基於FFT的CDMA20001xEV-DO系統PN序列捕獲方法
2023-05-27 17:02:56 1
專利名稱：基於FFT的CDMA2000 1x EV-DO系統PN序列捕獲方法
技術領域：
本發明涉及擴頻通信系統中PN序列的捕獲方法，具體涉及用於CDMA20001x EV-DO(簡稱EV-DO)系統的下行同步PN序列捕獲的實現方法。
背景技術：
CDMA20001x是目前得到廣泛商用的3G蜂窩無線移動通信系統之一，但隨著無線 數據業務需求的不斷增長，CDMA20001x對高速分組數據業務的支持能力已不能夠滿足未來 發展的需求。為此，3GPP2提出了 EV-DO (Evolution Data Optimized)技術，專門針對數據 業務的突發性、前/反向鏈路負載非對稱性以及大信道容量的特點，以平滑演進的方式，提 供更高的數據傳輸能力。 相比CDMA20001x系統，EV-DO可提供更高的空中接口速率。前向鏈路採用了時分 信道調度、動態速率控制和高階調製等技術，同時，反向鏈路使用了反嚮導頻、功率控制和 速率控制等技術，使網絡可以更加合理的安排各種無線數據業務。 EV-DO系統前向鏈路的時分信道結構如圖1所示，基站發送的前向鏈路基帶信號 均經過了偽隨機噪聲(PN)序列的加擾，不同的PN序列相位用於區別不同的基站。每個基 站都要發送專門的導頻信道以便於該小區內的移動臺進行同步，移動臺必須第一時間捕獲 所在小區的PN序列相位，並將本地PN序列與之同步(誤差必須在幾分之一碼片的量級) 才能準確解擾。EV-DO的幀周期為26. 667ms (32768個碼片周期)，碼片速率為1. 2288Mchip/s，分 為16個時隙(slot)，每個時隙又分為2個半時隙(half-slot)，時隙結構如圖2所示。
I、 Q兩路的PN序列特徵多項式分別為P工(X) = X"+X'。+X8+X7+X6+X2+1PQ(X) = 5+ 2+X"+ 。+x9+x5+x4+x3+l 對應的生成多項式分別為i'(it)=《《 15》 i( -13) —9) !'( —g》 —7》 ,'( — 5)
=f ( —15) f ( —12) f (n -11) - W) f ( - 6) f (5) 4) f( —3) 其中，符號^表示模2加運算。PN序列的生成一般使用線性反饋移位寄存器 (LFSR)實現，I路與Q路的PN序列LFSR結構如圖3所示。 15級移位寄存器的m序列周期長度為215_1 ，在連續14個0後插入一個0，然後進 行單極性至雙極性的映射(比特0映射為+1 ;比特1映射為-1)得到周期為215(32768個 碼片)的PN序列，首尾相連周期性重複。 系統零偏置參考PN序列的起始時刻定義為連續15個0中的第一個O的發送時 刻。同頻基站之間，利用PN序列偏置指數(PN offset index)進行區分，偏置指數(取值 從0至511，共512種取值可能)乘以64個碼片就是本基站PN序列相對零偏置參考PN序列的滯後碼片數。 在接收端，利用PN序列解擾流程如圖4所示。假設接收機以某一時刻s為起始存 儲M個半時隙(對應1024 ，M個碼片)長度的接收信號，設該接收信號的實部和虛部分別 為& (s+k) 、 rQ(s+k)，其中k = 0， 1， 2…1024 M_l，利用本地生成的復PN序列P工(k) 、 PQ(k)
對接收信號解擾，解擾後的1、Q路信號為
formula see original document page 4
yQ(s+k) = rQ (s+k) (k)-巧(s+k) PQ (k) ;k = 0， 1， 2... 1024 M_l。
