上行多用戶時域同步頻分多址接入方法

2023-05-26 23:19:11 4

專利名稱：上行多用戶時域同步頻分多址接入方法
技術領域：
本發明涉及無線通信中的多址接入技術，具體涉及一種採用單載波或者多載波信號的上行多用戶時域同步頻分多址接入方法。

背景技術：
在無線通信系統中，多址方式允許多個移動用戶同時共享有限的頻譜資源。頻分多址(FDMA)、時分多址(TDMA)和碼分多址(CDMA)是無線通信系統中共享有效帶寬的三種主要接入技術。而正交頻分復用多址(Orthogonal Frequency Division MultiplexingAccess，OFDMA)技術是一種基於OFDM的多址技術，也稱為多用戶OFDM技術，該技術最先由Sari和Karam提出並應用於有線電視網絡中(CATV)。OFDMA將傳輸帶寬劃分成正交的子載波集，將不同的子載波集靈活地分配給不同的用戶來達到多用戶接入的目的。OFDMA是實現OFDM系統中多用戶復用和接入的最有效的方式，因此，近年來也倍受關注和研究，在歐洲數位電視回傳信道標準DVB-RCT就採用了OFDMA技術，在IEEE 802.16e標準中，OFDMA作為最核心的物理層技術被應用到WiMAX系統中。OFDMA被廣泛視為下一代寬帶無線通信的首選技術。
在諸多的OFDMA系統中，OFDM符號均使用循環前綴(CyclicPrefix)用作IDFT塊的保護間隔，以便抵消接收信號中可能存在的多徑信號，防止碼間串擾，該結構稱為循環前綴的OFDM(CP-OFDM)。CP-OFDM目前已經得到了廣泛的應用，如DAB、DVB-T、IEEE802.11a、HIPERLAN/2、WLAN、WiMAX等，目前絕大多數的B3G/4G提案都使用了CP-OFDM。申請號為01124144.6的中國發明專利申請「正交頻分復用調製系統中保護間隔的填充方法」提出了PN序列作為IDFT塊的保護間隔的OFDM幀結構，並以此為基礎形成了中國地面數位電視標準DTMB的核心技術TDS-OFDM(Time DomainSynchronous OFDM，TDS-OFDM)。相對於CP-OFDM，由於TDS-OFDM系統中的PN序列除了作為OFDM塊的保護間隔以外，在接收端還可以被用做信號幀的幀同步、載波恢復與自動頻率跟蹤、符號時鐘恢復、信道估計等用途，因而不需要像CP-OFDM那樣再利用專門的導頻或前導訓練序列來輔助完成同步及信道估計，因而TDS-OFDM可以提供比CP-OFDM高約10％的頻譜效率。此外，已有文獻證明，TDS-OFDM可以提供比CP-OFDM更好的系統性能。
在以CP-OFDM為基礎的OFDMA系統中，不同單一用戶的信號幀經過多徑信道後，幀頭保護間隔和幀體IDFT數據塊都會產生如圖1(a)中陰影所示的「拖尾」，但由於保護間隔是幀體IDFT數據塊的循環前綴，直接去掉CP後的幀體接收序列便具有循環特性，從而將幀體IDFT數據塊與信道之間的線性卷積轉化為循環卷積，並可以通過簡單的離散傅立葉變換(DFT)完成幀體IDFT數據塊的信道均衡，進而恢復出發送端的幀體數據。在CP-OFDMA系統中，不同用戶發送的頻域數據相互正交，則按照單用戶OFDM系統中完全一致的方法，基站從接收信號中直接去掉保護間隔，所得到的各用戶數據線性疊加在一起的接收信號仍具有循環特性，因此，將此信號作DFT變換到頻域，則在頻域將各用戶相互正交的子載波分離，進而可以恢復出不同用戶的發送數據。
然而，在以TDS-OFDM為基礎的OFDMA系統中，情況就要複雜得多。對於以TDS-OFDM為基礎的多址接入系統的某單一用戶，由於其幀頭保護間隔不是循環前綴，而是不同的PN序列，故TDS-OFDM信號幀經過多徑信道後，如圖1(b)所示，幀頭PN序列產生的「拖尾」與幀體OFDM數據產生的「拖尾」完全不同，在接收端信號中直接截取幀體部分所得的序列因為幀頭PN序列的「拖尾」幹擾將不再具有循環特性，故不能直接運用DFT變換實現信道均衡。因此，在接收端需要採用不斷迭代的方法來消除PN序列對幀體OFDM數據的幹擾，以便恢復幀體OFDM信號的循環特性。
現有技術中有文獻在上述迭代幹擾消除方法的基礎上，提出了一種基於部分判決輔助的迭代幹擾消除方法和一種基於訓練序列重構的迭代幹擾消除方法，以降低迭代幹擾消除的複雜度。然而，上述兩種方法均存在兩個方面的問題首先，迭代幹擾消除方法需要進行多次迭代，算法較為複雜、運算量很大、實現複雜度較高、接收機的功耗較大；其次，只有在接收端能得到理想的信道估計的情況下，才能完全消除PN序列的影響，否則就會存在殘餘碼間幹擾，從而嚴重影響系統性能。可以說，PN序列與OFDM數據塊之間的相互幹擾是TDS-OFDM系統的主要難點和不足，這一問題在基於TDS-OFDM的多址系統中尤為突出，因為圖1(b)中不同用戶發送的信號經過不同的信道後，基站接收端必須分離出不同用戶的信號，而不同用戶的PN序列(即使不同的用戶均採用相同的PN序列)經過不同的信道後均會對OFDM數據部分產生不同的幹擾，這些幹擾疊加在一起，只有當基站估計出所有用戶信道衝擊響應後才可以按照上述的迭代幹擾消除方法將這些疊加的幹擾逐一去除，而要得到所有用戶的信道估計，必須首先消除疊加在一起的不同用戶的數據對PN序列的幹擾(假設信道估計仍通過PN序列來獲得)，但是數據對PN序列的疊加幹擾消除的前提是已知各用戶的發送數據，並得到所有用戶的信道估計，這在基站正確分離各用戶的信號之前是不可能的。因此，在多用戶TDS-OFDM中，不同用戶的數據與PN序列之間的幹擾疊加在一起，使得原本就比較複雜的迭代幹擾消除方法根本不可能消除多個用戶疊加在一起的幹擾，基站接收端也就不可能分離出不同用戶的信號。正是由於這個原因，目前基於TDS-OFDM的多址接入系統的文獻甚少。


