用於頻率選擇性信道中針對mimo空時編碼擴頻系統的新穎的信道質量指示符的方法和檢測器的製作方法

2023-05-27 05:05:06

專利名稱：用於頻率選擇性信道中針對mimo空時編碼擴頻系統的新穎的信道質量指示符的方法和檢測器的製作方法
技術領域：
本發明涉及使用至少兩個發射天線和/或兩個接收天線的諸如CDMA的空時編碼擴頻通信系統。本發明具體涉及反饋機制，通過該機制可以針對此系統優化接收器濾波器。
背景技術：
多發射、多接收天線(多輸入/多輸出或MIMO)系統提供了實現無線通信系統的高頻譜效率的潛力。信息理論研究建立了這樣的理論在獨立的平坦衰落信道環境中，此類MIMO系統的容量隨著天線數目而線性增大。一種此類實際MIMO配置是貝爾實驗室的分層空時(BLAST)系統，其實現了針對窄帶TDMA系統的高頻譜效率。還考慮在WCDMA/HSDPA中對MIMO機制的標準化，並且在不久的將來還可以考慮針對CDMA2000的MIMO機制，二者都用於碼分多址(CDMA)系統的下行鏈路。
對角BLAST假設MIMO信道是瑞利衰落的，並且假設在接收器處已知信道參數而在發射器處不知該信道參數，因此對角BLAST是開環方法。V-BLAST是對角BLAST的較簡單的實現方法，V-BLAST提倡以信號數據流的簡單的解多路復用代替某些特定的空時編碼。用於V-BLAST的對應接收器結構體系也較簡單。通常，各種BLAST方法在每個發射天線或天線對(取決於反饋和空間信道實現)上以相同速率發射，並在接收器處在基於編碼符號的幹擾消除之後使用最小均方誤差線性變換。因為V-BLAST的開環方法，所以V-BLAST使用多個天線上的編碼分組的符號的簡單的解多路復用。
MIMO系統研究的一個關鍵方面是設計能夠對頻率選擇性信道中的所發射的信號可靠解碼的接收器。對於單輸入、單輸出(SISO)CDMA鏈路，碼片級均衡成為改善頻率選擇性信道中接收器性能的有前景的手段。存在兩種主要類型的FIR線性均衡，即基於線性最小均方誤差(LMMSE)或基於最小方差無畸變響應(MVDR)的非自適應線性均衡，以及自適應線性均衡。另一可選方案是遞歸卡爾曼濾波方法，其中顯示出遞歸卡爾曼濾波方法勝出LMMSE方法，但有稍微高的複雜度。對CDMA下行鏈路應用MIMO配置對接收器設計提出另外的挑戰，這是由於接收器必須克服碼間幹擾(ICI)和同信道幹擾(CCI)兩者，以便實現可靠通信。目前已顯示LMMSE算法以及卡爾曼濾波算法兩者都可以擴展至MIMO系統。
除了通過更好的接收器設計來改善MIMO傳輸的性能之外，對這種先進的接收器的研究帶來了對於MIMO鏈路特性的更佳理解。從整體的系統評估角度看這種特性是非常重要的。尤其是，蜂窩系統中的空中接口包括基站(BS)和也被稱為移動臺(MS)的終端之間的鏈路。通過分別對這些鏈路進行仿真來量化空中接口的性能。實踐上不可能將對這些鏈路中每一個的位真(bit-true)仿真嵌入系統級仿真。幸運的是，物理層以上的各層只需要有限數量的信息，例如幀和分組的誤差、信令誤差等。因此，廣泛使用了窮舉鏈路仿真的一種可選方案，其中以隨機方式對這些參數建模，同時仍將它們的統計行為確定為如單個鏈路仿真所預測的。這種對鏈路性能加以抽象的過程公知為鏈路到系統映射。這種映射的功能之一是使用對鏈路質量的某些測量(例如信噪比(SNR))來估計可以預期的幀誤差率(FER)。
此種鏈路到系統映射過程在過去已進行了研究並主要用於SISO鏈路。為了促進對用於MIMO機制的鏈路到系統映射的解釋，規定從具有前向糾錯編碼的分組傳輸角度出發，MIMO傳輸可以分為兩個寬泛的種類聯合編碼(下文表示為JE)以及單獨編碼(SE)。在JE傳輸模式下，正如其名，在解多路復用之後在多個流上傳輸單個編碼分組，而在SE下，每個流包括單獨編碼的分組。編碼的BLAST及其變體以及網格(trellis)編碼空時調製方案落入第一種類的範圍，而每天線率控制(PARC)及其變體屬於第二種類。對於SNR對比FER映射問題的方法依賴於所使用的傳輸方案的類型。即使在準靜態信道條件下，SE方案也使得在均衡後每個流只得到唯一與自身相關聯的單個SNR，並因此到FER的映射成為了二維問題，正如在SISO中的情況。
已在2001年的第三代合作夥伴計劃2(3GPP2)的「1x EV-DVEvaluation Methodology」中針對SISO系統解決了該問題。對於具有單獨編碼的MIMO系統的解決方法也已在至少三篇不同的論文中提出2001年10月Proceeding of IEEE VehicularTechnology Fall Conference的第915-919頁由S.T.Chung、A.Lozano以及H.Huang發表的「Approaching eigenmode BLASTchannel capacity using VBLAST with rate and power feedback」；2001年Lucent(朗訊)發表的「Contribution to 3GPPR1-010879Increasing MIMO Throughput with Per-Antenna Rate Control」；以及2004年Mitsubishi(三菱)發表的「Contribution to 3GPPR1-040290Double Space Time Transmit Diversity with Sub-GroupRate Control(DSTTD-SGRC)for 2 or More Receiver Antennas」。
這些解決方法並未準備好適合於JE MIMO系統中的使用，這是因為在JE方案中，分組的各部分得到不同的SNR，並因此映射潛在地是多維問題。本發明人並未獲悉現有技術中存在針對在頻率選擇性信道中聯合空時編碼(JE)MIMO方案的CQI(信道質量指示符)的建議。現有技術需要準確表徵使用聯合編碼的MIMO系統中無線鏈路的信道質量指示符(CQI)。此種CQI對於在系統級評估中鏈路到系統映射和鏈路自適應兩者都是必需的。使用此種CQI的接收器可以幫助實現由JE MIMO通信系統所提供的理論容量的增加。

發明內容
