變換電路4的動作，因此，實現了控制電路5的小型化與低成本化。
所述第一開關控制電路44最好由以下部分構成發生基準電壓V65的基準電壓源65；為得到表示所述基準電壓V65和從所述電壓檢測電路46得到的電壓信號V52之差的輸出而設有與所述電壓檢測電路46相連的輸入端子和與所述基準電壓源65相連的輸入端子的誤差放大器64；與所述整流電路11的輸入端子或輸出端子相連的電壓檢測部件35；為了將由電壓檢測部件35檢出的電壓V11和所述誤差放大器64的輸出進行乘法運算而連接於所述電壓檢測部件35和所述誤差放大器64的乘法器66；用以獲得表示流過所述第一開關元件13的電流大小的輸出電壓的電流檢測部件16；為了提供表示所述電流檢測部件16的輸出電壓達到所述乘法器66的輸出電壓的時刻的輸出而連接於所述電流檢測部件16與所述乘法器66的比較器67；與所述電感器12耦合的電感器電壓檢測部件21；在所述電感器電壓檢測部件21的輸出表示所述電感器12的能量釋放的結束時刻時，為提供表示所述第一開關元件13的導通的開始時刻的輸出而連接於所述電感器電壓檢測部件21的開關導通開始電路68；以及為了形成用以控制所述第一開關元件13的導通/斷開的開關脈衝串而連接於所述比較器67和所述導通開始電路68的開關脈衝發生部件69，該開關脈衝發生部件69為使所述開關脈衝能夠從所述電感器12的蓄積能量的釋放結束時刻持續到所述電流檢測部件16的輸出電壓達到所述乘法器66的輸出的時刻為止而構成。從而，基於電感器電壓檢測部件12的輸出確定第一開關元件13的導通開始時刻，因此，無需使用特別的振蕩器就能控制第一開關元件13的導通/斷開，電路結構可得以簡化。
所述第一開關控制電路44a可由以下部分構成發生基準電壓V65的基準電壓源65；為得到表示所述基準電壓V65和從所述電壓檢測電路46得到的電壓信號V52之差的輸出而設有與所述電壓檢測電路46相連的輸入端子和與所述基準電壓源65相連的輸入端子的誤差放大器64；與所述整流電路11的輸入端子或輸出端子相連的電壓檢測部件35；為了將電壓檢測部件35的電壓V11和所述誤差放大器64的輸出進行乘法運算而連接於所述電壓檢測部件35和所述誤差放大器64的乘法器66；用以檢出表示與所述整流電路11關聯的電流即輸入或輸出電流大小的電壓信號的電流檢測部件16、37；為了提供表示所述乘法器66的輸出和所述電流檢測部件16的輸出之差的輸出而連接於所述乘法器66和所述電流檢測部件16的減法器67a；發生其頻率高於所述輸入交流電壓的重複頻率的周期性波形的周期性波形發生器94；以及為了通過所述減法器67a的輸出和所述周期性波形的比較生成用以控制所述第一開關元件13的導通/斷開的開關脈衝串而連接於所述減法器67a和所述周期性波形發生器94的比較器95。從而，按照周期性波形發生器94的輸出頻率使第一開關元件13的導通/斷開頻率成為恆定。因此，能夠容易構成用以消除基於第一開關元件13的導通/斷開而產生的高頻成分的濾波器。
所述第二開關控制電路45最好由以下部分構成為了檢出表示所述整流平滑電路24的輸出電壓Vo的電壓信號V81而與所述整流平滑電路24連接的輸出電壓檢測部件49、75；發生周期性波形的周期性波形發生電路77；以及為了基於所述輸出電壓檢測部件49、75的所述電壓信號V81和所述周期性波形V77的比較生成用以控制所述第二開關元件23的導通/斷開的開關脈衝串，連接於所述輸出電壓檢測部件49、75和周期性波形發生器77的比較器76。從而能夠容易地形成第二開關元件23的控制信號。
在設有為將輸入交流電壓變換為直流電壓而至少包括第一開關元件13與功率因數改善部件12的交流-直流變換電路3、用以比所述輸入交流電壓的頻率高的重複頻率來控制所述第一開關元件13的導通/斷開的第一開關控制電路44、為將所述交流-直流變換電路3的輸出電壓變換為所要值的直流電壓而至少設有第二開關元件23的直流-直流變換電路4以及控制所述第二開關元件23的導通/斷開使所述直流-直流變換電路4的輸出電壓保持於所要值的第二開關控制電路等的開關電源裝置的驅動方法中，最好檢出所述交流-直流變換電路3的輸出電壓，比較所述交流-直流變換電路3的被檢出的輸出電壓和預定值，由所述第一開關控制電路44開始所述第一開關元件13的導通/斷開控制，並在所述交流-直流變換電路3的所述被檢出的輸出電壓高於所述預定值時開始所述第二開關控制電路45或45a的所述第二開關元件23的導通/斷開控制。
本發明的開關電源裝置的所述開始電路48、48a或48b為了在所述電壓檢測電路46的所述電壓輸出高於所述預定電壓值時開始所述第二開關控制電路45或45a的所述第二開關元件23的驅動而連接於所述電壓判定電路47或47a和所述第二開關控制電路45或45a。因此，直流-直流變換電路4在來自交流-直流變換電路3的電壓發生供給不足的起動期間之後，開始生成穩定的直流電壓。從而使直流-直流變換電路4的起動電壓穩定。
附圖的簡單說明

圖1是表示本發明實施例1的開關電源裝置的方框圖。
圖2是詳細表示圖1的開關電源裝置的電路圖。
圖3是詳細表示圖2的控制電路的方框圖。
圖4是詳細表示圖3的第一控制電路的方框圖。
圖5是詳細表示圖3的第二控制電路、電壓判定電路及起動開關電路的方框圖。
圖6是表示圖2與圖5的各部分的狀態的波形圖。
圖7是表示圖2與圖4的各部分的狀態的波形圖。
圖8是表示實施例2的控制電路的方框圖。
圖9是詳細表示圖8的起動開關電路的電路圖。
圖10是表示圖8的第二控制電路、電壓判定電路及起動開關電路的方框圖。
圖11是表示實施例3的第一開關控制電路的方框圖。