發明內容
(一)要解決的技術問題 本發明要解決的技術問題是如何解決TDS-OFDM用於上行多址接入時多用戶間幀頭與幀體之間的疊加幹擾難以消除的問題；如何使得多載波OFDMA和單載波SC-FDMA可以採用統一的信號幀結構進行上行多用戶傳輸；以及如何以比傳統的單用戶TDS-OFDM系統更低的複雜度實現多用戶接入，並且在移動條件下特別是低速移動時取得更好的系統性能。
(二)技術方案 為了解決上述技術問題，本發明提供了一種上行多用戶時域同步頻分多址接入方法，包括以下步驟 組幀步驟，在發送端以超幀為基本單元組成信號幀，組成所述超幀的方式為在L個信號子幀之前插入前導序列；其中，所述信號子幀包括時域數據塊和後保護間隔，所述前導序列包括訓練序列、前保護間隔和所述後保護間隔，所述前保護間隔與後保護間隔相同； 信號發送步驟，將按照所述組幀步驟的方式組成的信號幀進行發送。
其中，根據無線信道的相干時間大小或者無線信道的變化速度確定所述信號子幀的個數L。
其中，所述無線信道的都卜勒擴展帶寬越大，則所述信號子幀的個數L的取值越小；所述無線信道的都卜勒擴展帶寬越小，則所述信號子幀的個數L的取值越大。
其中，所述前保護間隔和後保護間隔均為所述訓練序列中的最後K個符號，且K大於或等於無線信道的最大時延擴展。
其中，所述訓練序列是單載波形式的時域m序列，其中，相鄰兩個用戶m、m+1所採用的時域序列為pm和pm+1，pm+1是pm經過Ls位循環位移後得到的序列； 其中，所述訓練序列是多載波形式的頻域序列，不同用戶的訓練序列佔用頻域上相互正交的子載波，然後通過逆傅立葉變換得到其對應的時域中的訓練序列。
其中，所述時域數據塊為IDFT時域數據塊。
其中，所述IDFT時域數據塊為正交頻分復用多址形式的多載波信號，或者單載波頻分多址形式的單載波信號。
其中，若所述訓練序列是多載波形式的頻域序列，不同用戶均按照一一對應的方式分別佔用所述訓練序列和IDFT時域數據塊中對應的相互正交的子載波。
其中，在所述信號發送步驟之後還包括多用戶循環特性重構步驟，所述多用戶循環特性重構步驟包括步驟S1通過所述信號子幀中的後保護間隔與所述前導序列的後保護間隔之間的加減運算對所述IDFT數據塊進行時域上的多用戶循環特性重構。
其中，所述多用戶循環特性重構步驟還包括步驟S2在接收端將時域上經過多用戶循環特性重構後的信號變換到頻域，並在各用戶對應的子載波集合上選擇各用戶的頻域信號，從而在頻域上完成所有用戶信號的正交分離。
其中，在所述多用戶循環特性重構步驟之後還包括信道估計步驟將接收到的由各用戶的訓練序列疊加在一起的信號與本地訓練序列做循環相關來得到所有用戶信道的信道估計結果，然後通過在時域上設置相互正交的用戶窗口來選擇各用戶的信道估計結果。
其中，在所述信道估計步驟之後還包括信號恢復步驟，在接收端根據在頻域上已經分離出的各用戶的接收信號和在時域上分離得到的各用戶的信道估計結果，採用單抽頭頻域均衡方法恢復出發送端所發送的各用戶的單載波信號或多載波信號。
(三)有益效果 本發明通過設計可用於上行多用戶接入的幀結構，解決了TDS-OFDM用於上行多址接入時多用戶間幀頭與幀體之間的疊加幹擾難以消除這一技術難題；同時，由於該幀結構既適用於OFDMA多載波信號，也適用於SC-FDMA單載波信號，從而使得多載波OFDMA和單載波SC-FDMA可以採用統一的信號幀結構進行上行多用戶傳輸；第三，由於本發明設計的新的幀結構，在實現幹擾消除和信道估計時不需要迭代運算，因此採用本發明幀結構的上行多用戶時域同步頻分多址接入(TDS-FDMA)方法還以比傳統的單用戶TDS-OFDM系統更低的複雜度實現了多用戶接入，而且在移動條件下特別是低速移動時能夠取得更好的系統性能。