現有PN序列的捕獲方法一般是將接收信號起始點s在整個PN序列周期上滑動， 對每一個可能的相位同步時刻s而言，將對應的解擾序列yi(s+k) 、 yQ(s+k) (k = 0， 1，2… 1024 *M_1)提取出導頻突發位置的數據再進行累加，第m個半時隙的累加結果記為em(s):
formula see original document page 4(s))累加後求取模值平方，記為I e (s)
e (s)l2最大的時刻s即為接收信號PN序列相位 再將M個結果(e。(s)， ejs)，
formula see original document page 4 則在一個PN序列周期內使得 同步時刻5 :
formula see original document page 4 EV-DO中導頻信道為時分復用，搜索時只累加每個半時隙中導頻位置的解擾序列。 在實現時，為了簡化相關計算，只對接收信號導頻位置的數據進行解擾。此時接收端在作 相關前需對本地PN序列進行截取，方法是在獲得某一偏置指數對應的PN序列後，截取每 1024個碼片中間的96個碼片數據。但是，不同偏置指數的PN序列截取後得到的序列是不 同的(本發明稱截取後得到的序列為PN圖案)。由於未知所在小區的PN偏置指數，移動臺 在進行初始捕獲時，需要對所有可能的PN圖案進行搜索。 PN偏置指數與PN圖案的關係如圖5所示，圖中示意性畫出了每個半時隙中導頻突 發的位置(本發明中簡稱PN截段)，編號為Pi (i = 0， 1，…，511)的PN截段表示偏置指數 為i的PN序列截取後的第一段數據。由於PN序列滯後碼片數以64個碼片為單位，則PN 偏置指數每增大16， PN序列滯後碼片數增加1024個碼片，剛好等於一個半時隙的長度，圖 中標出了編號PO的PN截段出現的情況。分析可知，本地PN序列共有16種不同的圖案，其 餘496種截取後的PN序列可由這16種圖案以PN截段為單位順序偏移得到任意兩種PN 序列的偏置指數相差16或者16的整數倍時，擁有相同的PN圖案，且在序列上超前或滯後 若干個PN截段。因此，捕獲時，對偏置指數為0至15的PN圖案進行檢測即可保證發現任 意PN偏置指數的基站導頻信號。 對於傳統捕獲方法而言，主要有兩方面的缺陷一方面，需對16種PN圖案分別檢 測，計算量大，所需搜索時間過長；另一方面，在接收信號的E。/N。(E。為接收信號平均碼片 能量，N。為噪聲功率譜密度)較低並存在較大頻率偏移的情況下，無法保證捕獲性能。
發明內容
針對現有技術所存在的缺陷，本發明的目的就是提出基於FFT的 CDMA20001xEV-D0系統PN序列捕獲方法，該方法可以快速的對16種PN圖案進行並行搜索， 大大縮短捕獲時間；且捕獲性能不受接收信號的E。/N。變低及頻率發生較大偏移的影響；還 可以根據實際的信道環境，靈活配置參數，更好的利用硬體資源。 本發明通過以下技術方案實現上述目的基於FFT的CDMA20001x EV-DO系統PN 序列捕獲方法，包括以下步驟 步驟l、以時刻s作為當前搜索窗口起始位置，緩存M個碼片長度的的接收信號； 將接收信號分為L個累加窗口，每個累加窗口含N個碼片，相鄰兩個累加窗口的起始位置 相距1024個碼片，且s時刻為第一個累加窗口的起始位置，M = 1024 (L-l)+N， N為FFT/ IFFT變換點數且取值為2的整數次冪； 步驟2、令j = 0，將接收信號的第j個累加窗口的N點數據進行復值FFT變換，變 換結果記為Rj(n); 步驟3、將PN圖案號為i的本地PN序列的第j個截段pn/ (k)末尾補零至N點作 復值FFT變換，並將變換結果取共軛得到共軛結果PN/ (n)*， k = 0， 1…，N-97 ;
步驟4、步驟2所得變換結果Rj (n)和步驟3所得共軛結果PN/ (n) *逐點相乘，得 到相乘結果^( )= / "")./W)(")'，再對相乘結果進行N點IFFT變換，並將IFFT變換結果的