本發明一方面是用於檢測在多徑信道上檢測聯合編碼信號的方法。該方法包括由N個接收天線在多徑信道上接收聯合編碼信號，其中N是大於一的整數。對於該N個接收天線中的每一個，在碼片間隔內對接收的信號進行採樣以得到針對N個接收天線的每一個的天線式(antenna-wise)碼片向量。使用信道質量指示符CQI對這些天線式碼片向量塊進行濾波。CQI描述了在其上接收聯合編碼信號的多徑信道。進一步在本發明中，將濾波的塊下變頻為比特和符號之一。本發明的一個重要方面是，對於通過其對聯合編碼信號進行擴頻的每個擴頻碼，並行檢測下變頻的比特或符號。如下文將詳述的，CQI優選為估計的發射碼片向量與接收的碼片式信號向量塊之間的受約束的互信息(Constrained Mutual Information)。
在另一方面，本發明是一種用於檢測聯合編碼的擴頻信號的符號的方法。在該方法中，在碼片間隔內在至少兩個接收天線上接收來自多徑信道的信號，並在所述碼片間隔內對其採樣以便從每個接收天線獲得碼片式信號向量。將這些碼片式信號向量存儲為塊，並使用該碼片式信號向量塊估計多徑信道。使用對多徑信道的所述估計，對該碼片式信號向量塊濾波以恢復用於在傳輸中對信號進行擴頻的擴頻碼的正交性。對濾波的碼片式信號向量塊進行下變頻、解擾以及解擴頻，從而得到符號級信號向量的並行輸出，每個並行輸出對應於擴頻碼。對於每個並行輸出，使用一個擴頻碼在空間上檢測比特或符號之一。
在又一方面，本發明是一種用於適應在無線通信系統中的傳輸的方法。該方法分為第一收發器和第二收發器。在第一收發器中，對待發射的第一信號以第一編碼率進行聯合編碼，並以第一調製進行調製，例如QPSK或16-QAM。在擴頻多徑無線信道上由至少一個發射天線發射聯合編碼的和調製的第一信號。在第二收發器中，在多徑信道上由至少兩個接收天線接收該聯合編碼的和調製的第一信號，將該多徑信道變換為有效單徑信道，並確定表徵有效單徑信道的單個信道質量指示符CQI。仍在第二收發器中並從有效單徑信道，並行檢測比特和符號之一，每個並行檢測根據一個擴頻碼進行，通過該擴頻碼將第一信號在頻譜上進行擴頻。第二收發器也向第一收發器發射基於CQI的反饋，該反饋優選為CQI其自身或從CQI推導出的估計的幀誤差率。進一步在本方法中並在第一收發器中，接收反饋，並對待發射的第二信號進行聯合編碼和調製，以及在擴頻多徑無線信道上由至少一個發射天線發射聯合編碼的和調製的第二信號。本發明的一方面是，響應於該反饋，第二信號的編碼率和調製至少之一不同於第一信號的編碼率和調製。
本發明的另一方面是一種接收器，該接收器具有至少兩個接收天線；線性濾波器的濾波器組，具有耦接於每個接收天線輸出的第一輸入和第二輸入；信道估計器；以及彼此並行的多個聯合檢測器。該濾波器組用於將在多徑信道的子信道上所接收的信號向量均衡化為單個信道的單個向量。信道估計器具有耦合到每個接收天線的輸出的輸入以及耦合到濾波器組的第二輸入的輸出。每個聯合檢測器具有耦合到濾波器組的輸出的輸入以及耦合到解碼器的輸出，並且每個聯合檢測器用於根據一個擴頻碼檢測比特或符號之一。該接收器還具有碼片到符號的下變頻器、解擾器以及解擴頻器，每一個設置在濾波器組和多個聯合檢測器之間。
在另一方面，本發明是一種發射器，具有編碼器、調製器、擴頻器、多個發射天線、以及處理器。編碼器用於將輸入信號聯合編碼為跨碼片的至少一個符號的集合。調製器用於將至少一個符號的集合調製到載波上。擴頻器具有耦合到編碼器的輸出和調製器的輸出的輸入，用於根據一連串擴頻碼對所述至少一個符號的集合進行擴頻。優選地，編碼器和調製器可組合為信號空間編碼器，其將編碼和調製一起執行，在這種情況下該擴頻器具有耦合到信號空間編碼器的輸出的輸入。處理器具有耦合到無線反饋信道的輸入以及耦合到編碼器和調製器至少之一的輸出。響應於信道質量反饋，處理器引起以下至少之一編碼器改變編碼率和調製器改變調製。
參考下文描述並結合附圖，本發明實施方式的這些以及其他特徵、方面以及有益效果將變得明顯。然而，應該理解，附圖僅出於圖示的目的而不作為對本發明的限定。


圖1是示出了具有M個天線的發射器和N個天線的接收器的MIMO通信系統的框圖，並且是對於本發明的現有技術背景；圖2是示出了根據本發明的被檢測並被解碼的發射信號的現有技術框圖；圖3A是根據本發明的接收器的框圖；圖3B是根據本發明的發射器的框圖；圖4是示出了比特吞吐量對比幾何形狀的關係圖，其中對V-BLAST和PARC MIMO系統做了對比；圖5是示出了幀誤差率對比廣義SNR的關係圖；以及圖6是示出了幀誤差率對比受約束的互信息的關係圖。
具體實施例方式
本發明涉及在頻率可選擇信道中的針對空時聯合編碼MIMO CDMA系統的新穎的信道質量指示符(CQI)。總體而言，本發明的CQI基於包括前端線性濾波器的所謂的每沃爾什(per-Walsh)編碼聯合檢測結構，其中該檢測在所有流之間的聯合符號檢測之後。當在發射器處使用聯合編碼時，存在多徑信道破壞在Walsh類型的擴頻碼之間的正交性，明顯的事實是在RAKE接收器中，在幀誤差率高於0.1處達到噪聲最低限度(noisefloor)。此處所描述的線性濾波器設計用於將多徑信道變換為單徑信道以恢復Walsh碼的正交性，並用以避免對於聯合序列檢測的需要。這些濾波器最大化了所謂的受約束的互信息，以及屬於此類濾波器的LMMSE和MVDR均衡器。相似於廣義SNR(GSNR)的概念，受約束的互信息提供描述MIMO鏈路質量的CQI測量。
基於信道質量的測量的通信系統是相關的，其中該通信系統是本發明應用的並且是最為有利。圖1是作為針對現在的CQI以及後續討論的背景的MIMO通信系統20的現有技術框圖。通信系統20包括發射器22，該發射器22在多個(M個)發射天線24上向具有多個(N個)接收天線28的接收器26進行發射。傳輸發生在多徑信道30上，其中每個路徑或子信道表示為hn，m，其中小寫下標n和m指第n個接收天線24以及第m個發射天線26。為了便於討論，假設該發射器在小區基站內並且該接收器在諸如蜂窩行動電話的移動臺內。在實踐中，每個基站和移動臺在不同的時刻使用發射器和接收器兩者。
在發射器22處，一系列信息比特32被輸入到編碼和調製決34用以在編碼後將該信息比特解析為分組，使該系統成為聯合編碼MIMO系統20。編碼和調製塊34還包括串並轉換器，該串並行轉換器用以向M個擴頻和加擾塊36輸出分組的M個版本。重要的是注意，調製的分組或符號流在傳輸之前就被解多路復用，優選地在信道編碼和調製塊34中進行。信道編碼可以在發射天線24上聯合進行，或可以對於不同的發射天線24分別進行。
每個擴頻和加擾塊36使用諸如Walsh碼的擴頻碼k，以在由時間和頻率所定義的各窗中對分組擴頻。每個擴頻和加擾塊36向發射天線24中的一個進行輸出，該發射天線中的每一個在多個子信道上發射分組或符號流。舉例而言，第一(m＝1)發射天線24在子信道h1，1、h2，1、h3，1......、hN，1上發射每個分組或符號流。對於其餘的每個發射天線同樣保持這樣。同樣，相同的分組經受由於在其上傳輸該分組的各個子信道所引起的不同SNR。
