傳感器裝置及方法

2023-05-27 10:46:16 1

專利名稱：傳感器裝置及方法
技術領域：
本發明涉及一種傳感器裝置和方法，特別但不限於涉及一種用於檢測兩個部件的相對位置的位置傳感器。
各種形式的感應傳感器已經用於產生表示兩個相對可移動部件的位置的信號。典型地，一個部件承載激勵線圈和兩個或更多個傳感器線圈，而另一個部件承載諧振電路。諧振電路和每個傳感器線圈之間的磁耦合隨著位置而改變，因此，通過在諧振電路的諧振頻率施加振蕩信號給激勵線圈，在每個傳感器線圈中感應信號，其中每個傳感器線圈在諧振頻率振蕩，而它的振幅隨著兩個部件的相對位置的函數而變化。
國際專利公報WO94/25829介紹了一種旋轉位置傳感器，其中兩個激勵線圈和傳感器線圈關於包括諧振電路的旋轉部件垂直定位，以便每個激勵線圈和傳感器線圈之間的磁耦合根據旋轉部件的角度位置變化。同相振蕩信號和正交振蕩信號(即與同相振蕩信號相差90度)分別被施加給兩個激勵線圈，並且由在傳感器線圈中感應的對應同相信號和正交信號的信號分量的相對振幅確定旋轉部件的旋轉位置。
在WO94/25829中介紹的旋轉位置傳感器的問題是由在傳感器線圈中感應的信號獲得旋轉位置所需的處理不適於數字處理技術。
根據本發明的一方面，提供一種其中信號發生器給激勵線圈施加激勵信號的傳感器，其中激勵信號包括具有由周期調製信號調製的載頻的周期載波信號，所述周期調製信號具有低於載頻的調製頻率。給激勵線圈施加激勵信號在傳感器線圈中感應周期電信號，該電信號根據由傳感器測量的參數改變，並且信號處理器處理感應的周期信號，從而確定表示正在測量的參數的值。
通過由低頻調製信號調製振蕩載波信號以形成激勵信號，而不是調製在傳感器線圈中感應的信號，該傳感器可以很好地適於使用數字處理技術來產生激勵信號和處理傳感器線圈中感應的信號。
優選地，該信號經過諧振器耦合在激勵線圈和傳感器線圈之間，該諧振器具有基本上等於激勵信號的載頻的諧振器的諧振頻率。通過這種方式，通過激勵線圈和諧振器之間的電磁耦合有效地濾除不希望的較高諧波。
現在參照附圖介紹本發明的典型實施例，其中

圖1示意性地表示位置傳感器的透視圖；圖2示意性地表示圖1中所示的位置傳感器的主要部件；圖3A表示形成圖1中所示位置傳感器的一部分的正弦線圈的布圖；圖3B表示形成圖1中所示位置傳感器的一部分的餘弦線圈的布圖；圖3C表示形成圖1中所示位置傳感器的一部分的讀出線圈的布圖；圖4表示形成圖1中所示位置傳感器的一部分的傳感器元件；圖5A示意性地表示在形成圖4中所示傳感器元件的一部分的諧振電路中感應的信號的相位如何隨著驅動信號的頻率變化；圖5B示意性地表示在形成圖4中所示傳感器元件的一部分的諧振電路中感應的信號的振幅如何隨著驅動信號的頻率變化；圖6A是表示施加於圖3B中所示餘弦線圈的信號的時序圖；圖6B是表示施加於圖3A中所示正弦線圈的第一信號的時序圖；圖6C是表示施加於圖3A中所示正弦線圈的第二信號的時序圖；圖7A-7C是表示當對於傳感器元件的三個不同位置當將圖6A中所示信號施加於餘弦線圈和將圖6B中所示信號施加於正弦線圈時，在圖3C中所示讀出線圈中感應的信號的時序圖；圖8A-8C是表示當對於傳感器元件的三個不同位置當將圖6A中所示信號施加於餘弦線圈和將圖6C中所示信號施加於正弦線圈時，在圖3C中所示讀出線圈中感應的信號的時序圖；圖9是更詳細地表示圖1中所示位置傳感器的處理電路的方框圖；圖10更詳細地表示圖9中所示處理電路的模擬信號處理元件；圖11A-11D是表示在圖9中所示處理電路內在各個位置的信號的時序圖；圖12是表示在圖9中所示處理電路的微處理器形成部分接收的脈衝的時序圖；圖13是表示進行計算圖1中所示位置傳感器的傳感器元件的位置的操作的流程圖；圖14是更詳細地表示進行計算圖1中所示位置傳感器的傳感器元件的位置所使用的正向角度的操作的流程圖；和圖15是更詳細地表示進行計算圖1中所示位置傳感器的傳感器元件的位置所使用的反向角度的操作的流程圖。