圖12是表示實施例4的電壓判定電路和起動開關電路的電路圖。
本發明的最佳實施方式實施例1參照圖1～圖7，說明本發明實施例1的具有功率因數改善功能的開關電源裝置。
如圖1所示，該開關電源裝置大體由第一與第二交流輸入端子1、2，交流-直流變換電路3，直流-直流變換電路4，控制電路5，以及控制電源電路6構成。
交流-直流變換電路3為了將供給第一與第二交流輸入端子的例如50Hz的交流電壓Vac變換為直流電壓Eo而連接於第一與第二交流輸入端子1、2。
直流-直流變換電路4為了將交流-直流變換電路3的輸出電壓Eo變換為所要直流輸出電壓而連接於交流-直流變換電路3。在直流-直流變換電路4的一對輸出端子7、8之間連接了負載9。
控制電路5具有如下功能。
(1)控制交流-直流變換電路3的功能。
(2)控制直流-直流變換電路4的功能。
(3)根據本發明判定表示交流-直流變換電路3的輸出電壓Eo的大小的信號的檢測值上升到預定電壓值的情況，並根據該判定結果使直流-直流變換電路4開始工作的功能。
控制電壓發生電路6基於交流-直流變換電路3的輸出電壓Eo和從直流-直流變換電路4中包含的變壓器得到的電壓這兩個電壓，生成所要的控制電壓並供給控制電路5。
圖2中，詳細示出了圖1的交流-直流變換電路3、直流-直流變換電路4與控制電源電路6。
交流-直流變換電路3由以下部分構成高頻成分除去濾波器10、整流電路11、電感器12、作為交流-直流變換開關的第一開關元件13、由二極體構成的整流元件14、平滑電容15以及電流檢測電阻16。
濾波器10為了除去因第一開關元件13的導通/斷開而產生的高頻成分，連接於第一與第二交流輸入端子1、2和整流電路11之間。該濾波器10是由電感器和電容構成的已知的電路。若高頻成分對於比第一與第二交流輸入端子1、2更靠近電源側的電路不構成問題時就可省去濾波器10。另外，也可以在整流電路11和第一開關元件13之間設置具有與濾波器10相同功能的部件。
整流電路11是將4個二極體橋接的全波整流電路，設有第一與第二輸入端子17、18和第一與第二輸出端子19、20。第一與第二輸入端子17、18經由濾波器10與第一與第二交流輸入端子1、2相連。在第一與第二輸出端子19、20之間，可得到正弦波交流電壓的全波整流輸出。
由電感繞組構成的電感器12的一端與整流電路11的第一輸出端子19相連。作為電感器電壓檢測部件的電壓檢測繞組21與電感器12電磁耦合。
由絕緣柵型場效應電晶體構成的第一開關元件13的一個主端子即漏極與電感器12的另一端相連。第一開關元件13的另一主端子即源極經由電流檢測電阻16與整流電路11的第二輸出端子20相連。
平滑電容15經由二極體構成的整流元件14和電流檢測電阻16與第一開關元件13並聯連接。該平滑電容15基於整流電路11的輸出和電感器12的蓄積能量而被充電。該平滑電容15的電壓Eo成為交流-直流變換電路3的輸出電壓並作為直流-直流變換電路4的輸入電壓。
直流-直流變換電路4由變壓器22、作為直流-直流變換開關的第二開關元件23以及整流平滑電路24構成。
變壓器22由一次繞組25、二次繞組26、三次繞組27以及磁芯28構成。一次、二次及三次繞組25、26、27通過磁芯28相互電磁耦合，且相互電絕緣。另外，將一次、二次及三次繞組25、26、27的極性用黑圓點表示。
有漏電感的一次繞組25的一端與平滑電容15的一端相連。作為由絕緣柵型場效應電晶體構成的第二開關元件23的第一主端子的漏極與一次繞組25的另一端相連。作為第二開關元件23的第二主端子的源極與平滑電容15的另一端相連。因此，一次繞組25經由第二開關元件23與平滑電容15並聯連接。
如黑圓點所示，二次繞組26具有與一次繞組25相反的極性。整流平滑電路24由二極體構成的整流元件29和平滑電容30構成。平滑電容30經由整流元件29與二次繞組26並聯連接。二極體即整流元件24通過在第二開關元件23的斷開期間由二次繞組26得到的電壓而成為導通狀態。因此，直流-直流變換電路4形成為逆程(flyback)型。一對直流輸出端子7、8與平滑電容30相連。
作為控制電壓發生電路的控制電源電路6由變壓器22的三次繞組27、由二極體構成的整流元件31、平滑電容32以及起動電阻33構成。平滑電容32經由整流元件31與三次繞組27並聯連接。整流元件31通過在第二開關元件23的斷開期間由三次繞組27得到的電壓而成為導通狀態。平滑電容32經由起動電阻33與交流-直流變換電路3的平滑電容15並聯連接。因此，能夠在開始直流-直流變換電路4工作之前經由起動電阻33對平滑電容32充電。平滑電容32的一端通過導線34與控制電路5的電源端子相連。
為供給正弦波交流電壓Vac整流後的電壓，整流電路11的第一輸出端子19通過導線35連接到控制電路5。設有作為基於電感器12的電壓來檢出電感器12的蓄積能量的釋放結束時刻的電感器電壓檢測部件的電壓檢測繞組21。該電壓檢測繞組21與電感器12電磁耦合。電壓檢測繞組21的一端通過導線36連接到控制電路5。電壓檢測繞組21的另一端與整流電路11的第二輸出端子20即接地端相連。作為電流檢測部件的電流檢測電阻16和第一開關元件13之間的相互連接點通過導線37連接到控制電路5。為了供給平滑電容15的電壓Eo，平滑電容15的一端與另一端分別通過導線38、39連接到控制電路5。為了對第一開關元件13供給控制信號，控制電路5通過導線40與第一開關元件13的控制端子即柵極相連。
為了檢出直流輸出電壓Vo，第一與第二直流輸出端子7、8通過導線41、42連接到控制電路5。為了對第二開關元件23供給控制信號，控制電路5通過導線43與第二開關元件23的控制端子即柵極相連。
