無表面聲波、無低噪聲放大器的低噪聲接收器的製作方法

2023-05-27 06:56:41 1

專利名稱：無表面聲波、無低噪聲放大器的低噪聲接收器的製作方法
無表面聲波、無低噪聲放大器的低噪聲接收器相關申請的交叉引用本申請要求2009 年 3 月 17 日提交的、題為「High Dynamic Range, SAff-Less, LNA—Less,Single—Ended Receiver With Intrinsic Out-Of-Band Blocker Filtering For Quad-Band GSM/GPRS/EDGE」的共同未決美國臨時專利申請No. 61/160, 858的提交日的優先權和權益，在此通過引用併入該申請的整個公開。
背景技術：
諸如蜂窩電話、個人數字助理(PDA)、WIFI收發器以及其它通信設備的可攜式通信設備，以各種頻率發送和接收通信信號。為了有效通信，發送和接收信號的頻率比攜帶要通信的信息的基帶信息信號高很多倍。因此，收發器必須上轉換發送信號並且下轉換接收信號。通常，一個或多個混頻器用於上轉換發送信號和下轉換接收信號。在許多射頻 (RF)通信方法中，並且特別在正交調製方法中，可以使用根據本地振蕩器(LO)信號切換正交信號的差分成分的一系列開關，來實現混頻器。選擇LO信號的頻率，使得與LO信號混頻的射頻信號轉換到希望的頻率。通過使用混頻器執行信號上轉換和信號下轉換，混頻器典型地使用半導體開關實現。在深亞微米技術中，提供低噪聲操作和高效操作特性的無源開關的可用性，使得能夠使用其中希望低電流消耗和高性能的無源混頻器。在開關時鐘路徑中使用的軌到軌電壓 (rail to rail voltage)、和由於混頻器中同相(I)和正交相(Q)路徑之間的不良隔離而產生的問題，對於無源混頻器的使用施加了限制。SAW濾波器典型地用於避免接收頻帶與可能在接收頻帶外的信號產生幹擾，但是在接收頻帶外的信號仍可能導致幹擾，特別在接收頻率的某些倍數(諧波)。LNA典型地用於放大相對弱的接收信號，使得可以提取其中包含的信息。對於多頻帶接收器，對於每個頻帶需要單獨的SAW濾波器，並且需要單獨的LNA來接受每個SAW濾波器的輸出。因此，SAff 濾波器和LNA典型地增加了接收器架構的複雜性。此外，LNA消耗功率，並且該功耗必須足夠高以允許LNA通過大的阻塞信號，而不壓縮小的希望信號。因此，將希望具有可能不依賴於這些額外元件的低噪聲接收器架構。

發明內容
一種低噪聲接收器的實施例，包括下轉換器，配置為接收射頻(RF)信號，所述下轉換器包括開關架構，配置為基於各個多個本地振蕩器(LO)信號生成多個輸出相位；差分電路，配置為組合多個輸出相位，使得第η輸出相位與第(η+Κ)輸出相位差分，導致增加增益的輸出相位；以及求和濾波器，配置為接收增加增益的輸出相位，並且配置為組合增加增益的輸出相位，使得接收器的響應有效減少RF信號的奇次諧波。還提供其它實施例。當研究以下附圖和詳細描述時，本發明的其它系統、方法、特徵和優點將對於本領域的技術人員變得明顯。旨在所有這樣的額外系統、方法、特徵和優點包括在本說明書內、在本發明的範圍內、並且由所附權利要求保護。


參照以下附圖，可以更好地理解本發明。圖中的組件不必按比例繪製，而是強調清楚地圖示本發明的原理。此外，在附圖中，相同的參考標號指代遍及不同視圖的對應部分。圖1是圖示簡化的可攜式收發器的框圖。圖2是實現為使用大約25%的佔空比拓撲的、實現為無源混頻器的已知單端電壓模式下轉換器的實施例的示意圖。圖3是示出在圖2所述的無源混頻器的實施例中使用的LO信號的圖形圖示。圖4是圖示低噪聲接收器的實施例的示意圖。圖5是示出低噪聲接收器在其中操作的示例頻譜的圖形圖示。圖6是圖示圖4的低噪聲接收器的可替代實施例的示意圖。圖7是圖示圖4的低噪聲接收器的另一可替代實施例的示意圖。圖8圖示生成其中抑制三次和五次諧波的波形的方法。圖9是示出對於k = 4的情況、由圖7的低噪聲接收器利用的8個LO相位的導出的圖形圖示。圖10是每個抑制三次和五次諧波的有效正交LO波形的圖形圖示，對於K = 4的情況通過由圖7的低噪聲接收器利用的8個LO相位的加權組合，生成該有效正交LO波形。圖11是圖示實現圖10的有效正交LO波形的低噪聲接收器的實施例的示意圖。圖12是示出低噪聲接收器的實施例的頻率響應的示例的圖形圖示。圖13是圖示圖11的低噪聲接收器的可替代實施例的示意圖。圖14A到14D是示出在IGHz的接收頻率、圖4的低噪聲接收器的實施例的示例頻率響應的圖形圖示。