圖1為基於CP-OFDM的多址接入系統與基於TDS-OFDM的多址接入系統中的幀結構對比(a)與(b)； 圖2為本發明實施例的多址接入方法中所設計的幀結構； 圖3為本發明實施例的多址接入方法中接收端所有用戶的IDFT數據塊的循環特性重構過程的示意圖； 圖4為基於本發明實施例的多址接入方法傳輸OFDMA上行多載波信號和傳輸SC-FDMA單載波信號的系統結構框圖； 圖5為本發明實施例的多址接入方法中的多用戶信道估計方法與傳統的TDS-OFDM單用戶系統中迭代信道估計方法在均方誤差(MSE)方面的性能對比結果； 圖6為本發明實施例的多址接入方法與傳統的TDS-OFDM單用戶系統在四種典型多徑信道中的誤比特率(BER)性能對比結果； 圖7為本發明實施例的多址接入方法和傳統的TDS-OFDM系統在瑞利衰落信道下的BER性能對比結果。

具體實施例方式 下面結合附圖和實施例，對本發明的具體實施方式
作進一步詳細描述。以下實施例用於說明本發明，但不用來限制本發明的範圍。
實施例1 本發明實施例的上行多用戶時域同步頻分多址接入方法，可支持系統中同時有M個用戶發起接入請求並同時處理這M個用戶的數據的情況。
在本發明的上行多用戶時域同步頻分多址接入方法中，各用戶的信號幀結構的基本單元是超幀，如圖2所示，超幀由前導序列和L個信號子幀構成。
超幀中的信號子幀個數L可根據無線信道的相干時間大小進行動態調整，通常情況下，用戶終端的移動速度越快(或者信道的都卜勒擴展越大)，則L的取值越小；反之，用戶終端的移動速度越慢(或者信道的都卜勒擴展越小)，則L的取值越大。具體而言，超幀中的信號子幀個數L的實施方式可以是 L＝1，即超幀中前導序列後只有一個信號子幀，此時信道估計結果更新的速度最快，適合於信道變化非常快的情況； L＝3，即超幀中前導序列後有3個信號子幀，與LTE中上行幀結構每隔3個符號出現1個導頻符號類似，此時信道估計結果更新的速度比較快，適合於信道變化比較快的情況； L＝12，即超幀中前導序列後有12個信號子幀，此時信道估計結果更新的速度比較慢，適合於信道變化比較慢的情況；或者 L取其他任意大小正整數，信道估計結果更新的速度與L成反比，當L比較大時，可通過插值，濾波等方式在一定程度上提高信道估計的性能。
超幀中的長度為Ng的前導序列由長度為Np的m序列構成及其前保護間隔和後保護間隔的，前保護間隔和後保護間隔相同，由K個符號組成，均等同於前導序列中m序列的最後K個符號，即有 Ng＝Np+2K.(1) 前導序列中的m序列(訓練序列的實施方式之一)可用線性反饋移位寄存器(LFSR)來生成，所需m序列的長度Np取決於上行多用戶時域同步頻分多址接入系統中可同時支持的用戶數M和各用戶的所經歷信道的最大時延擴展lmax，m序列的長度應當滿足Np≥M·lmax。具體而言，前導序列中的m序列長度的實施方式可以是Np＝255；Np＝511；Np＝1023；或Np＝2047。
前導序列中的前保護間隔和後保護間隔是為了在多徑情況下對m序列進行保護，同時用於超幀中IDFT數據塊的循環特性重構，前保護間隔和後保護間隔的長度K應大於或等於各用戶信道的最大時延擴展lmax，同時小於或等於m序列的長度Np，即lmax≤K≤Np。具體而言，前導序列中的前保護間隔和後保護間隔的長度K的實施方式可是K＝lmax；