如圖3所示，控制電路5由以下部分構成用以控制第一開關元件13的第一開關控制電路44，用以控制第二開關元件23的第二開關控制電路45，用以檢出表示平滑電容15的電壓Eo的信號V52的電壓檢測電路46，電壓判定電路47，用以開始直流-直流變換動作的開始電路48，以及用以檢出表示直流輸出電壓Vo大小的信號的輸出電壓檢測電路49。
電壓檢測電路46由用以檢出交流-直流變換電路3的輸出電壓Eo的第一與第二電阻50、51構成，且通過導線38、39與圖2的平滑電容15相連。在該電壓檢測電路46的第一與第二電阻50、51的相互連接點52上，如圖6(C)所示，得到具有將圖6(A)所示的平滑電容15的電壓Eo即交流-直流變換電路3的輸出電壓由第一與第二電阻50、51分壓的值的電壓信號V52。連接點52通過導線53連接到第一控制電路44，並且，通過導線54連接到電壓判定電路47。因此，電壓檢測電路46由第一控制電路44和電壓判定電路47共用。
電壓判定電路47判定由電壓檢測電路46檢出的電壓信號V52是否成為預定值以上，當檢出的電壓信號V52成為預定值以上時，將開始電路48控制成導通狀態。對於該電壓判定電路47在後面進行詳細說明。用以開始直流-直流變換動作的開始電路48將控制電源線34有選擇地連接到第二開關控制電路45上。控制電源線34通過導線55連接到第一開關控制電路44的電源端子，並通過導線56連接到開始電路48，且通過導線57連接到電壓判定電路47的電源端子。
輸出電壓檢測電路49用以檢出表示直流-直流變換電路4的直流輸出電壓Vo的信號，它由兩個電阻58、59、由差動放大器構成的誤差放大器60、基準電壓源61以及發光二極體62構成。在一對導線41、42間連接的兩個電阻58、59對輸出電壓Vo進行分壓，並供給誤差放大器60的正輸入端子。基準電壓源61與誤差放大器60的負輸入端子相連。因此，從誤差放大器60得到對應於兩個輸入之差的電壓。發光二極體62在誤差放大器60的輸出端子和導線42之間連接。發光二極體62的光輸出強度與輸出電壓Vo成比例。發光二極體62與在第二開關控制電路45中包含的光敏電晶體63光耦合。也可以將電壓檢測電路49構成為取得電輸出而不是光輸出。但是，在要求電隔離圖2的變壓器22的一次側和二次側時，最好使輸出電壓檢測電路49和第二控制電路45光耦合。再有，可考慮將輸出電壓檢測電路49作為第二開關控制電路45的一部分。
圖4詳細表示圖3的控制電路5中的第一開關控制電路44。該第一開關控制電路44也可以稱為用以將平滑電容15的電壓Eo控制為恆定的電壓控制部件，由誤差放大器64、電壓控制用基準電壓源65、乘法器66、比較器67、導通開始電路68、RS觸發器69以及電壓調整電路70構成。
誤差放大器64的負輸入端子與檢測電壓V52的導線53相連，正輸入端子與電壓控制用基準電壓源65相連。因此，從誤差放大器64得到從基準電壓源65的基準電壓V65減去表示平滑電容15的電壓Eo的檢測電壓V52的值Ve＝V65-V52。該誤差放大器64的輸出Ve表示平滑電容15的電壓Eo的校正指令值。
乘法器66被供給誤差放大器64的輸出Ve，且也被供給將圖7(A)所示的交流輸入端子1、2間的正弦波交流電壓Vac用整流電路11進行全波整流後的輸出電壓V11。但是，可以與圖4所示的不同地、對乘法器66供給將整流輸出電壓V11分壓後的值，作為取代。
並且，可以代替圖4的導線35而在一對交流輸入端子1、2和乘法器66之間連接其它整流電路，並將由該其它整流電路得到的輸出供給乘法器66，以代替整流電路11。圖4中導線35為電壓檢測部件。
如圖7(C)所示，乘法器66的輸出電壓V66具有正弦波的全波整流波形。該乘法器66的輸出電壓V66表示流過圖2的第一開關元件13的電流的目標值。
比較器67的正輸入端子與電流檢測線37相連，負輸入端子與乘法器66相連。因此，如圖7(C)所示，在比較器67中比較按正弦波變化的乘法器66的輸出電壓V66和電流檢測電阻16的兩端子間電壓V16，得到圖7(D)所示的輸出V67。如圖7(B)所示，電感器12的電流IL隨著第一開關元件13的導通/斷開而變化。該電流IL在第一開關元件13的導通期間(例如t1～t2)以一定斜度增大，在第一開關元件13的斷開期間(例如t2～t3)以一定斜度減少。即，第一開關元件13導通期間平滑電容15的蓄積能量釋放。因此，平滑電容15在第一開關元件13的斷開期間，通過整流電路11、電感器12與整流元件14的線路被充電。由於流過電感器12的電流IL的峰值追隨正弦波，因此流過交流輸入端子1、2的交流電流近似於正弦波，且功率因數被改善。
流過電流檢測電阻16的電流為第一開關元件13的導通期間(例如t1～t2)的電流，按鋸齒波形變化。因此，通過導線37向圖4的第一開關控制44的比較器67供給的電壓V16，如圖7(C)所示，在第一開關元件13的導通期間以一定斜度增大。若作為該電流檢測信號的電壓V16比乘法器66的輸出電壓V66高，則圖7(D)所示的比較器67的輸出V67從低電平轉換成高電平。
比較器67的輸出端子與觸發器69的復位端子R相連。觸發器69的非反相輸出端子Q為了供給第一開關控制信號Vg1而通過導線40連接到第一開關元件13的柵極。如圖7(H)所示，觸發器69在比較器67的輸出V67轉換為高電平時復位，如圖7(G)所示，觸發器69的輸出即第一開關控制信號Vg1成為低電平。第一開關元件13的電流在圖7的t2時刻中斷。