圖1示意性地表示用於檢測傳感器元件1的位置的位置傳感器，該傳感器元件1可滑動地安裝在支架3上，從而可以沿著測量方向(圖1中的X方向)線性運動。印刷電路板(PCB)5沿著與支架3相鄰的測量方向延伸並且具有印刷在其上的導電跡線，該導電跡線形成正弦線圈7、餘弦線圈9和讀出線圈11，所述每個線圈都連接到控制單元13。顯示器15也連接到控制單元13，用於顯示表示傳感器元件1沿著支架3的位置的數字。
如圖1所示，在外形上，PCB 5一般是矩形的，其長軸與測量方向對準，短軸垂直於測量方向。正弦線圈7、餘弦線圈9和讀出線圈11經PCB5的長邊連接到控制單元，這對應X等於零的位置值，該位置值沿著PCB 5的長度從對應X等於零的長邊而增加。
現在參照圖2介紹圖1中所示位置傳感器的操作的概要。控制單元13包括在各個不同的輸出端產生同相信號I(t)和正交信號Q(t)的正交信號發生器21。同相信號I(t)是使用在調製頻率f1振蕩的第一調製信號，通過具有載頻f0的振蕩載波信號的調幅產生的，在本實施例中，載頻f0為2MHz，調製頻率f1為3.9KHz。因此同相信號I(t)為如下形式I(t)＝Asin2πf1tcos2πf0t(1)同樣，正交信號Q(t)是使用在調製頻率f1振蕩的第二調製信號，通過具有載頻f0的振蕩載波信號的調幅產生的，其中第二調製信號與第一調製信號的相位相差π/2弧度(90度)。因此正交信號Q(t)為如下形式Q(t)＝Acos2πf1tcos2πf0t (2)同相信號I(t)被施加給正弦線圈7，正交信號Q(t)被施加給餘弦線圈9。
正弦線圈7以這種模式形成使得電流流過正弦線圈7，從而產生第一磁場B1，垂直於PCB5分解的第一磁場B1的場強分量根據以下函數沿著測量方向正弦地變化B1＝Bsin(2πx/L) (3)其中L是在X方向的正弦線圈的周期。
同樣，餘弦線圈9以這種模式形成使得電流流過餘弦線圈9，從而產生第二磁場B2，垂直於PCB5分解的第二磁場B2的場強分量也沿著測量方向正弦地變化，但是具有相對於第一磁場B1的相位的π/2弧度(90度)的相位差，如下給出B2＝Bcos(2πx/L) (4)通過這種方式，在沿著測量方向的任何位置產生的總磁場BT將由來自第一磁場B1的第一分量和來自第二磁場B2的第二分量形成，垂直於PCB5分解的第一和第二分量的大小沿著測量方向變化。
通過分別給正弦線圈7和餘弦線圈9施加同相信號I(t)和正交信號Q(t)，產生的垂直於PCB5分解的總磁場分量BT根據在調製頻率f1變化的振幅包絡函數在載頻f0振蕩，其中振幅包絡函數的相位沿著測量方向而變化。因此BT∝cos2πf0t.cos(2πf1t-2πx/L)(5)實際上，振幅包絡函數的相位沿著測量方向旋轉。在本實施例中，傳感器元件1包括具有基本上等於載頻f0的諧振頻率的諧振電路。因此總磁場分量BT在該諧振電路中感應電信號，該電信號在載頻f0振蕩並具有在調製頻率f1調製的振幅，其中其相位沿著測量方向由傳感器元件1的位置決定。在諧振電路中感應的電信號又產生磁場，該磁場在讀出線圈11中感應讀出電信號S(t)，該讀出電信號S(t)在載頻f0處振蕩。讀出信號S(t)的振幅也在調製頻率f1被調製，並且相位取決於傳感器元件1沿著測量方向的位置。讀出信號S(t)被輸入到解調讀出信號S(t)的相位檢測器23，從而除去在載頻f0的分量，並檢測其餘振幅包絡函數相對於激勵波形的相位。然後相位檢測器23向位置計算器25輸出表示被檢測相位的相位信號P(t)，該位置計算器25將被檢測相位轉換成相應的位置值並向顯示器15輸出驅動信號，從而顯示相應位置值。