具體實施例方式儘管具體參照可攜式收發器描述，但是無SAW、無LNA(SAW-LeSS，LNA-Less)低噪聲接收器(在此也稱為低噪聲接收器)，可以在接收器中使用信號下轉換的任何設備中使用。對於在GSM/EDGE頻譜中操作的四頻帶通信設備，在此描述的低噪聲接收器消除了通常在四頻帶蜂窩電話解決方案中使用的、四個外部SAW濾波器和晶片上低噪聲放大器 (LNA)，導致大的成本和面積節約。至少部分通過實現上述高線性、低噪聲、無源、混頻器架構，並且部分通過輸入和輸出匹配電路的精心設計，實現SAW濾波器和LNA的消除。可以以硬體或硬體和軟體的組合實現低噪聲接收器。當以硬體實現時，可以使用專用硬體元件和邏輯，實現無源混頻器和使用無源混頻器的高Q RF濾波器。當部分以軟體實現低噪聲接收器時，軟體部分可以用於精確控制各種組件。軟體可以存儲在存儲器中，並且通過適當的指令執行系統(微處理器)執行。低噪聲接收器的硬體實現可以包括以下在本領域公知的技術的任一或組合離散電子組件、具有用於對於數據信號實現邏輯功能的邏輯門的(多個)離散邏輯電路、具有適當邏輯門的專用集成電路、可編程門陣列(PGA)JS 場可編程門陣列(FPGA)等。
用於低噪聲接收器的軟體包括用於實現邏輯功能的可執行指令的有序列表，並且可以在用於由指令執行系統、裝置或設備(諸如基於計算機的系統、包含處理器的系統、或可以從指令執行系統、裝置或設備提取指令並且執行指令的其它系統)使用或與其有關的任何計算機可讀介質中體現。在本文的上下文中，「計算機可讀介質」可以是可以包含、存儲、通信、傳播或傳輸用於由指令執行系統、裝置或設備使用或與其有關的程序的任何部件。計算機可讀介質例如可以是但不限於電、磁、光、電磁、紅外或半導體系統、裝置、設備或傳播介質。計算機可讀介質的更具體示例(非窮舉列表)會包括以下具有一條或多條電線的電連接(電)、可攜式計算機磁碟(磁)、隨機存取存儲器(RAM)、只讀存儲器(ROM)、可擦除可編程只讀存儲器 (EPR0M或快閃記憶體)(磁)、光纖(光)、以及可攜式緻密盤只讀存儲器(CDROM)(光)。注意，計算機可讀介質甚至可以是其上列印程序紙張或其它合適的介質，因為程序可以經由例如紙張或其它介質的光學掃描電子捕獲，然後如果需要以合適的方式編譯、解釋或另外處理，然後存儲在計算機存儲器中。圖1是圖示簡化的可攜式收發器100的框圖。低噪聲接收器的實施例可以在任何 RF接收器、RF發送器或RF收發器中實現，並且在該示例中，在與可攜式收發器100關聯的 RF接收器120中實現。圖1中圖示的可攜式收發器100旨在簡化的示例，並且圖示其中可以實現低噪聲接收器的許多可能應用之一。本領域的普通技術人員將理解可攜式收發器的操作。可攜式收發器100包括發送器110、接收器120、基帶子系統130、數字到模擬轉換器 (DAC) 160和模擬到數字轉換器(ADC) 170。發送器110包括調製器116和上轉換器117。在實施例中，上轉換器117可以是調製器116的子系統。在可替代實施例中，上轉換器117可以是單獨的電路塊或電路元件。發送器還包括調製和上轉換基帶信號的任何其它功能元件。接收器120包括實現從接收的RF信號恢復信息信號的濾波器電路、和下轉換器200。如在此所述，下轉換器200 實現低噪聲接收器的部分和實施例。可攜式收發器100還包括功率放大器140。將發送器110的輸出跨連接112提供到功率放大器140。取決於通信方法，可攜式收發器還可以包括功率放大器控制元件(未示出)。接收器120和功率放大器140連接到前端模塊144。前端模塊144可以是雙工器、 同向雙工器、或從接收信號分離發送信號的任何元件。前端模塊144還包含適當的頻帶切換設備，用於控制對接收器120的接收信號施加。前端模塊144跨連接142連接到天線138。在發送模式中，將功率放大器140的輸出跨連接114提供到前端模塊144。在接收模式中，前端模塊144跨連接146將接收信號提供到接收器120。如果以軟體實現低噪聲接收器的部分，那麼基帶子系統130還包括可以由微處理器135、或另一處理器執行的接收器軟體155，以便控制下面要描述的低噪聲接收器的至少