圖4的導通開始電路68用以形成表示第一開關元件13的導通開始時刻的信號，它由比較器71、基準電壓源72、NOT電路73以及觸發電路74構成。比較器71的正輸入端子通過導線36與圖2的電壓檢測繞組21相連。電壓檢測繞組21的電壓V21與電感器12的電壓對應地變化。電感器12的電壓隨著流過電感器12的電流IL變化。即，第一開關元件13的導通期間的電感器12的電壓方向成為第一方向。在第一開關元件13的斷開期間，基於電感器12的蓄積能量的釋放，使電流流過的期間的電感器12的電壓方向成為第一方向的逆方向的第二方向。若電感器12的蓄積能量的釋放結束，則電感器12的電壓成為零。電壓檢測繞組21的電壓V21在電感器12的蓄積能量的持續釋放期間上為正，在結束釋放時成為零或以下。
與圖4的比較器71的負輸入端子相連的基準電壓源72，發生零或接近零的電壓電平的基準電壓。因此，比較器71的輸出V71在圖7(B)所示的電流IL慢慢地減少而成為零或接近零時，如圖7(E)所示，從高電平轉換為低電平。如圖7(F)所示，與比較器71相連的NOT電路73的輸出V73是圖7(E)的波形的相位反相波形。與NOT電路73相連的觸發電路74由單穩態多諧振蕩器或微分電路構成，且如圖7(G)所示，輸出包含與圖7(F)的NOT電路73的輸出脈衝的前邊沿同步的觸發脈衝的輸出V74。觸發電路74與觸發器69的置位輸入端子S相連。因此，如圖7(H)所示，觸發器69響應圖7(G)的觸發脈衝在t0、t1、t3等時刻成為置位狀態，且輸出第一開關控制信號Vg1。
用以形成第一開關控制信號Vg1的第一開關控制電路44不含特殊的振蕩器。該第一開關控制信號Vg1以比輸入交流電壓的頻率(50Hz)高的例如20～100kHz的重複頻率來進行第一開關元件13的導通/斷開控制。
圖4的電壓調整電路70通過導線55連接到圖2的控制電源線34。該電壓調整電路70通過電源線(未作圖示)，對第一開關控制電路44中包含的基準電壓源65、72、誤差放大器64、乘法器66、比較器67、71、觸發器69、NOT電路73以及觸發電路74供給所需的電壓。當各電路不需要電壓調整電路70時將導線55的電壓V32直接供給各電路。
第一開關控制電路44中包含的各電路，在控制電源線55的電壓V32或電壓調整電路70的輸出電壓達到各電路的動作開始閾值時開始工作。圖6中，在t1時刻第一開關控制電路44開始正常工作，第一開關元件13開始導通/斷開。因此，平滑電容15的電壓Eo從t1時刻急劇上升。但是，由於從t1時刻第一開關控制電路44開始動作，因此，在t1～t2期間電容32的電壓V32如圖6(B)所示稍有下降。
圖5詳細表示圖3的第二開關控制電路45、電壓判定電路47與開始電路48。第二開關控制電路45用以將直流-直流變換電路4的輸出電壓Vo控制為恆定，它由電壓控制信號形成電路75、比較器76、周期性波形發生器77以及電壓調整電路78構成。該第二開關控制電路45在開始電路48導通狀態時正常工作。
第二開關控制電路45的電壓控制信號形成電路75由圖3中說明的光敏電晶體63和電阻79的串聯電路構成。光敏電晶體63的一端與第二開關控制電路45的電源端子80相連，其另一端通過電阻79與接地端相連。開始電路48的開關48』導通狀態時的、電阻79和光敏電晶體63之間的相互連接點81的電位按照光敏電晶體63的光輸入變化而變化。例如，因輸出電壓Vo的增大而光輸入增大時，光敏電晶體63的電阻值減少，連接點81的電位升高。連接點81的電位即電阻79的兩端子間電壓V81用作對輸出電壓Vo進行反饋控制的反饋控制信號。電壓控制信號形成電路75具有作為電壓檢測電路或反饋控制信號形成電路的一部分的功能。再有，不需要光耦合時，能夠將圖3的誤差放大器60的輸出端連接到圖5的比較器76的輸入端子。
圖5的比較器76的負輸入端子與電壓控制信號形成電路75的連接點81相連，其正輸入端子與周期性波形發生器77相連。周期性波形發生器77以高於交流電壓Vac的頻率的重複頻率(例如20～100kHz)發生圖6(H)所示的鋸齒波電壓V77。周期性波形發生器77也可以發生三角波等周期性波形，以取代鋸齒波。鋸齒波電壓V77的振幅這樣確定，使它在直流-直流變換電路4正常工作時能橫切在電壓控制信號形成電路75的連接點81和接地端之間得到的指令電壓V81。在圖6的t2時刻以後，若對第二開關控制電路45供給了電壓，則從比較器76得到圖6(I)所示的第二開關控制信號Vg2。第二開關控制信號Vg2通過導線43供給第二開關元件23的控制端子。再有，在導線43上根據需要插入眾所周知的驅動電路。第二開關元件23在圖6(I)所示的開關控制信號Vg2的t2～t3、t4～t5等高電平期間成為導通狀態。
第二開關控制電路45中的電壓調整電路78與電源端子80相連，調整從這裡供給的電壓，然後供給比較器76與周期性波形發生器77的電源端子。另外，在不需要電壓調整時，能夠將電源端子80直接連接到比較器76與周期性波形發生器77的電源端子。
直流-直流變換電路4的輸出電壓Vo高於所要值時，圖6(I)所示的第二控制信號Vg2的脈衝變窄，輸出電壓Vo回到所要值。相反地，輸出電壓Vo低於目標值時，圖6(I)的第二控制信號Vg2的脈寬增大，輸出電壓Vo回到所要值。