通過使用大於調製頻率f1的載頻f0，在遠離低頻噪聲源如在50/60Hz的電力幹線的頻率下進行感應耦合，同時仍然可以在很好地適於數字處理的相對低頻進行信號處理。此外，增加載頻f0便於使傳感器元件1變小，這在很多應用中都是顯著的優點。提高載頻f0還產生更高的信號強度。
下面更詳細地介紹圖1中所示位置傳感器的分開的部件。
如圖3A所示，正弦線圈7是由一般圍繞遠離在測量方向上沿著PCB5的一半路程的交叉點的PCB5的周邊延伸的導電跡線形成的，其中PCB5的每個短邊上的導電跡線與PCB5的相應相對短邊交叉。通過這種方式，有效地形成了第一電流迴路21a和第二電流迴路21b。當信號被施加給正弦線圈7時，電流圍繞第一電流迴路21a和第二電流迴路21b在相反方向流動，因此圍繞第一電流迴路21a流動的電流產生磁場，該磁場的極性與由圍繞第二電流迴路21b流動的電流產生的磁場的極性相反。這導致垂直於PCB5分解的由上述等式3給出的第一磁場B1的分量的場強呈正弦變化。
特別是，正弦線圈7的布圖使得由流過正弦線圈7的電流產生的垂直於PCB5分解的第一磁場B1的分量的場強沿著測量方向從X等於0的點的大約零值變化到X為L/4位置(如圖3A所示的位置A)的最大值，然後在X等於L/2的位置(如圖3A所示的位置C)返回到零，然後在X等於3L/4位置達到最大值(具有與位置A的最大值相反的極性)，再然後在X等於L的位置返回到零。因此，正弦線圈7產生垂直於PCB5的磁場分量，該磁場分量根據正弦函數的一個周期變化。
如圖3B所示，餘弦線圈9由一般圍繞遠離兩個交叉點的PCB5的周邊延伸的導電跡線形成，其中所述兩個交叉點分別位於在測量方向沿著PCB5的四分之一和四分之三途中的位置上。通過這種方式，形成三個迴路23a、23b和23c，其中外部迴路23a和23c是內部迴路23b的尺寸的一半。當信號被施加給餘弦線圈9時，電流在一個方向圍繞外部迴路23a和23c流動，並在相反方向圍繞內部迴路23b流動。通過這種方式，由圍繞內部迴路23b流動的電流產生的磁場的極性與由圍繞外部迴路23a和23c流動的電流產生的磁場的極性相反。這導致由上述等式4給出的垂直於PCB5分解的第二磁場B2的分量的場強按正弦變化。
特別是，餘弦線圈9的布圖使得由流過餘弦線圈9的電流產生的垂直於PCB5分解的第二磁場B2的分量的場強沿著測量方向從X等於0位置的最大值變化到X等於L/4位置(如圖3B所示的位置A)的零值，然後在X等於L/2的位置(如圖3B所示的位置C)返回到最大值(具有與X等於0的位置的最大值相反的極性)，然後在X等於3L/4位置達到零，再然後在X等於L的位置為最大值(具有與X等於0的位置的最大值相同的極性)。因此，正弦線圈7產生垂直於PCB5的磁場分量，該磁場分量根據上述等式4給出的餘弦函數的一個周期變化。
如圖3C所示，讀出線圈11由一般圍繞PCB5的周邊延伸並形成單迴路的導電跡線形成。
正弦線圈7的布圖使得由圍繞第一電流迴路21a流動的電流在讀出線圈11中感應的電流基本上被由圍繞第二電流迴路21b流動的電流在讀出線圈11中感應的電流抵消。同樣，對於餘弦線圈9，由外部迴路23a和23c在讀出線圈11中感應的電流被由內部迴路21b在讀出線圈11中感應的電流抵消。使用這種平衡線圈具有的進一步的優點是來自正弦線圈7和餘弦線圈9的電磁發射隨著以比單平面線圈快的速度運行的距離而減小。這允許使用更大的驅動信號，同時仍然滿足電磁發射的調整需求。這是特別重要的，因為電磁發射的調整需求變得越來越嚴格了。
圖4更詳細地示出了傳感器元件1。如圖所示，在本實施例中，傳感器元件1包括線圈31，該線圈31的端部經電容器33連接在一起。由於線圈31具有相關的電感，因此線圈31和電容器33一起形成諧振電路。在本實施例中，諧振電路具有2MHz的標稱諧振頻率fres(這等於載頻f0)，儘管實際諧振頻率將根據諸如溫度和溼度之類的環境因素而變化。