一些操作。當發送時，跨連接132將基帶發送信號從基帶子系統130提供到DAC160。DAC 160 將數字基帶發送信號轉換為跨連接134提供到發送器110的模擬信號。調製器116和上轉換器117根據由系統規定的調製格式，調製和上轉換模擬發送信號，可攜式收發器100在該系統中操作。經調製和上轉換的發送信號然後跨連接112提供到功率放大器140。
當接收時，經濾波和下轉換的接收信號跨連接136從接收器120提供到ADC 170。 ADC數位化模擬接收信號，並且跨連接138將模擬基帶接收信號提供到基帶子系統130。基帶子系統130恢復接收的信息。圖2是實現為使用大約25%的佔空比拓撲的無源混頻器的已知單端電壓模式下轉換器的實施例的示意圖。無源混頻器是圖1的下轉換器200的實現示例。儘管在圖2所示的實施例中圖示電壓模式操作，但是也可以使用電流模式實現。圖2圖示利用25%佔空比的LO信號來控制混頻器切換的示例。實際上，可以希望少於25%佔空比以避免開關的導通時間之間的重疊。在電壓模式混頻器實現中，如圖2所示，將佔空比降低到20%或以下是可能的，但是還可能迅速到達削弱返回(diminishing return)的點，在該削弱返回的點，由於不希望的輸入信號的混疊的噪聲作用、或LO頻率的諧波周圍的噪聲劣化性能。在該實現中選擇 20-25%之間的佔空比。在圖2所示的拓撲中，在LO路徑而不是RF路徑中進行LO和2L0 倍頻(在圖3中更詳細描述)。連接146上的電壓信號提供到開關222、224、2洸和228。開關222、224、2洸和2 可以使用任何開關技術實現，諸如例如雙極結型電晶體(BJT)技術、場效應電晶體(FET)技術、或任何其它開關技術。開關222、224、2沈和2 還可以使用通過門實現，如本領域已知的，每個通過門典型地通過NFET和PFET電晶體的組合來實現。開關222、224、2沈和2 在圖2中圖示為簡單單極單擲開關，以說明任何類型的開關可以用於生成在此描述的切換信號。在這裡描述的實施例中，同相位⑴和正交相位(Q)信號是差分的。因此，I信號包括V1+信號和V1-信號。類似地，Q信號包括VQ+信號和Vq-信號。開關222生成1+信號， 開關224生成I-信號，開關226生成Q+信號，並且開關228生成Q-信號。驅動開關222、 224,226和228的時鐘信號圖示為具有25%佔空比，並且可以如下面將描述的生成。時鐘信號232驅動開關222，時鐘信號234驅動開關226，時鐘信號236驅動開關224，並且時鐘信號238驅動開關228。根據提供大約25%佔空比的拓撲，時鐘信號232到238的一個都不具有其間它們重疊、或同時為正的任何時間段。通過電容256和電阻257終止開關222的輸出，並且開關222的輸出提供到放大器252的一個輸入。通過電容258和電阻259終止開關2M的輸出，並且開關2M的輸出提供到放大器252的另一輸入。通過電容266和電阻267終止開關226的輸出，並且開關2 的輸出提供到放大器262的一個輸入。通過電容268和電阻269終止開關228的輸出，並且開關228的輸出提供到放大器沈2的另一輸入。連接2M上的放大器252的輸出是差分的V1+和AV輸出信號；並且連接264上的放大器262的輸出是差分的VQ+和VQ_輸出信號。圖3是示出由在圖2所述的無源混頻器200的實施例使用的LO信號的圖形圖示。 同相位LO信號包括差分成分L0_I和Z^IT。正交相位LO信號包括差分成分。 