圖5的電壓判定電路47為了判定平滑電容15的電壓Eo是否達到預定值，包括以下部分比較器82、基準電壓源83、保持部件或作為閂鎖電路的RS觸發器84以及復位電路85。比較器82的正輸入端子通過導線54連接到圖3的電壓檢測電路46，其負輸入端子與基準電壓源83相連。因此，如圖6(C)所示，比較器82判定對平滑電容15的電壓Eo成比例地變化的導線54檢出的電壓V52是否高於基準電壓源83的預定電壓值V83，發生圖6(D)所示的二值的輸出。圖6的例中，在t2時刻檢出的電壓V52被預定電壓值V83橫切，比較器84的輸出從低電平轉換到高電平。本實施例的預定電壓值V83在平滑電容15的電壓Eo稍微低於其正常值即額定值時，被設定成與電壓檢測電路46的連接點52上得到電壓相一致。再有，所述平滑電容15的電壓Eo比其正常值即額定值稍微低的值是電壓Eo的正常值即額定值的例如35～95％，例如為200～400V範圍內的值。
觸發器84的置位端子S與比較器82相連，其復位端子R與復位電路85相連，其相位反相輸出端子Q-通過導線86連接到開關電路48的開關元件的控制端子。若圖6(D)所示的比較器82的輸出V82在t2時刻轉換為高電平，則觸發器84響應該轉換情況成為置位狀態，如圖6(F)所示，其相位反相輸出V84在t2時刻成為低電平。觸發器84的置位狀態一直保持到被復位。
圖5的與電源線56相連的開始電路48的開關48』由可控制的半導體開關或與其類似的開關構成，並設有控制端子。該開關48』的控制端子與觸發器84相連。該開關48』被供給低電平的控制信號時，該開關48』成為導通狀態。因此，如圖6(F)所示，若觸發器84的反相輸出V84在t2時刻成為低電平，則開關48』成為導通狀態，第二控制電路45的電源端子80的電壓V80如圖6(G)所示，在t2時刻大致上升為正常值。結果，從t2時刻起第二開關控制電路45正常工作，直流-直流變換電路4的輸出電壓Vo如圖6(J)所示，t2時刻起慢慢地升高，隨後成為所要值。再有，可改變開始電路48的開關48』，以使之響應正的控制電壓而成為導通狀態。這時，觸發器84的非反相輸出端子連接到開始電路48。
在圖5的電壓判定電路47中包含的復位電路85與供給控制電壓V32的導線56相連。如圖6(B)所示，控制電壓V32通過在t0時刻開始對第一與第二交流輸入端子1、2的供電，或將交流輸入端子1和電感器12之間任意位置上連接的電源開關(未作圖示)接通，慢慢地增大。即，若從整流電路11的供電開始，則通過由整流電路11、電感器12、整流元件14以及平滑電容15構成的電路來充電平滑電容15，如圖6(A)所示，該電壓Eo隨時間增大。與平滑電容15的充電一起，控制電源電路6的平滑電容32經由起動電阻33慢慢地被充電，如圖6(B)所示，該電壓V32以一定斜度增大。圖5的復位電路85在控制電源電路6的平滑電容32的電壓V32橫切了圖6(B)所示的閾值Vth時，發生由圖6(E)所示的脈衝構成的復位信號V85。從而，在t1時刻觸發器84可靠成為復位狀態。
也可將圖6(E)的復位信號V85用於第一開關控制電路44的動作開始時的復位。這時，對第一開關控制電路44的第一開關元件13從t1時刻開始供給第一控制信號Vg1。
由圖1至圖2所示的本發明最佳的實施例1得到的效果如下所述。
(1)由於設有用以檢測平滑電容15的電壓Eo的電壓檢測電路46，用以判定由該電壓檢測電路46檢出的電壓信號V52是否高於預定電壓值V83的電壓判定電路47，以及用以根據該電壓判定電路47的判定結果使直流-直流變換電路4的動作開始的開始電路48，因此，直流-直流變換電路4在適當的時刻開始工作。因此，作為直流-直流變換電路4的輸入電壓的平滑電容15的電壓Eo已高於預定電壓值V83時，直流-直流變換電路4的動作開始。從而，起動時的直流-直流變換電路4的輸出電壓Vo不會不穩定。
(2)若不要求改善起動時直流輸出電壓Vo的穩定性，則可使用比平滑電容15的容量小的小型且低成本的電容，以取代平滑電容15。在本發明的開關電源裝置中，當平滑電容15的電壓Eo上升到一定程度時，直流-直流變換電路4就開始動作。因此，即使使用容量小的平滑電容也能確保直流-直流變換電路4的起動時的直流輸出電壓Vo的穩定性。
(3)第一開關元件13不與整流電路11和平滑電容15之間的電源線串聯連接。因此，能夠在第一開關元件13的導通/斷開動作開始前給平滑電容15充電。
(4)電壓判定電路47的比較器82的輸出V82由作為保持部件的觸發器84保持。因此，即使平滑電容15的電壓Eo變動，也能防止直流-直流變換電路4工作中斷。
(5)在驅動第二開關元件23之前開始第一開關元件13的驅動。結果，不發生直流-直流變換電路4起動時的輸入電壓的不足。
(6)電壓檢測電路46由第一開關控制電路44和電壓判定電路47共用，使控制電路5的構成簡單。另外，能夠減少用以檢出控制電路5的電壓的端子數。控制電路5的電壓檢測電路46、電壓判定電路47、開始電路48、第一開關控制電路44以及第二開關控制電路45的大部分由集成電路構成。在集成電路上端子數越少越易實現集成電路的小型化與低成本化。
(7)在由電感器電壓檢測繞組21確定的時刻，第一開關元件13導通。因此，第一開關控制電路44不具振蕩器。從而減小第一開關控制電路44的尺寸並降低成本。
(8)由於用變壓器22供給控制電路5所需的控制電壓，因此，可減小控制電源電路6的尺寸並降低成本。
實施例2參照圖8～圖10說明實施例2的開關電源裝置。實施例2的開關電源裝置設有將圖1與圖2所示的開關電源裝置的控制電路5作了更改的控制電路5a，其它部分與圖1和圖2的相同。因此，在實施例2的說明中，控制電路5a以外的部分參照圖1與圖2。另外，在圖8～圖10中凡與圖3及圖5共同的部分上均附上同一符號，省略其說明。