如上所述，當振蕩驅動信號被施加於正弦線圈7和餘弦線圈9中的一個或兩個上時，在傳感器元件1的諧振電路中感應相同頻率的振蕩信號。然而，在驅動信號和感應信號之間產生相位滯後，相位滯後的量取決於驅動信號的頻率和諧振電路的諧振頻率之間的關係。如圖5A所示，相位滯後在諧振電路的諧振頻率附近變化最快，在諧振頻率的相位滯後為π/2弧度(90度)。諧振電路的品質因數越高，相位在諧振頻率附近的變化越快。然而，如圖5B所示，諧振電路的品質因數越低，在諧振電路中感應的電信號的振幅越小。因此當選擇諧振電路的品質因數值時，必須對信號強度和相位隨頻率變化的速度之間達成折衷方案。
下面參照圖6A-6C更詳細地介紹由正交信號發生器21產生並作為驅動信號施加給正弦線圈7和餘弦線圈9的正交信號。
如圖6A所示，通過使用第一調製信號調製載波信號，正交信號發生器21產生正交信號Q(t)。如圖所示，在本實施例中，第一調製信號不給載波信號施加「全面」調製。換言之，由圖6A中所示的虛線表示的振幅包絡函數沒有達到零振幅。因此實際正交信號Q(t)給出如下Q(t)＝Ccos2πf0t+Bcos2πf1tcos2πf0t (6)如圖6B所示，通過使用第二調製信號調製載波信號的振幅，正交信號發生器21產生同相信號I(t)，其中第二調製信號的相位比第一調製信號的相位滯後π/2弧度(即90度)。而且，在本實施例中，第二調製信號不給載波信號施加全面調製。因此實際同相信號I(t)給出如下I(t)＝Ccos2πf0t+Bsin2πf1tcos2πf0t (7)同相信號I(t)和正交信號Q(t)各包括三個頻率分量，一個在f0，一個在(f0+f1)，一個在(f0-f1)。從圖5A中看出，這三個分量將在傳感器元件1的諧振電路中以各自不同的相位滯後分別感應一個電信號。這將導致讀出信號S(t)的相位偏移，考慮到讀出信號S(t)的相位被用於確定傳感器元件1的位置，為了獲得準確的位置測量而必須校正這種相位偏移。在本實施例中，如後面更詳細說明的，這種校正是通過用「反相」信號I(t)代替同相信號I(t)而進行第二相位測量來實現的。
如圖6C所示，通過使用也處於調製頻率f1的第三調製信號調製載波信號(具有載頻f0)，正交信號發生器21產生反相信號I(t)，其中第三調製信號的相位比第一調製信號的相位超前π/2弧度(即90度)。而且，在本實施例中，第三調製信號不給載波信號施加全面調製。因此反相信號I(t)給出如下I(t)＝Ccos2πf0t-Bsin2πf1tcos2πf0t (8)現在參照圖7A-7C介紹當同相信號I(t)和正交信號Q(t)分別施加於正弦線圈7和餘弦線圈9時在讀出線圈11中感應的讀出信號S(t)。在圖7A-7C中，假設諧振電路沒有引入相位偏移，因此，相位偏移完全是由於傳感器元件1的位置造成的。
圖7A示出了當傳感器元件1與點A(其中X等於L/4)相鄰定位時的讀出信號S(t)，其中A點與圖3A-3C中相同。在點A，由余弦線圈9產生的磁場的場強大約為零，因此假設沒有由於諧振電路產生的相位偏移，讀出信號S(t)與同相信號I(t)匹配。因此，讀出信號S(t)相對於正交信號Q(t)具有π/2弧度(90度)的相位滯後。
圖7B示出了當傳感器元件1與點B(其中X等於3L/8)相鄰定位時的讀出信號S(t)，其中在點B，由正弦線圈7和餘弦線圈9產生的磁場的場強大約相等，因此，假設沒有由於諧振電路產生的相位偏移，讀出信號S(t)相對於正交信號Q(t)具有π/4弧度(45度)的相位滯後。
圖7C示出了當傳感器元件1與點C(其中X等於L/2)相鄰定位時的讀出信號S(t)，其中在點C，由正弦線圈7產生的磁場的場強大約為零，因此，假設沒有由於諧振電路產生的相位偏移，讀出信號S(t)與正交信號Q(t)匹配。因此，讀出信號S(t)與正交信號Q(t)同相。