2L0信號是出現在I和Q_L0信號的頻率的兩倍處的LO信號。2L0信號的逆稱為 Ζ3。在軌跡302示出2L0信號，在軌跡304示出L0_I信號，並且ZO — /信號示出為軌跡 305。在軌跡306示出L0_Q信號，並且信號示出為軌跡307。如下組合這5個信號以生成施加到下轉換器200的4個LO波形。在軌跡308示出2L0*L0_I信號。信號308代表L0_I+信號。在軌跡312示出2LO*Z^IT信號。信號312代表L0_I-信號。在軌跡314示出2ZO*LO—Q信號。信號 314代表L0_Q+信號。在軌跡316示出 萬β信號。信號316代表L0_Q-信號。有效同相位差分LO信號eL0_I示出為軌跡318，並且有效正交相位差分LO信號 eL0_Q示出為軌跡322。這些信號分別導出為L0_I+_L0_I_和L0_Q+-L0_Q-。如圖3所示， 有效同相位差分LO信號eL0_I318、和有效正交相位差分LO信號eL0_Q322在每個極提供大約25%的佔空比，並且確保切換僅出現在2L0信號302的轉變上，因此最小化切換噪聲的影響，並且最小化由於L0_I信號304、和L0_Q信號306的任何I和Q信號重疊。軌跡3 是示出通過1+信號328、Q+信號332、I-信號334、和Q-信號336，採樣RF輸入信號的連續波示例。圖4是圖示低噪聲接收器400的實施例的示意圖。根據3GPP標準，在存在位於距希望的接收頻率大於20MHz的偏移處的Ocffim頻帶外非亂真阻塞器(out-of-band non-spurious blocker)，或存在_43dBm的頻帶外亂真阻塞器(諸如可能出現在希望的接收頻率的諧波處的一個)時，低噪聲接收器400應該能夠以大約_99dBm的強度解調希望的信號。低噪聲接收器400從將接收的信號提供到前端模塊144的天線138接收信號。前端模塊144在該示例中包括天線濾波器402，其將濾波的信號提供到發送接收(T/R)開關模塊404。在圖4所示的實施例中，T/R開關模塊404是切換發送高頻帶、發送低頻帶(為了簡化未示出該電路)，以及接收高頻帶和接收低頻帶的單極四擲(SPFT)開關。在該正交頻帶示例中，發送接收開關模塊404可以使用本領域已知的任何類型的開關實現。接收信號從T/R開關模塊404內適當的開關元件提供到低通濾波器模塊410。在圖4所示的實施例中，低通濾波器模塊410包括用於接收低頻帶和接收高頻帶二者的電路。 低通濾波器模塊410操作為諧波抑制濾波器，並且操作為阻抗匹配網絡。低通濾波器模塊 410衰減可能出現在希望的接收頻率的奇次諧波(例如三次和五次諧波)的頻帶外阻塞信號；並且還提供從T/R開關模塊404到下轉換器200的輸入的阻抗匹配。在實施例中，電感器412和417可以具有10納亨(nH)的值，以及電容器414和416可以具有3. 0皮法(pF) 的值；並且電感器418和422可以具有3. 3nH的值，以及電容器419和421可以具有1. 5pF 的值。低頻帶濾波器電路包括電感器412、電容器414、電感器417和電容器416。類似地， 高頻帶濾波器電路包括電感器418、電容器419、電感器422和電容器421。在實施例中，低通濾波器模塊410提供從相對低阻抗源到相對高阻抗負載的阻抗匹配，並且在處理中，如本領域已知的，通過用作升壓變壓器提供電壓增益。作為示例，低通模塊410的輸入具有大約50 Ω的阻抗，其應該匹配到在下轉換器200的輸入處大約400 Ω的阻抗。提供這樣的匹配的濾波器網絡將通過SQRI^400/50)增加電壓，其以dB為單位是20*log(SQRT 000/50)) =9dB。低噪聲接收器400還包括圖2所示的下轉換器200的實施例。在圖4所示的示例中，下轉換器200是兩頻帶低噪聲無源混頻器，包括用於低頻帶的電晶體開關424、426、427 和428，以及用於高頻帶的電晶體開關4四、431、432和434。根據操作的頻帶，一次僅採用高頻帶或低頻帶開關。