在接收器26處，N個接收天線28中的每一個在每個子信道上進行接收。舉例而言，第一(n＝1)接收天線28在子信道h1，1、h1，2、h1，3......、h1，M上從M個發射天線24中的每一個接收。其餘的接收天線28相似地進行接收。在檢測和解碼塊38中收集接收天線28的輸出。
將系統中有效用戶的數目表示為U並把分配給這些用戶的Walsh碼42的數目表示為K1、......、KU，其中Ku=1UKu]]>是有效Walsh碼的總數目。不失一般性地說，後續描述假設第一用戶u＝1為感興趣用戶。圖2是示出了發射器22處信號模型的框圖，其中圖1的一個擴頻和加擾塊36被分割為一系列的Ku個擴頻塊40和一個加擾塊44，每個擴頻塊40應用Ku個擴頻碼42之一，在加擾塊44中擴頻符號在從第m個發射天線24傳輸之前被加擾。以下給出在第m個發射天線24處的信號模型，dm(i)=c(i)k=1Kjlk,m(j)sk(i-jG)---(1)]]>其中G是系統的擴頻增益，i、j、m和k分別是用於碼片、符號、發射天線24以及擴頻碼42的索引。
儘管諸如1x EV-DV的實際系統對於數據和語音業務使用了不同的擴頻增益，但是為了簡化記號，本說明書假設固定擴頻增益；在邏輯上之後是對於可變擴頻增益的適應。應注意通過定義j＝[i/G]，其中[*]表示向上取整運算。基站加擾碼由c(i)表示；並且分配給擴頻碼k的功率由αk表示(為了簡單，假設針對給定的Walsh碼k，幅度對於所有的發射天線24都相同，在邏輯上之後是擴展至具有跨越發射天線24的不均勻功率的MIMO系統)。項αk，m(j)表示關於第k個Walsh碼的在第m個發射天線24處發射的第j個符號，並且項sk＝[sk(1)，...sk(G)]T是第k個Walsh碼42k。應該注意，這種模型隱含地假設了跨越所有發射天線24使用相同的Walsh碼42集合。
所發射的信號通過MIMO多徑衰落信道30傳播，表示為H0、......、HL，其中每一個矩陣都是NΔ×M維度的，其中Δ表示每碼片的採樣數目。因此，在跨越所有接收天線累加所接收的採樣之後，對於第i個碼片間隔，接收天線28處的該信號模型由下式給出yi=1=0LH1di-1+ni---(2)]]>注意yi=[yTi,l,...,yTi,N]T]]>長度為NΔ，並且每個小向量yi，n包括在第i個碼片間隔內的所有時間採樣。同時L是信道存儲器長度，di-1＝[di(i-1)，...，dM(i-l)]T是在時間i-l所發射的碼片向量，並且ni是NΔ×1維高斯白噪聲向量，其中ni≈N(0，σ2INΔ)。應注意，σ2表示噪聲方差並且INΔ是尺寸為NΔ×NΔ的單位矩陣。
此外，為了利於對於接收器處線性濾波器的討論，對具有2F+1個小接收向量塊進行累加(記號2F+1表示濾波器的「中心」被定為在因果側(casual side)和反因果側(anti-casual side)二者上具有F個抽頭)yi+Fi-F＝Hdi+Fi-F-L+ni+Fi-F(3)其中2F+1是LMMSE均衡濾波器的長度，並且yi+F:i-F=[yi+FT,...,yi-FT]T,((2F+1)N1)]]>ni+F:i-F=[ni+FT,...,ni-FT]T,((2F+1)N1)]]>di+F:i-F-L=[di+FT,...,di-F-LT]T,((2F+L+1)M1)]]> 其中矩陣的維數在在矩陣定義右側的括號中給出。為了保持該記號更為直觀，下標保持在「塊」級。舉例而言，yi+Fi-F是包括塊yi+F，...，yi-F的向量，其中每個塊是尺寸為NΔ×1的向量。假設所發射的碼片向量di+Fi-F-L是零均值、白隨機向量，其協方差矩陣由
Rdd=d2I2F+L+1]]>給出。為將來使用定義進一步的記號di=^di+F:i-F-L\di,]]>其中di+Fi-F-L\di表示了包括除了di中的那些元素之外的di+Fi-F-L的所有元素的di+Fi-F-L的子矩陣。
使用這種記號，將等式(3)的信號模型重寫為yi+F:i-F＝Hdi+Fi-F-L+ni+Fi-F＝H0di+H0di+ni+Fi-F(4)其中子矩陣H0＝H\H0如上所示。此外，所接收信號yi+Fi-F的協方差矩陣被定義為R=^E[yi+F:i-FyHi+F:i-F=d2HHH+2I]]]>以及關聯矩陣R=^R-d2H0H0H=d2H0H0H+2I.]]>一種檢測聯合空時編碼信號的現有技術方法是向量維特比算法(VAA)，是由W.V.Etten在1976年2月IEEE Transactionson Communications卷COM-24第276-284頁發表的名為「Maximum-Likelihood Receiver for Multiple ChannelTransmission Systems」的文章中所描述的最佳檢測器。通過最大化長度為Nb的塊內的接收信號的條件密度，VVA針對k、m和j的所有值而聯合檢測符號a=^{ak,m(j)}]]>的集合aopt=argmaxafy|a(y|a)---(5)]]>其中y=^y0:Nb]]>是塊中的總信號，aopt是a的最佳解並且條件密度函數y表示為fy|a(y|a)。
為了評估在聯合編碼MIMO系統中的VVA算法的複雜度，暫時假設對於調製尺寸Q跨越所有發射天線24均相同。此外，應注意對於最實際的系統信道長度小於擴頻增益，即，L＜G，這意味著儘管信道間幹擾ICI存儲器長度為L，但符號間幹擾ISI存儲器長度僅僅是LISI＝1。有了這些假設，由歐幾裡德距離(ED)計算的數目來測量的這種算法的複雜度為 其中ε表示歐幾裡德距離計算。應該注意儘管我們只關注希望的用戶的第一(K1)Walsh碼上所攜帶的符號，但該信號模型的性質要求VVA被聯合地應用於所有K個Walsh碼。VVA的檢測複雜度極高，即使在使用了基於以下描述的次優方法的集合劃分的一些複雜度降低方法之後，所述次優方法的描述例如在由N.Benvenuto、R.Sandre以及G.Sostrato於2002年2月IEEE Journalon Selected Areas Communications卷20第264-272頁的名為「Reduced-State Maximum-Likelyhood Multiuser Detection forDown-Link TD-CDMA Systems」的文章中，以及在由J.Zhang、H.Berg、A.Sayeed以及B.VanVeen於2002年Proceeding ofAsilomar Conference中名為「Reduced-state MIMO sequenceestimation for EDGE systems」的文章中。在這種問題下應用VVA的其他缺點包括a)對於知曉所有K個有效Walsh碼的不真實假設，以及b)在處理實際CDMA系統中多速率信號發送中的另外的困難。舉例而言，CDMA Ix EV-DV系統允許具有擴頻增益為32的數據業務與擴頻增益為64或128語音業務的同時傳輸。