前N-96點求模值平方得到第j個累加窗口對應PN圖案號為i的相關結果|ZJi(k) |2 ;
步驟5、j = j+l，接收信號滑動至下一個累加窗口的N個碼片，圖案號為i的本地 PN序列滑動至下一截段，重複步驟2-4，直至j = L-l，得到L個累加窗口對應PN圖案號為 i的相關結果Iz。i(k)12， lzj(k)l2，…，ZL—/(k)卩; 步驟6、將所得的L個累加窗口對應PN圖案號為i的相關結果Iz。i(k) |2， zj(k)l2，…，|^—/00|2進行累加，得到累加結果； 步驟7、令i = i+l，j = 0，重複步驟2-6，直至i = 15，獲得當前搜索窗口對應16 種PN圖案的累加結果； 步驟8、將所獲得的當前搜索窗口對應16種PN圖案的累加結果逐一與預設門限比 較，若存在超過預設門限的累加結果，則成功捕獲PN序列；否則s = s+N-96，搜索窗口起始 位置延時N-96個碼片，返回步驟1。 與傳統算法相比較，本發明的優點和有益效果在於 1)利用FFT/IFFT變換簡化了傳統時域相關運算，有效的減小了計算量；FFT/IFFT 變換可利用專用FFT晶片或在可編程器件中實現。當FFT/IFFT變換的點數N取值較大時， 本發明計算量大幅減小，搜索效率高，可並行搜索16種PN圖案，有效減少捕獲時間。本發 明對16種PN圖案進行並行搜索時，對每一個搜索窗或者相位點，同時檢測完16種PN圖案 後，再滑動一個搜索窗或者相位點；而不是如現有技術中的串行搜索那樣，每次只搜索一個 PN圖案，對一個PN圖案搜索完一幀後，再搜索下一種PN圖案。本發明的並行搜索在具體計 算的時候，對16種PN圖案仍然是分開來逐一計算的。 2)進行相關運算時，將每個累加窗IFFT結果的前N-96點求取模值平方後，再進行 多段累加，因此一定範圍內的頻率偏移對相關結果的影響不會隨累加窗口數目的增加而積 累。經過實際驗證，當接收信號的頻率偏移在± 3000Hz範圍內，且接收信號的E乂N。 > -20dB時，利用本方法可以實現可靠的PN序列相位捕獲。 3)為保證低E。/N。時的捕獲性能，可增加累加窗數目L，便於根據系統要求進行計 算量和硬體實現方面的優化。
圖1為CDMA20001x EV-DO系統前向鏈路時分信道的示意圖； 圖2為CDMA20001x EV-DO系統前向鏈路時隙結構的示意圖； 圖3為CDMA20001x EV-DO系統利用LFSR生成I、 Q兩路PN序列的示意圖； 圖4為接收端利用復PN序列對基帶信號進行解擾的示意圖； 圖5為系統PN偏置指數與PN圖案的示意圖； 圖6為本發明進行相關運算的示意圖； 圖7為本發明的流程圖。
具體實施例方式
下面結合實施例及附圖對本發明作進一步詳細的描述，但本發明的實施方式不限 於此。 實施例 本發明可以在可編程器件上實現，對接收信號進行相關運算的過程如圖6所示， 整個捕獲過程如圖7所示；具體包括以下步驟 步驟l、以時刻s作為當前搜索窗口起始位置，緩存M個碼片長度的的接收信號； 將接收信號分為L個累加窗口，每個累加窗口含N個碼片，相鄰兩個累加窗口的起始位置 相距1024個碼片，且s時刻為第一個累加窗口的起始位置，M = 1024 (L-l)+N， N為FFT/ IFFT變換點數且取值為2的整數次冪。 將接收信號記為r(s+k)， r(s+k)=巧(s+k)+j rQ (s+k) ， k = 0， 1， 2…M-l 。令i 二0，i表示本地PN圖案號，0《i《15。當N〉 1024時，相鄰兩個累加窗口的接收信號可 以有部分重疊。 步驟2、令j = O，將接收信號的第j個累加窗口的N點數據r (s+k) (k = 1024 j， 1024 j+l，…，1024 j+N-l)進行復值FFT變換，變換結果記為Rj(n)，O《j《L_l， n = O，l，…，N-1。 