根據該實施例，根據25%本地振蕩器(LO)佔空比切換電晶體開關 424、426、427和似8或者電晶體開關似9、431、432和434，其中LO波形和它們的相位如圖2和3所述。根據該操作，下轉換器200的高頻帶或低頻帶部分的任一中沒有兩個電晶體開關將同時工作。用於電晶體開關似4、似6、427和似8或電晶體開關似9、431、432和434的25% 佔空比LO驅動，通過在任何給定時刻僅連接電容器之一到單端RF輸入，在電容器(圖4的 Cl)上提供I和Q基帶輸出之間的隔離。這避免I和Q電容器之間的電荷共享，在下轉換器 200的RF輸入提高混頻器增益、噪聲因數(NF)和帶通濾波響應的品質因數⑴)。在該電壓模式採樣和保持拓撲中，單端到差分的轉換具有大約6dB的額外電壓增益的優點。可以示出由於採樣/保持混頻器操作和單端到差分的下轉換，該拓撲中的增益接近5. ldB。由於低通濾波器410中從約50歐姆(Ω)到約400 Ω的阻抗增加的額外增益，將從天線輸入到無源混頻器輸出的總增益提高到大約14. ldB。值得注意的是，在沒有信號路徑中的任何有源級或偏置電流的情況下實現該混頻器增益。還應該注意，該前端設計可以從未來的技術升級(scaling)極大受益，由於無源開關和混頻器LO生成電路的性能以更低的門電路長度處改進。下轉換器200的輸出提供到阻性/容性(RC)濾波器網絡436。具體地，電晶體4M 或4 的輸出提供到電阻器437和電容器438。電晶體4 或431的輸出提供到電阻器439 和電容器441。電晶體427或電晶體432的輸出提供到電阻器442和電容器444，並且電晶體4 或電晶體434的輸出提供到電阻器446和電容器447。將特別參照僅作為示例的電晶體424、和包括電阻器437與電容器438的濾波器網絡的輸出，以及電晶體426、和包括電阻器439與電容器441的濾波器網絡的輸出進行以下描述。電路的均衡以相同方式執行。電容器438對於來自電晶體424的信號輸出執行採樣和保持功能，並且執行單端到差分的轉換。每次電晶體似4在對應於上述25%佔空比的時間段導通時，電晶體424的輸出存儲在電容器4 上以提供採樣和保持功能。然後，參照同相位信號的示例，通過電容器438和電容器441執行差分轉換。電容器438在間隔328 (圖 3)期間充電，並且電容器441在間隔334(圖3)期間充電。然後，這些輸出求差分，因為信號有相反極性導致2X量值。作為示例，組合信號的值大約6dB。電阻器437和439提供共模電壓(Vcm)，因為在使用單電源電壓的差分系統中使用非零共模電壓。電容器438、電阻器437和通過電晶體424的電阻的並行組合形成RC低通濾波器。在實施例中，選擇這些元件值，以提供+/-IMHz的RC低通濾波器帶寬。如圖5所示，這是通過下轉換器200反映的低通濾波器響應，其導致2MHz寬RF帶通響應出現在對下轉換器200的輸入。RC網絡436的輸出然後提供到高增益跨導納放大器450。在該實施例中，低噪聲接收器包括4個高增益跨導納放大器450的實例。高增益跨導納放大器450包括配置為接收電阻器437和電容器438的輸出的電流源452、電晶體妨4和電阻器456。類似地，電阻器439和電容器441的輸出提供到包括電流源457、電晶體器件458和電阻器459的高增益跨導納放大器。類似地，電阻器442和電容器444的輸出提供到包括電流源461、電晶體 462和電阻器464的高增益跨導納放大器。最後，電阻器446和電容器447的輸出提供到包括電流源466、電晶體467和電阻器468的高增益跨導納放大器。在實施例中，下轉換器 200和高增益跨導納放大器450可以從1. 2V調節電源操作。高增益跨導納放大器450的輸出提供到RC低通濾波器470。RC低通濾波器470包括電阻器471、電容器472和電阻器474。RC低通濾波器470還包括電阻器476、電容器 477和電阻器478。RC低通濾波器470的輸出提供到濾波器480，其包括放大器481和相關電阻器(Rl 和R2)和電容器(Cl和C2)、以及放大器491和相關電阻器(Rl和R2)和電容器(Cl和C2)。 