為避免該同最佳聯合VVA序列檢測方法相關的問題，本發明關注於一類具有所謂的每Walsh碼聯合檢測結構的次優接收器，如圖3A所示。圖3A是根據本發明的接收器48的框圖。至少兩個的接收天線28中的多個(M個)接收該多徑信道上的信號。如上所述，從每個天線28接收到的信號每碼片間隔被採樣Δ次，而來自每個接收天線28的採樣如式(2)中總體示出的那樣累加並存儲，以及更具體地用於式(3)中的中心濾波器抽頭。圖3中沒有示出解調和採樣塊，但其應被設置於接收天線28以及所描述的前端濾波器組52之間。
將在單個碼片間隔內的信號採樣組合在碼片式信號向量50的塊中，碼片式信號向量50被輸入線性濾波器組52以及信道估計器24中，其中該信道估計器54將估計信道56送回濾波器組52。在接收器48的優選實施方式中，線性濾波器組52W(尺寸為2(F+1)NΔxM)以某最優方式將該多徑MIMO信道轉換為有效的單徑MIMO信道。這被稱為對多徑信道的信道進行均衡化，而在濾波器組輸出58的結果是ri＝WHyi+Fi-F＝WHH0di+WHH0di+WHn (6)
其中M×M矩陣WHH0表示該有效後置濾波單抽頭MIMO信道，n~=^WHH0d0+WHni+F:i-FN(0,2WHRW)]]>是M×1後置濾波幹擾加噪聲。此外，注意c(i)是加擾碼而j＝[i/G]是符號索引。
矩陣C(j)=^diag{c(jG),...c(jG+G-1)}]]>被定義為表示用於第j個符號間隔的加擾操作的對角矩陣。使用該項，複合塊60對碼片向量{rjG，...，rjG+G-1}集合執行碼片到符號的下變頻、解擾以及解擴頻，而複合塊60的符號級信號向量62k可以被表示為tk(j)=[rjG,...,riG+G-1]CH(j)s(k)=akWHH0ak(j)+n^---(7)]]>其中k＝1，...K1，而ak(j)=^[ak,i(j),...,ak,M(j)]T]]>是針對於該第j個符號間隔的在第k個Walsh碼上攜帶的發射的符號向量，且n^N(0,2GWHRW).]]>注意到式(7)中隱含使用如下事實a)該Walsh碼是正交的，即sk1Tsk2=k1,k2;]]>以及b)該加擾編碼是偽隨機的，即，E[c(i1)c*(i2)]＝δi1，i2，其中E[.]表示數學期望運算而(.)*表示共軛運算。該複合塊60的輸出62是並行的，並且其中每一個專用於針對對應於一個用戶(例如，如上所述的u＝1)的接收器的一個擴頻碼k。相比較於上述使用所有K個擴頻碼的VVA方法，這使得複雜度降低。
餘下的是從符號級信號向量62kt1(j)，...，tK1(j)中生成用於該解碼器的軟比特。由於每個符號級信號向量62僅與用於第u個用戶的一個擴頻碼相關，所以多個(K1)Walsh碼聯合檢測器64k檢測來自符號向量62(其中比特被輸入到符號向量62)中比特。這些通常作為經受解碼器66的改變的軟決策比特的輸出。需要注意，如果使用了非二進位信道編碼，應將軟符號代替軟比特傳送給該解碼器。然而，在本說明書中為了表達的簡便，假設使用二進位信道編碼。令Qb=log2Q^]]>是映射到每個符號的比特的數目，而令bk，m1(j)，...，bk，mQb(j)是映射到符號ak.m(j)的比特。
以公知的對數似然比(LLR)給出輸出軟比特LLR[bk,mq(j)]=ln{ak(j)Aq,ifb|a(bk,mq(j)=1|ak(j))}{ak(j)q,0fba(bk,mq(j)=0|ak(j))}---(8)]]>
其中q＝1，...，Qb；k＝1，...，K1；而m＝1，...，M。注意集合Aq，1被定義為 並且Aq，0類似定義。同最優VVA序列檢測相比，該每Walsh碼聯合檢測方法提供了雙重的複雜度降低的益處。第一，用戶僅需檢測其自身的Walsh碼(碼1到K1)上攜帶的符號；第二，在式(7)中的有效信道是無記憶的並且該聯合檢測僅發生於空間維度上。該每Walsh碼聯合檢測的複雜度由 給出，其顯著小於VVA的 上述對每Walsh碼聯合檢測的結構的描述假設具有前端線性濾波器W的知識。下面是對該前端線性濾波器以及如何對其進行優化的描述。在獲得該最優的W中，互信息用作對該最優性的測量，而且將示出該解與線性最小均方誤差(LMMSE)或最小方差無畸變響應(MVDR)的解一致。這些解也提供了直觀上令人滿意的用於鏈路到系統映射的信道質量指示符(CQI)。
所描述的濾波器W為所發射和接收的碼片向量di以及ri(W)之間提供了最大化的互信息，其中ri被重寫為ri(W)以表明其依賴於W。如果假設di是高斯的，以便獲得閉式解，該問題實際上是最大化該互信息的(高斯)上界。
定理假設di是高斯的，針對任何M×M可逆矩陣A(其中下標MC表示最大容量)，通過WMC=R-1H0A]]>來最大化條件互信息I(di；ri(W)|H)。
證明因為di是高斯的，所以ri(W)也是高斯的。此互信息是I(di;ri(W)|H)=H(ri(W)|H)-H(ri(W)|Hdi)=logdet(WHRW)-logdet(WHRW)]]>該最優濾波器 可通過求解下式獲得WMC=argmaxWlogdet(WHRW)-logdet(WHRW)]]>=argmaxWlogdet(IM+d2WHH0H0HW(WHRW)-1)---(9)]]>其中IM是尺寸為M×M的單位矩陣。給定W是(2F+1)NΔ×M矩陣，則直接優化式(9)是困難的。T.M.Cover和J.A.Thomas的「Elements of Information Theory」(Wiley Interscience 1991年出版)中給出的數據處理引理被用於提供互信息I(di；ri(W)|H)的上界，並接著示出該上界是可達到的。至此，注意由於ri(W)＝WHyi+Fi-F，di→yi+Fi-F→ri(W)形成了馬爾可夫鏈，其以對該信道H的知識為條件。