所述復值FFT變換可使用專用FFT晶片來實現，或在可編程器件中使用N log2N 個複數乘法器和2 N 1og2N個複數加法器實現。 步驟3、將PN圖案號為i(i二0，1，…，15)的本地PN序列的第j個截段pn/(k) (k = 0，l，…，95)末尾補零至N點作復值FFT變換，並將變換結果PN/(n) (n = O，l，…， N-l)取共軛，得到共軛結果PN/ (n) 符號*表示複數取共軛。 本地PN序列的每一截段所含的碼片個數(即本地PN序列每一截段的長度)可在 1到96之間取任一值，也就是說，取值可以為1到96之間的任一個；取值越小計算效率越 低，當取值為96時計算效率最高。 步驟4、步驟2所得變換結果Rj (n)和步驟3所得共軛結果PN/ (n) *逐點相乘，得 到相乘結架Z)(")-^(").iW)(")' (n = O，l，…，N-1)，再對相乘結果進行N點IFFT變換，並將IFFT變換結果的前N-96點求模值平方，結果記為Iz/(k) |2(k = 0， 1…，N-97)，即得到 第j個累加窗口對應PN圖案號為i的相關結果。 將變換結果Rj (n)和共軛結果PN/ (n)*逐點相乘可以通過在可編程器件中使用N 個複數乘法器實現；IFFT變換為FFT變換的逆過程，因此IFFT變換的實現方法與FFT變換 的相同；求模值平方可以通過2 (N-96)個實數乘法器和N-96個實數加法器實現。
步驟5、j = j+l，接收信號滑動至下一個累加窗口的N個碼片，圖案號為i的本地 PN序列滑動至下一截段(即滑動96個碼片)，重複步驟2-4，直至j 二L-1，得到L個累加
窗口對應PN圖案號為i的相關結果lz:(《,一(對,…，IOI k = 0， 1…，N-97。 步驟6、將所得的L個累加窗口對應PN圖案號為i的相關結果Iz。i(k) |2， zj(k)l2，…，|^—/00|2進行累加，得到累加結果
1 , ，we/r/c'(A:)=Z|z)(*)( ,k = ， 1…，N-97，作為以s時刻為起始、N-96個碼片長度
的當前搜索窗口對應PN圖案號為i的搜索結果。 所述累加通過(N-96) (L-l)個實數加法器實現。 步驟7、令i = i+l，j = 0，重複步驟2-6，直至i = 15，獲得當前搜索窗口對應16 種PN圖案的搜索結果metric。(k)， metric1 (k)，…，metric15(k) ， k = 0，1."，N_97。
步驟8、將所獲得的當前搜索窗口對應16種PN圖案的搜索結果逐一與預設門限比 較，若存在超過預設門限的搜索結果，則成功捕獲PN序列；否則s = s+N-96，搜索窗口起始 位置延時N-96個碼片，返回步驟1。 搜索結果與預設門限的比較通過16 (N-96)個比較器實現。 該方法還可以通過增加存儲空間來進一步減少計算量，即直接存儲16種PN圖案 前L個截段的N點FFT變換共軛結果，即可省去步驟3中的重複計算，實現時可根據硬體條 件靈活選擇。 上述實施例以單倍採樣為例，是本發明較佳的實施方式，但本發明的實施方式並 不受上述實施例的限制，例如多倍採樣的原理與實現可在本實施例所述基礎上簡單擴展得 到；其他的任何未背離本發明的精神實質與原理下所作的改變、修飾、替代、組合、簡化，均 應為等效的置換方式，都包含在本發明的保護範圍之內。
權利要求