從上面的等式5看出，當同相信號I(t)和正交信號Q(t)分別施加於正弦線圈7和餘弦線圈9時，讀出信號S(t)的相位隨著位置值增加而減小。
現在參照圖8A-8C介紹當反相信號I(t)和正交信號Q(t)被分別施加給正弦線圈7和餘弦線圈9時在讀出線圈11中感應的讀出信號S(t)。而且，假設諧振電路沒有引入相位偏移，因此相位偏移完全由傳感器元件1的位置產生。
圖8A示出了當傳感器元件1與點A相鄰定位時的讀出信號S(t)，其中在點A，由余弦線圈9產生的磁場的場強大約為零，因此假設諧振電路沒有引入相位偏移，讀出信號S(t)與反相信號I(t)匹配。因此，讀出信號S(t)的相位比正交信號Q(t)的相位超前π/2弧度(90度)。
圖8B示出了當傳感器元件1與點B相鄰定位時的讀出信號S(t)，其中在點B，由正弦線圈7和餘弦線圈9產生的磁場的場強大約相等，因此，假設諧振電路沒有引入的相位偏移，讀出信號S(t)的相位比正交信號Q(t)的相位超前π/4弧度(45度)。
圖8C示出了當傳感器元件1與點C相鄰定位時的讀出信號S(t)，其中在點C，由正弦線圈7產生的磁場的場強大約為零，因此，假設諧振電路沒有引入的相位偏移，讀出信號S(t)與正交信號Q(t)同相。
如圖8A-8C所示，當反相信號I(t)和正交信號Q(t)被分別施加給正弦線圈7和餘弦線圈9時，讀出信號S(t)的相位隨著位置值而線性增加。
如上所述，假設諧振電路沒有引入相位偏移，對於測量方向的每個位置X，當施加同相信號I(t)和正交信號Q(t)時，引入與位置相關的相位偏移φ(x)，並且當施加反相信號I(t)和正交信號Q(t)時，引入與位置相關的相位偏移-φ(x)。實際上，諧振電路的確引入相位偏移φRC，但是不管給正弦線圈7施加同相信號I(t)還是反相信號I(t)，相位偏移φRC一般都是相同的。因此，本實施例中，從施加同相信號I(t)時測量的相位偏移減去施加反相信號I(t)時測量的相位偏移，結果是由諧振電路引入的相位偏移φRC被取消，從而提供等於與位置相關的相位偏移φ(x)的兩倍的合成相位。
現在參照圖9介紹用於產生同相信號I(t)、正交信號Q(t)和反相信號I(t)以及處理讀出信號S(t)以確定位置值的處理電路。如圖9所示，該處理電路由微處理器41、數字部件61、模擬驅動電路81和模擬信號處理部件91構成。
微處理器41包括在兩倍於載頻f0的頻率(即在4MHz)產生方波信號的第一方波振蕩器43。這個方波信號從微處理器41輸出到正交分配器單元63，該正交分配器單元63將該方波信號分成兩份，並形成在載頻處的同相數字載波信號+I、在載頻處的反相數字載波信號-I、和也在載頻處的正交數字載波信號+Q。如下所述，正交數字載波信號+Q被調製以便形成施加給正弦線圈7和餘弦線圈9的驅動信號，而同相和反相載波信號±I用於進行同步檢測，以便解調讀出信號S(t)。
微處理器41還包括第二方波振蕩器45，該第二方波振蕩器45輸出在調製頻率f1的調製同步信號MOD_SYNC，以便提供參考定時。該調製同步信號MOD_SYNC被輸入到脈寬調製(PWM)型圖形發生器47，該發生器47產生2MHz的數字數據流，表示在調製頻率f1即3.9KHz的調製信號。特別是，PWM型圖形發生器47產生相位彼此正交的兩個調製信號，即餘弦信號COS和相加正弦或相減正弦信號±SIN，這取決於要產生的是同相信號I(t)還是反相信號I(t)。