因此，通過數據處理引理，不等式I(di；ri(W)|H)≤I(di；yi+F；i-F|H) (10)適用於任何濾波器W。根據該符號模型yi+F，i-F＝H0di+H0di+ni+F，i-F，可以得到I(di;yi+F;i-F|H)=H(yi+F,i-F|H)-H(yi+F;i-F|H)]]>=logdet(I(2F+1)N+d2R-1H0H0H)]]>=logdet(IMd2H0HR-1H0)---(11)]]>其中最後式子是恆等式logdet(I+AB)＝logdet(I+BA)的結果。從式(9)和(11)中，可以證明通過針對任何可逆矩陣A設置WMC=R-1H0A,]]>即I(di；ri(WMC)|H)＝I(di；yi+F，i-F|H)，則可達到該上界。
上述定理不意味著濾波器 是信息無損的。事實上，顯然通過將信道H從多徑轉換為單徑，濾波器 總是有損的。這是因為該所恢復的多徑信息是I(di；yi+F，i-F)(其中為簡化記號略去了關於H的條件)，其總是小於信道I(di，di，yi+F，i-F)的總互信息，其中di被看作信號而非幹擾。因此，該定理不意味著在執行多逕到單徑信道轉換(需要該轉換用於避免多用戶聯合序列檢測)的該類有損濾波器中，該解 是希望的最佳解。為本公開的目的，該減少的互信息I(di；yi+F，i-F)也被稱為受約束的互信息。
從多徑信道向單徑信道轉換的概念被更好地理解為CDMA下行鏈路的碼片級均衡，通常使用LMMSE或MVDR算法。定義誤差向量z＝di-WHyi+F，i-F，以及協方差矩陣Rzz＝E[zzH]，該MIMOLMMSE碼片級均衡W是如下問題的解WLMMSE=argminWTrace(Rzz)=argminWE||di-WHyi+F;i-F||2---(12)]]>
其最優解由WLMMSE=d2R-1H0]]>給出。
定義d^i,LMMSE=WLMMSEHyi+F;i-F]]>為估計的碼片向量，可以看出該估計是有偏的，因為 無偏估計可通過替代地解決MIMO MVDR問題而獲得WMVDR=argminWTrace(WHRW),s.t.WH0=IM---(13)]]>其解為WMVDR=R-1H0(H0HR-1H0)-1.]]>從而，MVDR解是由N.Al-Dhahir在2001年2月IEEE Transactions on Communications的第49卷第213-218頁的名為「FIR Channel-Shortening Equalizers forMIMO ISI Channels」的文章中描述的所謂的FIR MIMO信道壓縮濾波器的特例。
下面的推論表明LMSE和MVDR二種解實際上都是互信息的最大化。該結果表明，只要這些濾波器之後是在空間維度上的聯合檢測，則簡單的LMMSE或MVDR濾波器是最容易得到的。
推論LMMSE和MVDR均衡器解WLMMSE和WMVDR二者都是互信息最大化的。
證明通過設定和應用上述定理，對於WLMMSE該推論是顯而易見的。另一方面，藉助於由L.Scharf在Statistical SignalProcessingDetection，Estimation and Time Series Analysis(Addison Wesley出版社，1990年)中所描述的矩陣逆引理，可以將WLMMSE重寫為WLMMSE=d2R-1H0=d2R-1H0(IM+d2H0HR-1H0)-1---(14)]]>並令A=d2(IM+d2H0HR-1H0)-1]]>以完成該證明。
CQI或從其得到的諸如預測幀誤差率的其他信息可以被圖3A中的接收器作為反饋傳輸到發射器，例如圖3B的框圖中所述的發射器70。發射器70在聯合解碼器72處以第一編碼速率編碼第一輸入信號(或第一信息比特集合)，聯合解碼器72至少在空間、時間和頻率中的二者上進行編碼。調製器74將該編碼的信號映射到存儲於存儲器76的諸如16-QAM的載波波形，這可以認為是第一調製。該存儲器存儲至少兩種不同的調製，以便該發射器可以使其調製方案適應如下所述的多徑信道。優選地，編碼器72和調製器74被組合為執行兩種功能的單個空間解碼器，諸如圖1的編碼和調製塊34，其中編碼和調製一起執行而不是順序執行。繼而，使用前面詳細描述的Walsh類型擴頻碼80，將該編碼的和調製的信號在可用頻譜中擴頻，並在擴頻器塊78處對該信號加擾。然後由路由器82將該擴頻的和加擾的信號在M(示出的是M＝2)個發射天線84之間分配，並在該多徑信道上傳輸。路由器82可以使用注水(Water-filling)算法在發射天線84之間分配分組，以獲得給定信道質量的最大容量。該信道質量可在下面描述的反饋86中提供。
根據本發明，具體通過基於從在多徑信道上發送的第一信號的接收者而接收到的反饋86而改變調製、編碼率或其二者，發射器70使用反饋86使將來的傳輸適應由信道質量指示符CQI所表示的信道。下面詳細介紹了CQI的兩種變體。反饋86可通過多徑信道自身、側信道(side channel)、專用反饋信道等等到達發射器70；本發明不限於特定的反饋通路。反饋86不需要是CQI自身，但可以是基於CQI的幀誤差率的估計、用於發射器70改變編碼率和/或調製的指令、或從CQI推導出的優點的任何中間形態。在其他情況中，在發送反饋86的接收器中計算該反饋86，例如圖3A中所示。
在該接收器中的處理器88接收反饋86，並作為響應，使編碼器72改變編碼率、使調製器74改變調製或其二者，以用於在第一信號之後在多徑信道上傳輸的第二信號。編碼率和調製可以如下表2所示而被改變，而可以改變分組尺寸以符合所適應的編碼率和調製方案，如下表3所示，每次適應都基於代表多徑信道的CQI。由於發射器70和接收器48中的每個都在整體通信系統中發射和接收，所以在無線多徑通信系統中，可以認為所描述的發射器70是第一收發器，且可以認為所描述的接收器48是第二收發器。
對於包括聯合空時編碼的MIMO傳輸方案，由於每個接收天線28得到不同的SNR，因此不具有良好定義的FER(SNR)曲線。儘管在原則上，總可以定義多維的映射FER(SNR1，...，SNRM)，由於每個鏈路映射所需要的大量信息，即使如果可能，這實際上也是不需要的。所提出的是兩種可選的用於克服此難點的MIMO鏈路映射方法。顯然，解決問題的關鍵是找到完全表徵MIMO鏈路特徵的單個信道質量指示符(CQI)。實現的一種方式是使用所謂的廣義SNR(GSNR)GSNRk=^kTrace(d2IM)Trace(Rzz(WLMMSE))---(15)]]>其中Rzz在上述式(12)中定義，而k=^k2G]]>是將碼片級SNR(di的SNR)轉換為符號級的SNR(ti(j)的SNR)的標量(scalar)因子。在大部分實際情況中，符號幅度σk同屬於相同用戶的那些Walsh碼的符號幅度相同，即σ1＝...＝σk1，並因此，GNSR＝GNSR1＝...＝GNSRK1。因此鏈路到系統映射被降低回到單維映射FER(GSNR)。