濾波器470和480由於在它們接口的加載，不完全獨立並且而相互影響。使用電阻器471、 476、電容器472和477、電阻器Rl、電阻器R2、電容器Cl和電容器C2，可以調節濾波器470 和480的合成特性，以獲得希望的濾波器響應。使用電阻器456、459、464和468或調節電阻器471和476、電容器472和477、電阻器Rl、電阻器R2、電容器Cl和電容器C2，可以縮放總體接收器增益。概念不限於使用示出的特定有源濾波器拓撲；可以使用其它拓撲，包括其它基於運算放大器的有源濾波器拓撲以及無源RC濾波器。濾波器480的輸出電壓提供到模擬到數字轉換器(ADC) 490。放大器481的輸出電壓提供到ADC 492，並且放大器491的輸出電壓提供到ADC494。ADC 490的數字輸出提供到基帶子系統130。圖5是示出低噪聲接收器在其中操作的示例頻譜的圖形圖示500。橫坐標502代表頻率，並且縱坐標504代表信號電平。區域506圖示從925MHz到960MHz的接收頻率範圍。區域506還圖示如果在系統中存在SAW濾波器，則將由SAW濾波器提供的濾波器區域。 信號508代表希望的信號，並且區域512描繪2MHz寬頻率響應，其覆蓋區域518、以由下轉換器200的操作提供的希望接收頻率(調諧頻率516)為中心。在實施例中，下轉換器200 可以稱為「濾波混頻器」。在圖5中使用參考標號522描繪頻帶外阻塞信號，也稱為頻帶外幹擾信號。在該示例中，頻帶外阻塞信號522在頻率上比960MHz的上部頻率範圍高大約20MHz。下轉換器 200展現頻率響應512，從而使頻率範圍518內的信號通過，並且基本抑制頻率範圍518外的信號，從而避免頻帶外阻塞信號幹擾希望的信號508。頻率響應512是在調諧頻率516 (L0 的頻率(fM))的周圍具有非常高Q的帶通響應，其具有以調諧頻率516為中心具有2MHz的 3dB帶寬。通過由於圖4的電容器438和電阻器437(例如，CL和RB)的低通極點建立該高Q帶通響應，電容器438和電阻器437通過下轉換器200中的電晶體有效地反映，以在下轉換器輸入呈現以LO頻率為中心的帶通極點。對於LO周圍更高的偏移，觀察到輸入阻抗中20dB/十進位下降，直到響應到達由下轉換器200中使用無源開關的有限導通電阻確定的底部。依靠在下轉換器輸入的高Q濾波器，GSM 950MHz頻帶中的20MHz阻塞器衰減超過 12dB。隨著施加到圖4的下轉換器200的本地振蕩器頻率改變，2MHz寬區域512將隨著調諧頻率516偏移。接收器400調諧到的任何信道，將具有在調諧頻率516周圍的該2MHz 寬濾波器區域，因此消除任何頻帶外(超過2MHz)阻塞信號。這消除了在對低噪聲接收器 400的輸入對於SAW濾波器的需要。該「跟蹤濾波器」操作以及由下轉換器200提供的低噪聲，允許消除低噪聲放大器，如圖4所示，其中前端模塊144直接連接到在對下轉換器200的輸入處的低通濾波器 410。施加到下轉換器200的、由圖3所述的LO 2L0方法導出的25%佔空比L0，其提供如圖3所示的非重疊下轉換器相位，允許由下轉換器200提供大約6dB電壓增益，因此進一步證明省略前端模塊144和低通濾波器410之間的低噪聲放大器有效。
然而，如果頻帶外阻塞信號522，出現在作為希望的信號508的調諧頻率516的三倍或五倍的頻率(通常稱為基頻的三次或五次諧波)，那麼通過稱為混頻器混疊的現象，頻帶外阻塞信號522的全幅將重疊在希望的信號508上，因此劣化在調諧頻率516的接收器靈敏度。為了避免可能出現在希望的信號508的奇次諧波(例如，三次或五次諧波)的頻帶外阻塞信號522幹擾希望的信號508，實現低通濾波器410 (圖4)，以降低在希望的信號 508的三次和五次諧波頻率的接收器靈敏度。在低通濾波器410中使用的匹配組件的總數， 小於或等於在典型的四頻帶接收器匹配電路中使用的匹配組件的總數。簡單的四階濾波器對於在希望的接收頻率的三倍或五倍的不想要分量，提供超過30dB的抑制。通過分量的適當選擇，通過利用分量自諧振，該抑制可以增加到超過65dB。