餘弦信號COS由微處理器41輸出並施加於第一數字混合器65，在本實施例中，該第一數字混合器65是NOR門，它將餘弦信號和正交數字載波信號+Q混合，從而產生表示正交信號Q(t)的數字。正弦信號±SIN由微處理器輸出並施加於第二數字混合器67，在本實例中，該數字混合器67是NOR門，它與正交數字載波信號+Q一起產生表示同相信號I(t)或反相信號I(t)的數字。從第一和第二數字混合器65、67輸出的數位訊號分別輸入給第一和第二線圈驅動器電路83、85，然後由線圈83、85輸出的放大信號分別被施加給餘弦線圈9和正弦線圈7。
被施加給正弦線圈7和餘弦線圈9的驅動信號的數字產生引入高頻諧波噪聲。然而，線圈驅動器65、67除去了這些高頻諧波噪聲中的一部分，如餘弦和正弦線圈7、9的頻率響應特性那樣。此外，傳感器元件1內的諧振電路將不響應遠遠高於諧振頻率的信號，因此諧振電路也將濾除一部分不希望的高頻諧波噪聲。
如上所述，被施加給正弦線圈7和餘弦線圈9的信號感應在傳感器元件1的諧振電路中的電信號，而該電信號又在讀出線圈11中感應讀出信號S(t)。該讀出信號S(t)通過模擬信號處理部件91。特別是，讀出信號S(t)最初通過高通濾波放大器93，該高通濾波放大器93即放大接收的信號又除去低頻噪聲(例如來自於50Hz主電力輸送裝置)和任何DC偏置。然後從高通濾波器93輸出的放大信號輸入到交叉模擬開關95，該交叉模擬開關使用由正交驅動器21產生的同相和反相方波載波信號±I在2MHz的載頻進行同步檢測。相位與正交數字載波信號+Q相差90度的同相和反相數字載波信號用於產生施加給正弦線圈7和餘弦線圈9的驅動信號，該驅動信號用於同步檢測，如上所述，因為傳感器元件1的諧振電路給載波信號引入了大致90度的相移。
從交叉模擬開關95輸出的信號基本上對應輸入到交叉模擬開關95的信號的全整流形式(即具有在零電壓線上重疊的信號中的負電壓谷值，從而形成位於原始電壓峰值之間的電壓峰值)。然後這個整流信號通過低通濾波放大器97，該低通濾波放大器97主要產生具有DC分量和在調製頻率f1的分量的時間-平均或平滑信號。DC分量作為同步檢測處理執行的整流的結果出現的。
然後從低通濾波放大器97輸出的信號輸入到以調製頻率f1為中心的帶通濾波放大器99，除去DC分量。從帶通濾波放大器99輸出的信號被輸入到比較器101，該比較器101將輸入信號轉換成方波信號，該方波信號的定時與調製同步信號MOD_SYNC的定時相比較，從而確定傳感器元件1的位置。
圖10更詳細地示出了模擬信號處理部件91。如圖所示，讀出線圈11的一端連接在兩個電阻器R1和R2之間，而電阻器R1和R2串聯連接在電源電壓和「真實」地之間，從而設定有效地電壓電平VAG。特別是，在本實施例中，電源電壓為5V，電阻器R1的電阻等於電阻器R2的電阻，從而提供2.5V的有效地電壓電平。
圖11A示出了調製同步信號MOD_SYNC，圖11B示出了在讀出線圈11中感應的讀出信號S(t)。如圖所示，可以看出，讀出信號S(t)的振幅包絡函數與調製同步信號MOD_SYNC不是同相的。圖11C示出了由低通濾波放大器97輸出的信號111，該信號基本上對應振幅包絡函數。圖11D表示由帶通濾波放大器99輸出的信號113和由比較器101輸出的方波115。
在本實施例中，比較器101是反相比較器，當從帶通濾波放大器99輸出的信號113低於參考電壓電平Vref時其輸出為高(即5V)，當從帶通濾波放大器輸出的信號113高於參考電壓電平Vref時，其輸出為低(即0V)。如從圖10看出的，參考電壓電平Vref不是有效地電壓電平VAG，而是低於有效地電壓電平VAG的電壓，該電壓是從連接在有效地電壓電平VAG和真實地之間的兩個電阻器R3和R4之間提取的。這防止了在除了少量噪聲之外從帶通濾波放大器99沒有輸出時比較器101產生寄生信號。然而，這也意味著由比較器101輸出的信號的前緣和後緣與由帶通濾波放大器99輸出的信號113和有效地電壓電平VAG交叉的點不一致。為了避免這引入相位誤差，由比較器101輸出的信號115的定時由後緣和前緣之間的中點的定時決定。特別是，如圖11D所示，如果後緣處於時間t1，前緣處於時間t2，則測量時間對應(t1+t2)/2。