一種可選的方法是使用以上描述為表徵該MIMO鏈路的單個CQI的受約束的互信息。認識到以下是重要的利用調製和編碼被直接應用於該碼片信號di的假設，而獲得該受約束的互信息I(di；yi+F；i-F)。由於在實際CDMA系統中，調製和編碼總是被應用於符號ak(j)，所以使用符號級互信息I(ak(j)，tk(j))作為該鏈路的CQI是更好的。然而，一旦在圖3中的前端濾波器WMC=R-1H0A]]>是固定的，則其直接示出I(ak(j);tk(j))=logdet(IM+kd2H0HR-1H0)---(16)]]>因此，單維映射的可選方案選擇是FER(1K1k=1K1I(ak(j);tk(j))),]]>其中CQI是分配給用戶的K1Walsh碼的平均互信息。注意，此處條件1==K1]]>不是必需的。
在碼片和符號互信息之間的差別建議在圖3A中的濾波器塊W和隨後的塊(下變頻等)可以被組合為複合濾波器塊，並繼而直接優化該符合濾波器。然而，更進一步的檢查表明這樣做顯著的增加了記號的複雜度而沒有揭示出對該問題的另外的見解。因此，本發明人選擇在此公開中保持寬鬆地定義碼片級互信息。該碼片與符號互信息的對比類似於在本領域中所公知的碼片與符號級均衡問題的對比。
上述算法和概念已在真實的符合CDMA2000 1x EV-DV標準的鏈路級仿真器上得到評估。仿真結果表現為兩部分。第一部分通過比較在存在鏈路適應情況下的編碼的VBLAST和PARC系統的性能，顯示了將受約束的互信息展示為CQI測量以驅動空時聯合編碼系統的鏈路適應過程的有用性。第二，假設在發射器處使用編碼的VBLSAT方案，示出了參考在鏈路到系統映射的背景中的式(15)和(16)而討論的兩種CQI測量的有效性。注意，儘管本公開關注編碼的VBLAST和PARC方案，這裡所描述的算法和概念可以被擴展到更複雜的MIMO傳輸方案。
所使用的仿真參數在下表1中列出。使用編碼的VBLAST方案以展示將該受約束的互信息I(di；yi+F；i-F)作為在存在鏈路適應情況下的CQI的有用性。
表1仿真參數

作為比較，還示出了PARC方案的性能，其中在發射器處的信號分別被編碼。該PARC方案採用連續解碼結構，現有技術已經表明該連續解碼結構針對無記憶信道是容量可實現的。這些結果被擴展到頻率選擇信道，其中表明在多徑信道中，連續解碼得到了以上詳細描述的受約束的互信息。注意，在PARC方案中，由於每個天線分別被編碼，所以類似於I(di；yi+F；i-F)的聯合CQI是不可行的。
為展示具有鏈路適應的MIMO模式的性能，每個分組傳輸的參數從表2推導出，包括4組參數，每組公知為調製和編碼方案(MCS)。表2是在「Contribution RL-040366，Draft Document forMultiple-Input Multiple Output in UTRA」(3GPP TSG-RAN)文章的5級表的子表。為近似地達到這些頻譜效率，在1x EV-DV分組數據信道的背景中使用表3中示出的參數組。注意，為達到表3中的這些有效的編碼率，在5ms(4個時隙)內傳輸每個PARC分組，而在2.5ms(2個時隙)內傳輸每個編碼的VBLAST分組。在編碼VBLAST和PARC之間的吞吐率的比較在圖4中示出。
表2用於鏈路適應的調製和編碼模式

表3用於鏈路適應的1x EV-DV PDCH參數(分配的4個Walsh碼)

注意，這裡除了業務Ec/Ior是固定的而幾何形狀(Geometry)是允許改變的之外，大部分仿真參數與表1中的相同。當然，由於鏈路適應，在此情況下MCS也是可用的。假定該鏈路適應是無延遲的理想反饋，即，在每一幀結束後，該發射器立即改變該MCS。結果表明編碼的VBLAST在這些仿真中略微勝過PARC。為達到特定的兩個容量組，PARC方案使用兩種較小的分組尺寸，而編碼的VBLAST方案將使用一種單一的較大的分組尺寸。由於較大的分組尺寸，圖4中所見的增益可歸功於在turbo碼中的交織器的尺寸的增加。另一方面，相對於鏈路適應，PARC具有更大靈活性，在此仿真中其沒有被完全利用，在此仿真中僅使用了一小組MCS方案。在鏈路適應中的更大粒度可能導致不同的結果。
對於鏈路到系統映射，使用計算機仿真以獲得用於映射編碼的VBLAST方案的FER(CQI)曲線。特別地，在圖5和圖6中使用了以上詳細描述的GSNR和受約束的互信息I(di；yi+F；i-F)兩種信道矩陣。這兩種度量支持由單個CQI對MIMO鏈路的表徵，這樣，可避免多維映射方法。
在仿真中，如在2003年4月3GPP-3GPP2 SCM AHG「3SCM-132Spatial Channel Model Text Description」中所述的，採用空間信道模型(SCM)，並實現了城市宏觀場景。在SCM中，信道延遲簡檔是具有針對每種實現不同的多徑信道簡檔的隨機向量。使用了此類隨機向量的十種獨立實現。
使用遵循如上所述的每Walsh聯合檢測算法的LMMSE接收器。在表1中示出了該鏈路參數(除了在圖5-6的仿真中，幾何形狀被設置為0)。圖5繪出了作為GSNR的瞬時值函數的FER，而圖6提供了關於該受約束的互信息的類似圖。對於任何給定的CQI測量，帶有不同實現的曲線的變化越少，作為鏈路質量指示符的測量越有效。給定此準則，同GSNR相比較，該受約束的互信息看起來更合適。
綜上，此公開將受約束的互信息的使用表徵為在頻率選擇性信道中用於空時編碼MIMO CDMA系統的信道質量指示符(CQI)。此類CQI測量被表明是兩種鏈路適應所必需的，並且還提供針對聯合編碼的MIMO CDMA系統的鏈路到系統映射裝置。
雖然已經介紹和描述了目前被認為是本發明的優選的和可選的實施方式，應該理解，到對於本領域技術人員，可能出現多種改變和修改。所附的權利要求旨在覆蓋在要求保護的本發明的精神和範圍內的改變和修改。
權利要求