其中

表示向上取整；K＝Np；或者K取滿足lmax≤K≤Np的任意正整數。
對於前導序列的m序列，相鄰兩個用戶m和用戶m+1個所採用的m序列pm，0和pm+1，0，pm+1，0是pm，0經過Ls位循環位移後得到的，即 其中

表示對序列

進行Ls位循環位移 m序列循環位移的位數Ls取決取決於上行多用戶時域同步頻多址接入系統中可同時支持的用戶數M、各用戶的所經歷信道的最大時延擴展lmax、m序列的長度Np。具體而言，m序列循環位移的位數Ls的實施方式可是Ls＝lmax，其中lmax為各用戶的所經歷信道的最大時延擴展；優選地，取

其中

表示向上取整。
超幀中的信號子幀由IDFT時域數據塊和後保護間隔構成。信號子幀中的IDFT數據塊既可以是正交頻分復用多址(OFDMA)形式的多載波信號，也可以是單載波頻分多址(SC-FDMA)形式的單載波信號。具體而言，信號子幀由IDFT時域數據塊的產生實施方式可是 實施方式一IDFT時域數據塊是OFDMA形式的多載波信號，即各用戶的頻域信號首先經過子載波分配後再進行IDFT變換到時域，其信號產生的具體方法如下首先，用戶m在第i個信號子幀傳輸的頻域信號

經過子載波分配後將擴展得到N維的頻域矢量
其中Γm表示第m個用戶的子載波集合，為保持個用戶數據的正交性，各用戶的子載波集合{Γm}m＝1M應當保持正交，即

(i≠j)；然後，將頻域信號

經過N點IDFT變換後得到多載波形式的IDFT時域數據塊
實施方式二IDFT時域數據塊是SC-FDMA形式的單載波信號，各用戶的時域信號首先經過DFT變換到頻域，然後經過子載波分配後進行IDFT變換回時域，其信號產生的具體方法如下首先，用戶m在第i個信號子幀傳輸的時域信號

經過Lm點DFT變換後得到其頻域信號
其次，頻域信號

經過與(4)類似的子載波分配後將擴展得到N維的頻域矢量

最後，將頻域信號

經過N點IDFT變換後得到單載波形式的IDFT時域數據塊
上述IDFT時域數據塊的產生的具體實施方式
的選擇可以通過圖4各用戶發射機中的單多載波信號選擇開關來控制。
對於信號子幀中的IDFT時域數據塊，不論其是OFDMA形式的多載波信號，還是SC-FDMA形式的單載波信號，其生成過程都涉及到正交子載波分配。對於子載波分配方案，其具體的實施方式可是 實施方式一連續子載波分配，即將整個帶寬分配成多個連續的子載波組，每個組裡有連續相鄰的子載波，給每個用戶分配一個或者多個子載波組來傳輸其信號幀； 實施方式二交織子載波分配，即採用交織的子載波為M個不同用戶分配其佔用的子載波具有間隔的一組子載波分配給同一用戶，使得每個用戶的子載波均勻分布在給定帶寬上，不同子信道的載波以規則的方式交織； 實施方式三隨即子載波分配，即採用偽隨機的方式為M個不同用戶分配其佔用的子載波，具有不等間隔的一組子載波分配給同一用戶，使得每個用戶的子載波非均勻分布在給定帶寬上，不同子信道的載波以偽隨機的方式交織。
實施例2 本實施例給出上行多用戶時域同步頻分多址接入方法的中的多用戶循環特性重構方法。
圖3中，(a)為M個用戶的接收信號示意圖，(b)為第m個用戶的循環特性重構示意圖，(c)為M個用戶的聯合循環特性重構示意圖。如圖3所示，對於上行多用戶時域同步頻分多址接入系統中的全部M個用戶，M個用戶的信號將在接收端疊加在一起。前導序列對應的接收信號