在圖8所示的實施例2的控制電路5a中，將圖3的控制電路5的開始電路48改為開始電路48a，為驅動第二開關控制電路45而布置兩個電源線56、56a，並設置經更改的第二開關控制電路45a，其它部分與圖3相同。第一電源線56不經起動開關開始電路48a而連接到第二開關控制電路45a。第二電源線56a經由開始電路48a與第二開關控制電路45a相連。開始電路48a通過導線87向第二開關控制電路45a的一部分供給預定偏流。
圖9詳細表示圖8的開始電路48a。該開始電路48a由一個場效應電晶體88、兩個npn型電晶體89、90、兩個pnp型電晶體91、92以及一個電流源93構成。場效應電晶體88的柵極與電壓判定電路47的輸出線86相連。該場效應電晶體88的漏極與npn型電晶體89的集電極相連，其源極與接地端相連。npn型電晶體89的集電極經由電流源93與電源線56a相連，其發射極與接地端相連，其基極與該集電極相連。npn型電晶體90的基極與npn型電晶體89的基極相連，其發射極與接地端相連，其集電極經由pnp型電晶體91與電源線56a相連。pnp型電晶體91的發射極與電源線56a相連，其集電極與npn型電晶體90的集電極相連，其基極與該集電極相連。pnp型電晶體92的基極與npn型電晶體90的集電極相連，其發射極與電源線56a相連，其集電極通過導線87與圖10所示的第二開關控制電路45a的周期性波形發生器77相連。
若開關電源裝置的電源成為導通狀態，且圖2的平滑電容15的電壓上升，則電壓判定電路47的輸出線86成為低電平。結果，場效應電晶體88成為截止狀態。若場效應電晶體88成為截止狀態，則兩個npn型電晶體89、90與兩個pnp型電晶體91、92全部成為導通狀態。從而能夠從導線87向第二開關控制電路45a供給電流。
圖10所示的第二開關控制電路45a中，對周期性波形發生器77的供電方法與圖5不同，而其它與圖5相同。周期性波形發生器77通過電容的充電與放電形成鋸齒波電壓。開始電路48a的輸出線87供給對鋸齒波發生用的電容的充電電流。因此，開始電路48a成為導通狀態後發生圖6(H)所示的鋸齒波電壓V77。比較器76在鋸齒波電壓V77發生後產生脈衝。
實施例2具有與實施例1相同的效果，而且，實施例2的開始電路48a只對第二開關控制電路45a的一部分供電，因此，能夠減小開始電路48a的電流負載。
實施例3圖11表示實施例3的開關電源裝置中的經更改的第一開關控制電路44a。實施例3的開關電源裝置不具圖2所示的電感器12的電壓檢測繞組21。因此，圖11的第一開關控制電路44a設有周期性波形發生器94，以取代圖4的第一開關控制電路44的導通開始信號形成電路68。該周期性波形發生器94以高於交流電壓Vac的頻率(例如50Hz)的重複頻率(例如20kHz)周期性地發生鋸齒波或三角波電壓。
圖11中，除了減法器67a、周期性波形發生器94、比較器95與濾波器96外的部分實質上與圖4相同。因此，圖11中實質上與圖4相同的部分上用相同符號，省略其說明。
在電流檢測線37上得到表示整流電路11的輸入側的電流或輸出側的電流大小的電壓信號。連接在電流檢測線37的濾波器96用以除去電流檢測信號V16的高頻成分。因此，在濾波器96的輸出線上得到相當於圖7(C)的電流檢測信號V16的包絡線的波形。
圖11的減法器67a由取代圖4的比較器67而設置的差動放大器構成。該減法器67a的負輸入端子與濾波器96相連，其正輸入端子與乘法器66相連。因此，減法器67a的輸出V67a成為表示從乘法器66得到的正弦波的輸出V66和從濾波器96得到的近似正弦波的輸出之差的信號。
比較器95的正輸入端子與減法器67a相連，其負輸入端子與周期性波形發生器94相連。因此，在與從周期性波形發生器94發生的鋸齒波電壓相比減法器67a的輸出V67a高的期間，從比較器95發生高電平的脈衝。比較器95的輸出脈衝串成為第一開關元件13的控制信號Vg1。
圖11的第一控制電路44a具有能夠以一定頻率導通/斷開第一開關元件13的特徵。
實施例4圖12表示實施例4的開關電源裝置的電壓判定電路47a和開始電路48b。實施例4的開關電源裝置除了圖12的部分外其結構與實施例1相同。
圖12的開始電路48b是圖5的開始電路48的改形，其結構中包括可控矽整流器(thyristor)即具有導通狀態保持功能的控制整流元件48b』。具有保持功能的開始電路48b的控制端子與電壓判定電路47a相連。電壓判定電路47a相當於從圖5的電壓判定電路47中省去了觸發器84和復位電路85的結構。電壓判定電路47a的比較器82與開始電路48b的控制端子相連。再有，在比較器82和開始電路48b之間能夠連接觸發電路。
圖12的開始電路48b具有圖5的觸發器84和開始電路48這兩方的功能。因此，實施例4有與實施例1相同的效果。
變形例本發明並不限於上述實施例，例如可進行以下的變形。
(1)可用變流器或磁電變換裝置等置換圖2的電流檢測電阻16。
(2)可檢出電感器12的電流IL或交流輸入端子1、2和整流電路11之間的交流側的電流，以取代檢出第一開關元件13的電流。在檢出交流側的電流時，電流檢測信號整流後傳送到控制電路5或5a。
(3)可將導線35的連接部位改到整流電路11的輸入側，檢測交流電壓。這時，對檢出的交流電壓進行整流，然後傳送到控制電路5或5a。
(4)第一與第二開關元件13、23可為電晶體、IGBT(絕緣柵型雙極性電晶體)等的半導體開關元件。
(5) 交流-直流變換電路3並不限於圖2所示的電路，只要能夠改善功率因數的電路即可。
(6)直流-直流變換電路4並不限於圖2所示的電路，只要能進行直流-直流變換的電路即可。例如，可為在直流-直流變換電路4的第二開關元件23的導通期間使二次側的整流元件29導通的正向方式的直流-直流變換器。