1.一種用於檢測在多徑信道上接收的聯合編碼信號的方法，包括由N個接收天線接收多徑信道上的聯合編碼信號，其中N是大於一的整數；對於所述N個接收天線中的每一個，在碼片間隔內對所述接收的信號進行採樣，以得到針對所述N個接收天線的每一個的天線式碼片向量；使用信道質量指示符CQI對天線式碼片向量塊進行濾波，所述塊包括所述N個天線式碼片向量中的每一個，所述CQI描述了在其上接收所述聯合編碼信號的多徑信道；將所述濾波的塊下變頻為比特和符號之一；對於通過其對所述聯合編碼信號進行擴頻的每個擴頻碼，並行檢測所述下變頻的比特或符號。
2.根據權利要求1所述的方法，其中使用描述MIMO多徑信道的CQI包括使用描述整個MIMO多徑信道的單個CQI。
3.根據權利要求1所述的方法，其中所述CQI包括信噪比SNR，所述信噪比SNR代表所述MIMO多徑信道的所有信道使用，其中在所述MIMO多徑信道上接收所述聯合編碼信號。
4.根據權利要求1所述的方法，其中所述SNR是針對一個用戶的廣義信噪比GSNR，使得GSNRk=^kTrace(d2IM)Trace(Rzz(WLMMSE));]]>其中βk是為用戶將碼片級SNR轉換為符號級SNR的標量因子；σd2是關於發射碼片的噪聲方差；IM是尺寸為M×M的單位矩陣，其中M是從其發送編碼的信號的發射天線的數目；Rzz是誤差協方差矩陣；以及WLMMSE是濾波的碼片式信號向量塊。
5.根據權利要求1所述的方法，其中所述濾波包括使得WMC=R-1H0A]]>的濾波；其中R=^d2H0H0H+2I;]]>σd2是關於發射碼片的噪聲方差；σ2是關於接收碼片的噪聲方差；I是單位矩陣；H0是無記憶多徑信道估計矩陣，並且上標H表示漢米爾頓運算；以及A是任意可逆矩陣。
6.根據權利要求1所述的方法，進一步包括估計發射碼片向量；以及其中對所述塊進行濾波包括進行濾波，以使碼片式信號向量塊與發射碼片向量的估計之間的受約束的互信息進行最大化。
7.根據權利要求6所述的方法，其中所述受約束的互信息I(diyi-F:i+F|H)被最大化，使得I(diyi-F:i+F|H)=logdet(IM+d2H0HR-1H0);]]>其中IM是尺寸為M×M的單位矩陣，其中M是從其發送編碼的信號的發射天線的數目；σd2是關於發射碼片的噪聲方差；H0是無記憶多徑信道估計矩陣，並且上標H表示漢米爾頓運算；R=^d2H0H0H+2I;]]>σ2是關於接收碼片的噪聲方差；以及I是單位矩陣。
8.根據權利要求6所述的方法，其中濾波包括使用線性最小均方誤差LMMSE濾波器組WLMMSE，所述濾波器組用於根據WLMMSE=d2R-1H0]]>對碼片式信號向量塊進行濾波；其中σd2是關於發射碼片的噪聲方差；H0是無記憶多徑信道估計矩陣；以及R-1是接收信號的逆協方差矩陣。
9.根據權利要求6所述的方法，其中濾波包括使用最小方差無畸變響應MVDR濾波器組WMVDR，所述濾波器組用於根據WMVDR=R-1H0(H0HR-1H0)-1]]>對碼片式信號向量塊進行濾波；其中H0是無記憶多徑信道估計矩陣，並且上標H表示漢米爾頓運算；R=^d2H0H0H+2I;]]>σd2是關於發射碼片的噪聲方差；σ2是關於接收碼片的噪聲方差；以及I是單位矩陣。
10.一種用於檢測聯合編碼的擴頻信號的符號的方法，包括在碼片間隔內通過至少兩個接收天線接收來自多徑信道的信號；在所述碼片間隔內對所述信號採樣，以從每個接收天線得到碼片式信號向量；將所述碼片式信號向量存儲為塊；使用所述碼片式信號向量塊估計所述多徑信道，使用所述對多徑信道的估計，對所述碼片式信號向量塊進行濾波以恢復用於擴頻所述信號的擴頻碼的正交性；對所述濾波的碼片式信號向量塊進行下變頻、解擾以及解擴頻，以得到符號級信號向量的並行輸出，每個並行輸出對應於一個擴頻碼；以及對於每個並行輸出，使用一個擴頻碼在空間上檢測比特或符號之一。
11.根據權利要求10所述的方法，其中對所述碼片式信號向量塊進行濾波包括遞送所述碼片式信號向量塊通過線性最小均方誤差LMMSE濾波器。
12.根據權利要求10所述的方法，其中所述LMMSE濾波器根據WLMMSE=d2R-1H0]]>對所述碼片式信號向量塊進行操作；其中σd2是關於發射碼片的噪聲方差；H0是無記憶多徑信道估計矩陣；以及R-1是接收信號的逆協方差矩陣。
13.根據權利要求10所述的方法，其中對所述碼片式信號向量塊進行濾波包括遞送所述碼片式信號向量塊通過最小方差無畸變響應MVDR濾波器。
14.根據權利要求13所述的方法，其中所述MVDR濾波器根據WMVDR=R-1H0(H0HR-1H0)-1]]>對所述碼片式信號向量塊進行操作；其中H0是無記憶多徑信道估計矩陣，並且上標H表示漢米爾頓運算；R=^d2H0H0H+2I;]]>σd2是關於發射碼片的噪聲方差；σ2是關於接收碼片的噪聲方差；以及I是單位矩陣。
15.根據權利要求10所述的方法，其中在空間上檢測比特或符號之一包括在利用二進位碼對接收信號進行聯合編碼的情況下在空間上檢測比特。
16.根據權利要求10所述的方法，其中對所述碼片式信號向量塊進行濾波以恢復正交性包括均衡化所述多徑信道的子信道。
17.根據權利要求10所述的方法，其中對所述碼片式信號向量塊進行濾波包括進行濾波從而最大化關於所述多徑信道的發射碼片和接收信號之間的受約束的互信息I(diyi-F:i+F|H)，其中所述最大化的受約束的互信息定義為I(diyi-F:i+F|H)=logdet(IM+d2H0HR-1H0);]]>其中IM是尺寸為M×M的單位矩陣，其中M是從其發送編碼的信號的發射天線的數目；σd2是關於發射碼片的噪聲方差；H0是無記憶多徑信道估計矩陣，並且上標H表示漢米爾頓運算；R=^d2H0H0H+2I;]]>σ2是關於接收碼片的噪聲方差；以及I是單位矩陣。
18.一種用於適應在無線通信系統中的傳輸的方法，包括在第一收發器中，以第一編碼率對待發射的第一信號進行聯合編碼，以第一調製對所述待發射的第一信號進行調製，以及在擴頻多徑無線信道上由至少一個發射天線發射所述聯合編碼的和調製的第一信號；在第二收發器中，在所述多徑信道上由至少兩個接收天線接收所述聯合編碼的和調製的第一信號；將在其上接收所述第一信號的所述多徑信道變換為有效單徑信道；確定表徵所述有效單徑信道的單個信道質量指示符CQI；從所述有效單徑信道，並行檢測比特和符號之一，每個並行檢測是根據一個擴頻碼的，通過所述擴頻碼在所述頻譜上對所述第一信號擴頻；以及向所述第一收發器發射基於所述CQI的反饋；以及在所述第一收發器中，接收所述反饋；對待發射的第二信號進行聯合編碼；對所述待發射的第二信號進行調製；以及在擴頻多徑無線信道上由至少一個發射天線發射所述聯合編碼的和調製的第二信號，其中，響應於所述反饋，所述第二信號是以下至少之一以第二編碼率被編碼和以第二調製被調製。