此外，如下面將在圖7所述，利用從下轉換器200可得到的輸出相位，可以求和各相位，以便進一步衰減主要出現在希望的信號的奇次諧波(例如，三次和五次諧波)的頻帶外阻塞信號。圖6是圖示圖4的低噪聲接收器的可替代實施例的示意圖。圖6中與圖4中的元件類似的元件將使用慣例6XX編號，其中圖6中的「XX」指圖4中的類似元件。此外，圖6 中的一些參考標號為了簡化而未示出。低噪聲接收器600類似於低噪聲接收器400，除了圖6的實施例示出示例性的基帶濾波器實現，其中來自由高增益跨導納放大器650提供的基帶V-I轉換級的輸出電流，在RC低通濾波器670中的無源低通濾波之後，直接施加到連續時間ADC 690 (包括ADC元件692和694)的虛擬地。圖7是圖示圖4的低噪聲接收器的另一可替代實施例的示意圖。圖7的低噪聲接收器的實施例僅圖示一個頻帶(低頻帶)，並且示出生成下轉換器200的八個(8個)輸出相位的示例。通過利用從下轉換器200可得到的輸出相位，可以獲得可能出現在希望的接收頻率的奇次諧波(例如，三次和五次諧波)的頻帶外阻塞信號的額外衰減。可以求和來自下轉換器200的輸出相位，以便進一步衰減例如在希望的信號的三次和五次諧波的頻帶外阻塞信號。為了簡化圖示，低噪聲接收器700的實施例僅圖示低頻帶。低噪聲接收器700包括使用替代電晶體器件的簡單開關示出的下轉換器200的實現，並且為了簡化僅圖示低頻帶0^)信號鏈。使用圖形圖示750示出用於開關的LO驅動信號。下轉換器715的實施例包括I抽頭，每個LO頻率的完整周期取得總共I採樣。在一般的I抽頭下轉換器715 中，每個LO波形的佔空比小於L0/2K。隨著K增加，下轉換器715的增益接近OdB。對於單端下轉換器的情況，增益從上述單端到差分轉換和採樣及保持(S/H)操作的組合接近6dB。 低通濾波器模塊710中的任何電壓上升提供額外的增益，如上所述。其中K是4、8、16等的I抽頭實現允許這樣的配置，其中通過下轉換器715的輸出的簡單加權求和，可以抑制輸入RF頻率的諧波。在圖8中描述提供不攜帶三次或五次諧波的波形的三個輸出相位的求和的示例。來自低通濾波器模塊710的信號提供到下轉換器715，下轉換器715為了簡化示出為開關陣列。用驅動開關的LO波形750的名稱示出每個開關(L0_0到L0_QK-1))。在圖 7所示的一般實現中，在信號路徑中使用I開關(L0_0到L0_QK-1))，每個開關具有佔空比< (100/2K)%。LO頻率的周期是Τ，並且每個LO波形展現Τ/Ι的有效脈衝寬度。在該示例中討論的實現是對於K = 4的特定情況，所以每個LO波形750展現T/8的有效脈衝寬度。然而，取決於應用可以在接收器拓撲中使用任何數目K的基帶輸出。隨著數目K增加， 採樣和保持增益接近OdB。例如，三次和五次諧波抑制接收器架構可以使用K = 4，以生成 RF波形的0、45、90、135、180、225、270和315度採樣。對於K = 4的情況，圖7中由V(O)、 V(I)、. . . V(2K-1)表示的輸出分別對應於0、45、90、135、180、225、270和315度採樣。輸出 V(O),V(I),...V(2K-1)成對分組，其中每對包括相位上相差180度的輸出。例如，V(O)和 V(K)的差別、V(I)和V(K+1)的差別、以及V(K-I)和AK2K-1)的差別。然後通過各個差分放大器785-1到785-K確定這些對的每個的差別。差分放大器785-1到785-K還可以包括低通濾波器，如圖4描述為濾波器480。因為要差分的信號異相180度，所以實現6dB增益。在對於K = 4的特定情況下，差分放大器785-1到785-K的得到的輸出代表在0、45、 90和135度的接收信號的增益添加相位，其中具有添加的6dB增益。差分放大器785-1到 785-K的輸出施加到ADC 790-1到790-K。ADC790-1到790-K的輸出隨後施加到基帶系統 130。在基帶系統130內，可以使用這些多個相位的加權求和實現諧波抑制求和，如下面將描述的。圖7所示的技術是將在時域的RF信號拆分為K個單獨路徑，而不增加額外電路塊的有效方式，額外電路塊可能嚴重劣化性能或者增加功耗和死區。圖8圖示生成其中抑制三次和五次諧波的波形的已知方法。圖8僅示出與同相位 (I)信號有關的信號。為了簡化，圖8中的示例示出三個輸出相位的求和的示例，三個輸出相位提供不攜帶三次或五次諧波的波形。可以組合其它數目的輸出相位以實現類似的輸出波形。波形820根據以下等式代表基礎LO信號