基於FFT的CDMA20001x EV-DO系統PN序列捕獲方法，其特徵在於包括以下步驟步驟1、以時刻s作為當前搜索窗口起始位置，緩存M個碼片長度的的接收信號；將接收信號分為L個累加窗口，每個累加窗口含N個碼片，相鄰兩個累加窗口的起始位置相距1024個碼片，且s時刻為第一個累加窗口的起始位置，M＝1024·(L-1)+N，N為FFT/IFFT變換點數且取值為2的整數次冪；步驟2、令j＝0，將接收信號的第j個累加窗口的N點數據進行復值FFT變換，變換結果記為Rj(n)；步驟3、將PN圖案號為i的本地PN序列的第j個截段pnji(k)末尾補零至N點作復值FFT變換，並將變換結果取共軛得到共軛結果PNji(n)*，k＝0，1…，N-97；步驟4、步驟2所得變換結果Rj(n)和步驟3所得共軛結果PNji(n)*逐點相乘，得到相乘結果再對相乘結果進行N點IFFT變換，並將IFFT變換結果的前N-96點求模值平方得到第j個累加窗口對應PN圖案號為i的相關結果|zji(k)|2；步驟5、j＝j+1，接收信號滑動至下一個累加窗口的N個碼片，圖案號為i的本地PN序列滑動至下一截段，重複步驟2-4，直至j＝L-1，得到L個累加窗口對應PN圖案號為i的相關結果|z0i(k)|2，|z1i(k)|2，…，|zL-1i(k)|2；步驟6、將所得的L個累加窗口對應PN圖案號為i的相關結果|z0i(k)|2，|z1i(k)|2，…，|zL-1i(k)|2進行累加，得到累加結果；步驟7、令i＝i+1，j＝0，重複步驟2-6，直至i＝15，獲得當前搜索窗口對應16種PN圖案的累加結果；步驟8、將所獲得的當前搜索窗口對應16種PN圖案的累加結果逐一與預設門限比較，若存在超過預設門限的累加結果，則成功捕獲PN序列；否則s＝s+N-96，搜索窗口起始位置延時N-96個碼片，返回步驟1。F2009101937913C0000011.tif
2. 根據權利要求1所述的基於FFT的CDMA20001x EV-DO系統PN序列捕獲方法，其特徵在於步驟3所述本地PN序列的每一截段所含碼片個數的取值為1到96之間的任一個。
3. 根據權利要求2所述的基於FFT的CDMA20001x EV-DO系統PN序列捕獲方法，其特 徵在於步驟3所述本地PN序列的每一截段所含碼片個數的取值為96。
4. 根據權利要求1所述的基於FFT的CDMA20001x EV-D0系統PN序列捕獲方法，其特徵在於步驟4中的變換結果Rj(n)和共軛結果PN/(n廣逐點相乘通過N個複數乘法器實現。
5. 根據權利要求3所述的基於FFT的CDMA20001x EV-DO系統PN序列捕獲方法，其特徵在於步驟4中的求模值平方通過2 (N-96)個實數乘法器和N-96個實數加法器實現。
6. 根據權利要求3所述的基於FFT的CDMA20001x EV-DO系統PN序列捕獲方法，其特徵在於步驟6中的累加通過(N-96) (L-l)個實數加法器實現。
7. 根據權利要求3所述的基於FFT的CDMA20001x EV-DO系統PN序列捕獲方法，其特徵在於步驟8中的累加結果與預設門限的比較通過16 (N-96)個比較器實現。
全文摘要
本發明涉及基於FFT的CDMA2000 1x EV-DO系統PN序列捕獲方法，主要步驟為將長M個碼片的接收信號劃分為分別含有N個碼片的L個累加窗口，兩相鄰累加窗口起始位置相距1024個碼片；將PN圖案號為i的本地PN序列的第j個截段補零至N點作復值FFT變換，並對變換結果取共軛後與累加窗口數據的復值FFT變換逐點相乘；對相乘結果IFFT變換，取前N-96點求模值平方得到第j個累加窗口對應PN圖案號為i的相關結果；重複前述步驟獲得16種PN圖案的相關結果，並對其分別累加，判斷是否有累加結果超過預設門限。本發明能對16種PN圖案並行搜索，縮短捕獲時間；捕獲性能不受接收信號的Ec/N0變低及頻率偏移的影響。
文檔編號H04B1/707GK101699772SQ20091019379
公開日2010年4月28日 申請日期2009年11月10日 優先權日2009年11月10日
發明者施英, 許鴻輝, 高原 申請人:京信通信系統(中國)有限公司