和信號子幀i對應的接收信號

可分別表示為 為了重構信號子幀i中IDFT數據塊的循環特性，將該子幀IDFT數據塊對應的接收信號{rtotal，i(n)}n＝0N-1首先加上本幀IDFT數據塊後保護間隔所對應的接收信號{rtotal，i(n)}n＝NN+K-1，然後減去前導序列中後保護間隔所對應的接收序列

從而得到一個新的序列 將式(8)代入式(7)，可得 假設信道在一個超幀中基本不變，則前導序列中的m序列、後保護間隔以及各信號子幀中的後保護間隔經過多徑信道後均產生相同的拖尾，在圖3(a)中用相同的陰影來表示。因此，我們可以得到 其中，

和

分別是前導序列中的m序列

和信號子幀i中的IDFT數據塊

經過信道

後的響應，lm為用戶m所經歷的信道hm，i的最大時延擴展。將(10)代入(9)，可得 其中 得到序列

的過程可由圖3(b)所示，從(12)及圖3(b)可以看出，新序列y′m，i的形式與CP-OFDM系統中的IDFT接收信號完全一致。因此，新序列y′m，i已完成了對用戶m在第i子幀的IDFT數據塊的循環特性重構。按照完全相同的方式，圖3(b)也給出了超幀中其他子幀的IDFT數據塊的循環特性重構過程。
得到新序列y′total，i的過程可由圖3(c)所示。顯然，由於y′total，i是已完成循環特性重構的序列集合{y′m，i}m＝1M的線性組合，因此式(11)以及圖3(c)中的y′total，i也具有循環特性，這與圖1所示的CP-OFDMA系統中接收信號的形式完全一致。至此，利用本發明提出的幀結構，通過接收端簡單的加減運算便完成了上行多用戶時域同步頻分多址接入系統中接收IDFT數據塊的聯合循環特性重構。
對上述加減運算處理後得到的多用戶時域線性疊加的具有循環特性的信號y′total，i作DFT變換得到其頻域信號

然後按照與發送端一一對應的子載波分配方式，在頻域選取屬於各自用戶的信號 其中，n為子載波的編號，m代表不同的用戶。式中Y′m，i(n)為經過循環前綴重構得到的信號y′m，i(n)的頻域表示，其矢量表示為 由於不同用戶佔用的子載波之間是相互正交的(

(i≠j))，因此，在時域線性疊加的多用戶信號在頻域被正交分離開來，從而實現了多址信號的頻域正交分離。
可見，在上行多用戶時域同步頻分多址接入系統的接收端，通過一次簡單的加減運算就可以同時重構出所有用戶在時域線性疊加的幀體IDFT數據塊的循環特性，這不但避免了多址接入系統中為分別重構各用戶接收數據的循環特性可能帶來的高複雜度的運算及其誤差，而且該多址接入系統中的循環特性重構方法比傳統TDS-OFDM系統中單用戶接收數據的迭代循環重構方法還要簡單得多。具有循環特性的信號經過DFT變換後，即可在頻域將各個用戶的信號正交分離。
實施例3 本實施例給出採用與實施例2相同方法在接收端在頻域上完成了所有用戶信號的正交分離後，通過信道估計恢復出發端原始數據的過程。
經過循環特性重構並在頻域上正交分離的用戶信號Y′m，i可表示為 Y′m，i(n)＝Hm，i(n)·Xm，i(n)+Wm，i(n) 0≤n≤N-1(14) 其中Wm，i(n)為噪聲，

為第m個用戶在第i幀經過的信道hm，i的DFT變換。
可見，在頻域得到的可正交分離的多址信號是不同用戶的發送信號經過各自信道後得到的信號，因此，要恢復出各用戶的發送信號，還必須得到不同用戶各自的信道估計，然後通過頻域信道均衡後就可以恢復發端的原始數據。
各用戶的信道估計可通過本地m序列與前導序列中接收到的m序列做循環相關來得到。由於幀結構的設計中相鄰用戶m和m+1在前導序列中所採用的m序列pm+1，0和pm，0滿足式(2)中所示的Ls位循環位移關係，那麼 由於m序列具有非常良好的自相關性，即有 其中