(7)可將圖3與圖5的第二開關控制電路45改形為檢出變壓器22的蓄積能量的釋放結束時刻而確定第二開關元件23的導通時刻的眾所周知的自激式控制電路。
(8)可用只在輸入電壓信號V52大於預定閾值時發生高電平輸出的邏輯電路或驅動電路，以取代圖5的電壓判定電路47中的比較器82和基準電壓源83。此時，閾值代替成為基準電壓源83的基準值。
(9)可用減法器來取代乘法器66。
工業上的可利用性由上述可知本發明的直流-直流變換器可用作電氣裝置的電源電路。
權利要求
1.一種能夠將交流電壓變換為直流電壓的開關電源裝置，其特徵在於設有用以供給已知頻率的輸入交流電壓的第一與第二交流輸入端子(1、2)；為了將所述輸入交流電壓變換為直流電壓而連接於所述第一與第二交流輸入端子(1、2)且至少包括第一開關元件(13)與功率因數改善部件(12)的交流-直流變換電路(3)；為了以高於所述輸入交流電壓的頻率的重複頻率驅動所述第一開關元件(13)而連接於所述第一開關元件(13)的第一開關控制電路(44或44a)；為了將從所述交流-直流變換電路(3)輸出的直流電壓變換為所要的直流電壓而連接於所述交流-直流變換電路(3)且至少包括第二開關元件(23)的直流-直流變換電路(4)；為了驅動所述第二開關元件(23)使由所述直流-直流變換電路(4)得到的直流輸出電壓保持在所要直流電壓而連接於所述第二開關元件(23)的第二開關控制電路(45或45a)；為了檢出表示所述交流-直流變換電路(4)的直流電壓輸出(Eo)的電壓信號(V52)而連接於所述交流-直流變換電路(4)的電壓檢測電路(46)；為了判定所述電壓檢測電路(46)得到的所述電壓信號(V52)是否高於預定電壓值(V83)而連接於所述電壓檢測電路(46)的電壓判定電路(47或47a)；以及在從所述電壓檢測電路(46)得到的所述電壓信號(V52)高於所述預定電壓值(V83)時，為開始所述第二開關控制電路(45或45a)對所述第二開關元件(23)的驅動而連接於所述電壓判定電路(47或47a)及所述第二開關控制電路(45或45a)的開始電路(48、48a或48b)。
2.如權利要求1所述的開關電源裝置，其特徵在於所述交流-直流變換電路(3)由以下部分構成設有與所述第一與第二交流輸入端子(1、2)相連的第一與第二輸入端子(17、18)和用以供給所述輸入交流電壓的整流電壓的第一與第二輸出端子(19、20)的整流電路(11)；電感器(12)；經由所述電感器(12)連接於所述整流電路(11)的第一與第二輸出端子(19、20)之間的第一開關元件(13)；整流元件(14)；以及經由所述整流元件(14)並聯連接於所述第一開關元件(13)的平滑電容(15)。
3.如權利要求2所述的開關電源裝置，其特徵在於所述直流-直流變換電路(4)由以下部分構成有一次繞組和二次繞組的變壓器(22)，經由所述一次繞組連接於所述平滑電容(15)的一對端子之間的第二開關元件(23)，以及為供給直流輸出電壓而連接於所述二次繞組的整流平滑電路(24)。
4.如權利要求3所述的開關電源裝置，其特徵在於還包括用以對所述第一與第二開關控制電路供電的控制電壓發生電路(6)。
5.如權利要求4所述的開關電源裝置，其特徵在於所述控制電壓發生電路(6)由以下部分構成與所述變壓器的所述一次繞組和所述二次繞組電磁耦合的三次繞組(27)，以及與所述三次繞組相連的整流平滑電路(31、32)。
6.如權利要求1所述的開關電源裝置，其特徵在於所述電壓判定電路(47或47a)由以下部分構成發生基準電壓(V83)作為所述預定電壓值的基準電壓源(83)，以及設有與所述電壓檢測電路(46)相連的輸入端子和與所述基準電壓源(83)相連的輸入端子，用以比較從所述電壓檢測電路(46)得到的所述電壓信號(V52)和所述基準電壓(V83)，且在所述電壓信號(V52)高於所述基準電壓(V83)時將表示開始所述直流-直流變換電路(4)的第二開關元件(23)的驅動的信號供給所述開始電路(48、48a或48b)的比較器(82)。
7.如權利要求6所述的開關電源裝置，其特徵在於所述電壓判定電路(47)還設有保持表示從所述電壓檢測電路(46)得到的所述電壓信號(V52)高於所述基準電壓(V83)的所述比較器(82)的輸出的保持部件(84)。
8.如權利要求7所述的開關電源裝置，其特徵在於所述電壓判定電路(47)還設有在對所述交流-直流變換電路(3)交流電壓的供給開始時復位所述保持部件(84)的部件(85)。
9.如權利要求4所述的開關電源裝置，其特徵在於所述開始電路(48、48a或48b)由連接於所述控制電壓發生電路(6)和所述第二開關控制電路(45)之間的開始開關(48』、92或48b』)構成，以在由所述電壓檢測電路(46)得到的所述電壓信號(V52)高於所述預定電壓值(V83)時開始從所述控制電壓發生電路(6)到所述第二開關控制電路(45)的供電。
10.如權利要求9所述的開關電源裝置，其特徵在於所述開始開關(48b』)具有在對表示所述電壓檢測電路的輸出電壓高於所述預定電壓值的情況的所述電壓判定電路的輸出作出響應而導通後，接著保持該導通狀態的功能。
11.如權利要求1所述的開關電源裝置，其特徵在於所述第一開關控制電路(44或44a)為使所述第二開關控制電路(45或45a)在開始所述第二開關元件(23)的驅動信號的形成的時刻之前開始所述第一開關元件(13)的驅動信號的形成而構成。