19.根據權利要求18所述的方法，其中所述反饋是根據所述CQI計算的估計的誤差率。
20.根據權利要求18所述的方法，其中所述反饋是基於所述CQI的用以改變編碼率和調製格式至少之一的指令。
21.根據權利要求18所述的方法，其中所述CQI是用於所述第二收發器的廣義信噪比GSNR，使得GSNRk=^kTrace(d2IM)Trace(Rzz(WLMMSE));]]>其中βk是為用戶將碼片級SNR轉換為符號級SNR標量因子；σd2是關於發射碼片的噪聲方差；IM是尺寸為M×M的單位矩陣，其中M是從其發送編碼的信號的第一收發器中的發射天線的數目；Rzz是誤差協方差矩陣；以及WLMMSE是濾波的碼片式信號向量塊。
22.根據權利要求19所述的方法，其中所述反饋是GSNR。
23.根據權利要求20所述的方法，其中所述CQI是所接收的第一信號的天線式碼片向量塊和所發射的碼片向量塊的估計之間的最大化的受約束的互信息I(diy2F+1|H)=logdet(IM+d2H0HR-1H0).]]>
24.根據權利要求23所述的方法，其中所述反饋是所述最大化的受約束的互信息。
25.一種接收器包括至少兩個接收天線；線性濾波器的濾波器組，具有耦合於每個接收天線輸出的第一輸入和第二輸入，所述濾波器組用於將在多徑信道的子信道上接收的信號向量均衡化為單個信道的單個向量；信道估計器，具有耦合於每個接收天線的輸出的輸入以及耦合到所述濾波器組的第二輸入的輸出；彼此並行的多個聯合檢測器，每個聯合檢測器具有耦合到所述濾波器組的輸出的輸入以及耦合到解碼器的輸出，每個聯合檢測器用於根據一個擴頻碼檢測比特或符號之一；碼片到符號的下變頻器、解擾器以及解擴頻器，每一個設置在所述濾波器組和所述多個聯合檢測器之間。
26.根據權利要求25所述的接收器，其中所述濾波器組包括LMMSE濾波器組，所述LMMSE濾波器組根據WLMMSE=d2R-1H0]]>在對碼片式接收信號向量塊進行操作；其中σd2是關於發射碼片的噪聲方差；H0是無記憶多徑信道估計矩陣；以及R-1是接收信號的逆協方差矩陣。
27.根據權利要求25所述的接收器，其中所述濾波器組包括根據WMVDR=R-1H0(H0HR-1H0)-1]]>對碼片式接收信號向量塊進行操作的MVDR濾波器組；其中H0是無記憶多徑信道估計矩陣，並且上標H表示漢米爾頓運算；R=^d2H0H0H+2I;]]>σd2是關於發射碼片的噪聲方差；σ2是關於接收碼片的噪聲方差；以及I是單位矩陣。
28.根據權利要求25所述的接收器，其中所述多個聯合檢測器的每一個是空間檢測器。
29.根據權利要求25所述的接收器，其中所述線性濾波器組操作用於將在其上接收所述接收的信號的多徑信道變換為單徑信道。
30.根據權利要求25所述的接收器，具有N個接收天線，其中所述濾波器組操作用於對碼片式接收信號向量塊進行濾波，以使關於所述多徑信道的發射碼片和接收碼片之間的受約束的互信息I(diyi-F:i+F|H)最大化，其中所述最大化的受約束的互信息定義為I(diyi-F:i+F|H)=logdet(IM+d2H0HR-1H0);]]>其中σd2是關於發射碼片的噪聲方差；H0是無記憶多徑信道估計矩陣，並且上標H表示漢米爾頓運算；R=^d2H0H0H+2I;]]>σ2是關於接收碼片的噪聲方差；以及I是單位矩陣。
31.一種發射器，包括編碼器，用於將輸入信號聯合編碼為跨碼片的至少一個符號的集合；調製器，用於將所述至少一個符號的集合調製到載波上；擴頻器，具有耦合到所述編碼器和調製器的輸出的輸入，用於根據一系列擴頻碼對所述至少一個符號的集合進行擴頻；M個天線，用於在多徑無線信道上發射所述至少一個符號的集合；以及處理器，具有耦合到無線反饋信道的輸入以及耦合到所述編碼器和調製器中至少之一的輸出，所述處理器響應於信道質量反饋，以引起以下至少之一所述編碼器改變編碼率和所述調製器改變調製。
32.根據權利要求31所述的發射器，其中所述信道質量反饋是對發射碼片向量和接收碼片向量之間的受約束的互信息的測量。
33.根據權利要求32所述的發射器，其中所述信道質量反饋是對整個多徑無線信道的廣義信噪比的測量，其中通過所述多徑無線信道，所發射的至少一個符號的集合傳播到提供所述信道質量反饋的接收器。
34.一種接收器，包括至少兩個無線信號接收裝置；線性濾波裝置組，具有耦合到每個無線信號接收裝置輸出的第一輸入和第二輸入，所述線性濾波裝置組用於將在多徑信道的子信道上接收的信號向量均衡化為單個信道的單個向量；信道估計裝置，具有耦合到每個接收天線的輸出的輸入以及耦合到所述線性濾波裝置組的第二輸入的輸出；彼此並行的多個聯合檢測裝置，每個聯合檢測裝置具有耦合到所述線性濾波裝置組的輸出的輸入以及耦合到解碼裝置的輸出，每個聯合檢測裝置用於根據一個擴頻碼檢測比特或符號之一；碼片到符號的下變頻器、解擾器以及解擴頻器，每一個設置在所述線性濾波裝置組和所述多個聯合檢測裝置之間。
35.一種發射器，包括編碼裝置，用於將輸入信號聯合編碼為跨碼片的至少一個符號的集合；調製裝置，用於將所述至少一個符號的集合調製到載波上；擴頻裝置，具有耦合到所述編碼裝置和調製裝置的輸出的輸入，用於根據一系列擴頻碼對所述至少一個符號的集合進行擴頻；M個天線傳輸裝置，用於在多徑無線信道上發射所述至少一個符號的集合；以及處理裝置，具有耦合到無線反饋信道的輸入以及耦合到所述編碼裝置和所述調製裝置至少之一的輸出，所述處理裝置響應於信道質量反饋以引起以下至少之一所述編碼裝置改變編碼率和所述調製裝置改變調製。
全文摘要
在聯合編碼(JE)中，公開了擴頻通信MIMO系統，在該系統中在多流上傳輸解多路復用分組，公開了兩種版本的單信道質量指示符(CQI)發射和接收碼片向量之間的受約束的互信息CMI或廣義SNR。在接收器中，約束CMI使得濾波成為次優選。濾波器組優選為LMMSE或MVDR濾波器，用於將多徑信道變換為單徑信道，使得不需要聯合序列檢測。檢測由每Walsh碼結構所代替，其中多個Walsh碼專用檢測器在碼片到符號的下變頻後並行檢測來自單信道碼片的比特或符號。針對JE MIMO系統使用所公開的CQI實現鏈路到系統映射，因為CQI或相關信息返回發射器，其使得編碼率和/或調製適於CQI表示的信道。
文檔編號H04L1/06GK101032108SQ200580029927
公開日2007年9月5日 申請日期2005年7月12日 優先權日2004年7月15日
發明者張建中, B·拉格霍特哈曼, 王炎, G·曼德亞姆 申請人:諾基亞公司