表示循環相關。那麼，pj，0和pk，0之間的互相關函數則為 由於各用戶的前導序列中均包含了長度為K的m序列的前保護間隔，當

時，接收端接收到的M個m序列的疊加序列

本身就滿足循環特性，qm可表示為 其中矢量vm表示用戶m的接收m序列中的高斯噪聲。
將接收到疊加序列qm與本地m序列之一p1，0作循環相關可得 由式(19)可知，hm，i在時域上被搬移了(m-1)·Ls，若lmax≤Ls且M·Ls≤Np，那麼被搬移後的hm，i(1≤m≤M)與在時域上互不重疊，也即M個用戶的信道hm，i(1≤m≤M)在時域上被正交分離，從而可得到用戶m的信道估計
可見，原本在時域上混疊在一起無法分離的多用戶信道，經過上述本地m序列與前導序列中接收到的m序列做一次循環相關後，便可在時域上完成正交分離。
值得注意的是，用於上述多用戶聯合信道估計的本地m序列可以是M個用戶中任何一個用戶的前導序列所採用的m序列pu，0(1≤u≤M)，這是因為 將時域上經過正交分離得到的各用戶的信道估計

做DFT變換到頻域得到

然後通過簡單的單抽頭頻域均衡器去均衡經過正交分離得到的各用戶接收信號，則可恢復出發送端各用戶的發射信號 其中

即為第m個用戶在的第i個信號子幀中發送的頻域信號Xm，i的估計。對頻域均衡後的頻域信號

進行判決，其具體實施方式
可以是若發送端IDFT數據塊採用的是OFDMA形式的多載波信號，則對

直接進行判決；若發送端IDFT數據塊採用的是SC-FDMA形式的單載波信號，則需要對

做IDFT變換後得到時域信號

然後再進行判決。
上述判決方式的具體實施方式
的選擇可以通過圖4接收機中的單多載波信號選擇開關來控制。
至此，我們已分離並恢復出上行多用戶時域同步頻分多址接入系統中發端各用戶的發送數據。圖4給出了基於發明上行多用戶時域同步頻分多址接入系統的傳輸OFDMA上行多載波信號和傳輸SC-FDMA上行單載波信號的系統框圖。
為了分析本發明所提出的上行多用戶時域同步頻分多址接入方法的複雜度，表1給出了本發明的多址接入方法與直接迭代法(參見文獻[1]J.Wang，Z.Yang，C.Pan，J.Song，and L.Yang，「Iterativepadding substruction of the PN sequence for the TDS-OFDM overbroadcasting channels，」IEEE Trans.Consumer Electron.，vol.51，no.4，pp.1148-1152，Nov.2005)、基於部分判決反饋的迭代幹擾消除方法(參見文獻[2]Shigang Tang，Kewu Peng，Ke Gong，et al.，″NovelDecision-Aided Channel Estimation for TDS-OFDM Systems，″in Proc.IEEE International Conference on Communications(ICC′08)，May.2008，vol.1，pp.946-950)、基於訓練序列重構的方法(參見文獻[3]FangYang，Jintao Wang，Jun Wang，et al.，「Channel Estimation for theChinese DTTB System Based on a Novel Iterative PN SequenceReconstruction，″in Proc.IEEE International Conference onCommunications(ICC′08)，May.2008，pp.285-289)等文獻中記載的方法在實現幹擾消除和信道估計時所需要的計算複雜度對比。表中的J表示迭代次數。
表1 從表1中可以看出，當迭代次數J＝1時，基於部分判決反饋的迭代幹擾消除方法的複雜度是直接迭代方法的68％，基於訓練序列重構的方法的複雜度是直接迭代法的24％，而本發明基於新的超幀結構，由於不需要迭代，而且聯合循環重構和聯合信道估計的方法都非常簡單，因此其複雜度僅為直接迭代法的6％。當迭代次數J增大時，本發明所述方法的相對複雜度則更低。
基於上述描述及具體實施方式