權利要求
1.一種低噪聲接收器，包括下轉換器，配置為接收射頻RF信號，所述下轉換器包括開關架構，配置為基於各個多個本地振蕩器LO信號生成多個輸出相位；差分電路，配置為組合所述多個輸出相位，使得第η輸出相位與第(η+Κ)輸出相位差分，導致增加增益的輸出相位；以及求和濾波器，配置為接收增加增益的輸出相位，並且配置為組合增加增益的輸出相位， 使得接收器的響應有效減少RF信號的奇次諧波。
2.如權利要求1所述的接收器，還包括無源低通濾波器，配置為直接從開關模塊接收射頻RF信號，所述無源低通濾波器還配置為提供電壓增益到RF信號。
3.如權利要求2所述的接收器，其中所述無源低通濾波器還包括阻抗匹配電路。
4.如權利要求3所述的接收器，其中所述求和濾波器有效減少RF信號的三次和五次諧波，並且其中所述無源低通濾波器配置為減小出現在作為RF信號的頻率的七次諧波的頻率的幹擾信號的電平。
5.如權利要求1所述的接收器，其中所述下轉換器提供以與RF信號相符的頻率為中心的濾波器響應。
6.如權利要求5所述的接收器，其中由所述下轉換器提供的濾波器響應從接收器消除表面聲波SAW濾波器。
7.如權利要求1所述的接收器，其中數字地實現所述求和濾波器。
8.如權利要求1所述的接收器，其中在模擬域實現所述求和濾波器。
9.如權利要求1所述的接收器，其中所述下轉換器生成4個輸出相位。
10.如權利要求1所述的接收器，其中所述下轉換器生成8個輸出相位。
11.一種用於對接收信號操作的方法，包括 接收射頻RF信號；基於各個多個本地振蕩器LO信號生成多個輸出相位；組合所述多個輸出相位，使得第η輸出相位與第(η+Κ)輸出相位差分，導致增加增益的輸出相位；以及求和增加增益的輸出相位，使得減少接收信號的奇次諧波。
12.如權利要求11所述的方法，還包括濾波射頻RF信號以便提供電壓增益到RF信號。
13.如權利要求12所述的方法，其中所述濾波包括執行阻抗匹配。
14.如權利要求13所述的方法，其中所述求和包括減少RF信號的三次和五次諧波，並且所述濾波包括減少RF信號的七次諧波。
15.如權利要求11所述的方法，還包括提供以與RF信號相符的頻率為中心的濾波器響應。
16.如權利要求11所述的方法，其中數字地執行所述求和。
17.如權利要求11所述的方法，其中在模擬域執行所述求和。
18.如權利要求11所述的方法，其中生成多個輸出相位包括生成4個輸出相位。
19.如權利要求11所述的方法，其中生成多個輸出相位包括生成8個輸出相位。
20.一種求和濾波器，包括多個組合元件，每個組合元件配置為接收增加增益的接收器輸出相位，並且配置為用導致加權信號的相應加權因子，對增加增益的接收器輸出相位操作；以及求和元件，配置為組合來自多個組合元件的每個的加權信號，並且提供減少RF信號的奇次諧波的多個相位偏移輸出信號。
全文摘要
一種低噪聲接收器，包括下轉換器，配置為接收射頻(RF)信號，所述下轉換器包括開關架構，配置為基於各個多個本地振蕩器(LO)信號生成多個輸出相位；差分電路，配置為組合所述多個輸出相位，使得第n輸出相位與第(n+K)輸出相位差分，導致增加增益的輸出相位；以及求和濾波器，配置為接收增加增益的輸出相位，並且配置為組合增加增益的輸出相位，使得接收器的響應有效減少RF信號的奇次諧波。
文檔編號H04B1/10GK102428653SQ200980159345
公開日2012年4月25日 申請日期2009年12月16日 優先權日2009年3月17日
發明者R.普勒拉, W.J.多米諾 申請人:天工新技術有限公司