12.如權利要求1所述的開關電源裝置，其特徵在於所述第一開關控制電路(44或44a)包含用以將所述交流-直流變換電路(3)的輸出電壓保持一定的電壓控制部件(64、65)，所述電壓控制部件與所述電壓檢測電路(46)相連。
13.如權利要求2所述的開關電源裝置，其特徵在於所述第一開關控制電路(44)由以下部分構成發生基準電壓(V65)的基準電壓源(65)；為得到表示所述基準電壓(V65)和從所述電壓檢測電路(46)得到的電壓信號(V52)之差的輸出而設有與所述電壓檢測電路(46)相連的輸入端子和與所述基準電壓源(65)相連的輸入端子的誤差放大器(64)；與所述整流電路(11)的輸入端子或輸出端子相連的電壓檢測部件(35)；為了將由電壓檢測部件(35)檢出的電壓(V11)和所述誤差放大器(64)的輸出進行乘法運算而連接於所述電壓檢測部件(35)和所述誤差放大器(64)的乘法器(66)；用以獲得表示流過所述第一開關元件(13)的電流大小的輸出電壓的電流檢測部件(16)；為了提供表示所述電流檢測部件(16)的輸出電壓達到所述乘法器(66)的輸出電壓的時刻的輸出而連接於所述電流檢測部件(16)與所述乘法器(66)的比較器(67)；與所述電感器(12)耦合的電感器電壓檢測部件(21)；所述電感器電壓檢測部件(21)的輸出在表示所述電感器(12)的能量釋放的結束時刻時，為提供表示所述第一開關元件(13)的導通的開始時刻的輸出而連接於所述電感器電壓檢測部件(21)的開關導通開始電路(68)；以及為了形成用以控制所述第一開關元件(13)的導通/斷開的開關脈衝串而連接於所述比較器(67)和所述導通開始電路(68)的開關脈衝發生部件(69)，該開關脈衝發生部件(69)為使所述開關脈衝能夠從所述電感器(12)的蓄積能量的釋放結束時刻持續到所述電流檢測部件(16)的輸出電壓達到所述乘法器(66)的輸出的時刻為止而構成。
14.如權利要求2所述的開關電源裝置，其特徵在於所述第一開關控制電路(44a)由以下部分構成發生基準電壓(V65)的基準電壓源(65)；為得到表示所述基準電壓(V65)和從所述電壓檢測電路(46)得到的電壓信號(V52)之差的輸出而設有與所述電壓檢測電路(46)相連的輸入端子和與所述基準電壓源(65)相連的輸入端子的誤差放大器(64)；與所述整流電路(11)的輸入端子或輸出端子相連的電壓檢測部件(35)；為了將電壓檢測部件(35)的電壓(V11)和所述誤差放大器(64)的輸出進行乘法運算而連接於所述電壓檢測部件(35)和所述誤差放大器(64)的乘法器(66)；用以檢出表示與所述整流電路(11)的輸入或輸出電流大小的電壓信號的電流檢測部件(16、37)；為了提供表示所述乘法器(66)的輸出和所述電流檢測部件(16)的輸出之差的輸出而連接於所述乘法器(66)和所述電流檢測部件(16)的減法器(67a)；發生其頻率高於所述輸入交流電壓的重複頻率的周期性波形的周期性波形發生器(94)；以及為了通過所述減法器(67a)的輸出和所述周期性波形的比較而生成用以控制所述第一開關元件(13)的導通/斷開的開關脈衝串，連接於所述減法器(67a)和所述周期性波形發生器(94)的比較器(95)。
15.如權利要求3所述的開關電源裝置，其特徵在於所述第二開關控制電路(45)由以下部分構成為了檢出表示所述整流平滑電路(24)的輸出電壓(Vo)的電壓信號(V81)而與所述整流平滑電路(24)連接的輸出電壓檢測部件(49、75)；發生周期性波形的周期性波形發生電路(77)；以及為了基於所述輸出電壓檢測部件(49、75)的所述電壓信號(V81)和所述周期性波形(V77)的比較，生成用以控制所述第二開關元件(23)的導通/斷開的開關脈衝串，連接於所述輸出電壓檢測部件(49、75)和周期性波形發生器(77)之間的比較器(76)。
16.一種開關電源裝置的驅動方法，該開關電源裝置中設有為將輸入交流電壓變換為直流電壓而至少包括第一開關元件(13)與功率因數改善部件(12)的交流-直流變換電路(3)、用以比所述輸入交流電壓的頻率高的重複頻率來控制所述第一開關元件(13)的導通/斷開的第一開關控制電路(44)、為將所述交流-直流變換電路(3)的輸出電壓變換為所要值的直流電壓而至少設有第二開關元件(23)的直流-直流變換電路(4)以及控制所述第二開關元件(23)的導通/斷開使所述直流-直流變換電路(4)的輸出電壓保持於所要值的第二開關控制電路等，該方法的特徵在於檢出所述交流-直流變換電路(3)的輸出電壓，比較所述交流-直流變換電路(3)的被檢出的輸出電壓和預定值，由所述第一開關控制電路(44)開始所述第一開關元件(13)的導通/斷開控制，並在所述交流-直流變換電路(3)的所述被檢出的輸出電壓高於所述預定值時開始所述第二開關控制電路(45或45a)的所述第二開關元件(23)的導通/斷開控制。
全文摘要
開關電源裝置中設有具有功率因數改善功能的交流－直流變換電路(3)，與該交流－直流變換電路(3)相連的直流－直流變換電路(4)，控制電路(5)，以及控制電源電路(6)。控制電路(5)中設有判定交流－直流變換電路(3)的輸出電壓(Eo)是否高於預定值的電路，還設有在交流－直流變換電路(3)的輸出電壓(Eo)變得高於預定值時開始對直流－直流變換電路(4)的開關控制電路供電的電路。從而，使直流－直流變換電路(4)的輸出電壓(Vo)在起動時穩定地上升。
文檔編號H02M3/28GK1596503SQ0282387
公開日2005年3月16日 申請日期2002年12月2日 優先權日2001年12月3日
發明者山田智康, 島田雅章 申請人:三墾電氣株式會社