，對本發明所提出的上行多用戶時域同步頻分多址接入方法，以系統同時支持4個用戶(M＝4)為例，系統的主要參數如表2所示，本實施例對該系統的可行性和性能進行了計算機仿真，仿真中所用的信道為表3所示的4種典型無線多徑信道Brazil A和Brazil D(參見文獻「Digital Television Systems-BrazilianTests-Final Report，」ANATEL SP，May 2000)，以及ITU推薦的信道模型Indoor B and Vehicular A(參見文獻Recommendation ITU-RM.1225，「Guideline for Evaluation of Radio Transmission Technologyfor IMT-2000，」1997)。上行多用戶系統中的用戶1、用戶2、用戶3和用戶4分別經過多徑信道Brazil A、Indoor B、Vehicular A和Brazil D。
表2 表3
本實施例給出了本發明提出的上行多用戶時域同步頻分多址接入系統中的多用戶信道估計方法與傳統TDS-OFDM系統中迭代信道估計方法(參考文獻[1])在均方誤差(MSE)方面的性能對比仿真結果。在圖5給出仿真結果中，Iter表示迭代次數。文獻[1]已指出，當Iter＝2時，信道估計的MSE可基本達到迭代法所能取得的性能上界，但圖8中的仿真結果表明，此時迭代法信道估計的性能仍然沒有本發明中利用前導序列進行多用戶聯合信道估計的方法性能好。這是因為在傳統的TDS-OFDM系統中，IDFT數據塊對PN的幹擾將會影響迭代信道估計算法的性能，雖然可以通過迭代的幹擾消除來減小法來這鐘幹擾，但是幹擾不能完全消除。相反，在本發明中用於信道估計的m序列由於在幀結構設計中保護了前保護間隔，因此不存在IDFT數據塊對m序列的幹擾，因此即使信道估計是針對上行多用戶系統中的所有用戶同時進行的，也可以得到更精確的信道估計結果。
圖6給出了提出的上行多用戶時域同步頻分多址接入系統與傳統的TDS-OFDM單用戶系統在四種典型多徑信道中的誤比特率(BER)性能對比結果。仿真採用的子載波分配方式為交織分配，多用戶系統中的4個用戶分別佔用可用子載波總數的1/4，傳統的TDS-OFDM單用戶系統中只有一個用戶並佔用所有可用子載波。仿真結果表明，本發明的上行多用戶系統中每個用戶所能達到的BER性能與傳統TDS-OFDM單用戶系統中一個用戶所能達到的BER性能非常接近，且略好於傳統的單用戶系統。這是因為，一方面，基於本發明前導序列中m序列的信道估計可以獲得更精確的信道估計結果；另一方面，與傳統TDS-OFDM單用戶系統不同的是，本發明在重構IDFT數據塊的循環特性時不需要任何信道信息(CSI)，因而可以獲得更精確的重構結果。
圖7給出了本發明提出的上行多用戶TDS-FDMA系統和傳統的TDS-OFDM系統在瑞利衰落信道下的BER性能對比，採用的信道模型為VehicularA，信道的最大都卜勒擴展分別為10Hz、30Hz和100Hz，分別對應終端用戶的低速、中速和高速移動場景。從仿真結果中可以看出，對於BER為5×10-3，當最大都卜勒擴展分別為10Hz時，傳統單用戶TDS-OFDM系統中所需的SNR約為25dB，而多用戶TDS-FDMA系統所需的SNR則約為22dB，因此SNR提升了約3dB；當最大都卜勒擴展分別為30Hz時，SNR提升了約4dB；當最大都卜勒擴展分別為100Hz時，SNR的提升空間大幅減小，二者的BER性能非常接近。可以看出，在低速特別是中速時變信道下本發明提出的上行多用戶TDS-FDMA系統可以比傳統單用戶TDS-OFDM系統獲得更好的BER性能，這是因為，本發明幀結構在多用戶IDFT數據的聯合循環特性重構過程中不需要任何信道信息，避免了PN序列與數據部分的迭代幹擾消除，而傳統的單用戶TDS-OFDM系統在循環特性的迭代重構過程中需要不斷利用信道信息以逐步消除PN序列與數據部分的幹擾，在時變條件下，通過信道估計得到的信道信息存在一定的誤差，而這個誤差在迭代過程中可能不斷累加，從而導致了系統性能的惡化；在高速移動情況下，由於信道的相干時間縮短，而本發明的信道估計是通過前導序列獲得的，因此更新速度相對減慢，因此由於快速時變引起的信道估計誤差就變大，從而損失了循環重構不需要信道信息帶來的增益。這個問題可以通過動態調整幀結構中信號子幀的個數L來解決，然而較小的L就意味這較大的傳輸有效性損失，不過這是在高速移動條件下為了獲得傳輸的可靠性需要付出的代價。
上述理論分析和仿真結果都表明，本發明的上行多用戶時域同步頻分多址接入方法通過幀結構中IDFT數據塊的後保護間隔和前導序列的後保護間隔之間一次簡單的加減運算便可完成所有用戶接收DFT數據塊的聯合循環特性重構，通過本地m序列與前導序列中m序列的一次循環相關便可完成所有用戶的信道估計，整個方案簡單可行，而且以比傳統的單用戶TDS-OFDM系統更低的複雜度實現了多用戶接入，並且在低速和中速移動條件下取得了更好的系統性能。同時，本發明還為多載波OFDMA信號和單載波SC-FDMA信號提供了一種統一而靈活的上行多址幀結構。
以上所述僅是本發明的優選實施方式，應當指出，對於本技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本發明技術原理的前提下，還可以做出若干改進和變型，這些改進和變型也應視為本發明的保護範圍。
權利要求
1.一種上行多用戶時域同步頻分多址接入方法，其特徵在於，包括以下步驟
組幀步驟，在發送端以超幀為基本單元組成信號幀，組成所述超幀的方式為在L個信號子幀之前插入前導序列；其中，所述信號子幀包括時域數據塊和後保護間隔，所述前導序列包括訓練序列、前保護間隔和所述後保護間隔，所述前保護間隔與後保護間隔相同；
信號發送步驟，將按照所述組幀步驟的方式組成的信號幀進行發送。
2.如權利要求1所述的上行多用戶時域同步頻分多址接入方法，其特徵在於，根據無線信道的相干時間大小或者無線信道的變化速度確定所述信號子幀的個數L。
3.如權利要求2所述的上行多用戶時域同步頻分多址接入方法，其特徵在於，所述無線信道的都卜勒擴展帶寬越大，則所述信號子幀的個數L的取值越小；所述無線信道的都卜勒擴展帶寬越小，則所述信號子幀的個數L的取值越大。
4.如權利要求1所述的上行多用戶時域同步頻分多址接入方法，其特徵在於，所述前保護間隔和後保護間隔均為所述訓練序列中的最後K個符號，且K大於或等於無線信道的最大時延擴展。
5.如權利要求1所述的上行多用戶時域同步頻分多址接入方法，其特徵在於，所述訓練序列是單載波形式的時域m序列，其中，相鄰兩個用戶m、m+1所採用的時域序列為pm和pm+1，pm+1是pm經過Ls位循環位移後得到的序列。
6.如權利要求1所述的上行多用戶時域同步頻分多址接入方法，其特徵在於，所述訓練序列是多載波形式的頻域序列，不同用戶的訓練序列佔用頻域上相互正交的子載波，然後通過逆傅立葉變換得到其對應的時域中的訓練序列。
7.如權利要求1～6之任一項所述的上行多用戶時域同步頻分多址接入方法，其特徵在於，所述時域數據塊為IDFT時域數據塊。
8.如權利要求7所述的上行多用戶時域同步頻分多址接入方法，其特徵在於，所述IDFT時域數據塊為正交頻分復用多址形式的多載波信號，或者單載波頻分多址形式的單載波信號。
9.如權利要求6所述的上行多用戶時域同步頻分多址接入方法，其特徵在於，若所述訓練序列是多載波形式的頻域序列，不同用戶均按照一一對應的方式分別佔用所述訓練序列和IDFT時域數據塊中對應的相互正交的子載波。
全文摘要
本發明公開了一種上行多用戶時域同步頻分多址接入方法，包括步驟在發送端以超幀為基本單元組成信號幀，組幀方式為在L個信號子幀之前插入前導序列；信號子幀包括時域數據塊和後保護間隔，前導序列包括訓練序列、前保護間隔和所述後保護間隔，前保護間隔與後保護間隔相同，所述訓練序列由相鄰用戶間的存在時域循環位移的m序列構成；將組成的信號幀發送。本發明解決了TDS-OFDM用於上行多址接入時多用戶間幀頭與幀體之間的疊加幹擾難以消除的問題；使得多載波OFDMA和單載波SC-FDMA可以採用統一的信號幀結構進行上行多用戶傳輸；而且以比傳統的單用戶TDS-OFDM系統更低的複雜度實現了多用戶接入，在移動條件下特別是低速移動時能夠取得更好的系統性能。
文檔編號H04B7/26GK101807954SQ20101012974
公開日2010年8月18日 申請日期2010年3月19日 優先權日2010年3月19日
發明者宋健, 戴凌龍, 符劍, 楊知行 申請人:清華大學, 波音公司