回到參見圖9，由比較器101輸出的方波信號(它實際上為數位訊號)與由正交分配器63輸出的正交數字載波信號+Q一起施加於數字門69，在本實施例中該數字門69為NOR門。因此當來自比較器101的輸出為低(即0V)時，數字門69在載頻f0輸出一系列脈衝，當比較器101的輸出為高(即5V)時，數字門69不輸出信號。圖12示出了在MOD_SYNC信號的一個周期內，來自數字門69的輸出的例子，後面將上述一個周期稱為一幀。
如圖9所示，從數字門69輸出的脈衝被輸入到形成微處理器41的一部分的計數器49。由第二方波振蕩器45輸出的MOD_SYNC信號被輸入到頻率倍增器51，在本實施例中，該頻率倍增器51將MOD_SYNC信號的頻率增加16倍，並向計數器49輸出倍增後的信號。倍增信號的每個周期τN將在後面稱為窗口，從而一幀對應16個窗口，稱為窗口1到窗口16。在本實施例中，調製頻率設定為2MHz/29＝3.9KHz。這意味著每個幀對應輸入給數字門25的載波信號+Q的512個周期，每個窗口對應載波信號+Q的32個周期(512/16)。
在一幀內的每個窗口之後，計數器49的計數值被處理單元53記錄和儲存，然後復位到零。這樣，對於每個幀，處理單元接收16個計數值，處理單元53由該計數值確定傳感器元件1的位置和向顯示控制器55輸出表示確定位置的信號，該顯示控制器55向顯示器15輸出驅動信號，從而表示確定位置。
現在將參照圖13-15更詳細地介紹由處理單元53進行的確定傳感器元件1的位置的處理。
如圖13所示，處理單元53首先給PWM型圖形發生器47發送控制信號，該PWM型圖形發生器47通過輸出餘弦信號COS和相加正弦信號+SIN而響應，以便在步驟S1中給正弦線圈7和餘弦線圈9分別施加同相信號I(t)和正交信號Q(t)。然後，在步驟S3中，處理單元53使用十六個計數值測量讀出信號S(t)和MOD_SYNC信號之間的相位角，其中所述計數值對應在施加同相信號I(t)和正交信號Q(t)時獲得的那一幀，所述相位角在後面將稱為正向角。
圖14示出了進行測量正向角的主要步驟。首先，在步驟S21中，處理單元53識別對應由帶通濾波放大器99輸出的信號113與參考電壓Vref在正方向相交時的脈衝。特別是，通過識別各個計數值為0、介於0和32之間的數字n1和32的三個連續窗口來識別這個「正零交叉」脈衝。然後通過(k+1)乘以32然後減去窗口k+1的計數值n1，計算正零交叉脈衝的脈衝數P1。因此，對於圖12中所示的典型幀，k等於3，正零交叉脈衝的脈衝數P1為124(即(4×32)-4)。
接著，在步驟S23中，處理單元53識別對應由帶通濾波放大器99輸出的信號113與參考電壓Vref在負方向相交時的脈衝。通過識別各個計數值為32、介於0和32之間的數字n2和0的三個連續窗口(以下將稱為窗口1、1+1、1+2)來識別這個「負零交叉脈衝」。然後通過1乘以32並加上窗口1+1的計數值n2，計算負零交叉脈衝的脈衝數P2。因此，對於圖12中所示的典型幀，1等於12，負零交叉脈衝的脈衝數為386(即(12×32)+2)。
然後，在步驟S25中，處理單元53確定脈衝數P1是否大於脈衝數P2，如果通過一系列脈衝的中途發生一幀的開始，則脈衝數P1將大於P2。如果確定脈衝數P1大於脈衝數P2，則在步驟S27中，處理單元53將512(即對應一幀的脈衝數)加到脈衝數P2的值上。然後，通過平均脈衝數P1和P2(即(P1+P2)/2)以獲得對應一列脈衝的中點的脈衝數，然後將獲得的脈衝數乘以360/512，從而處理單元53設定對應從一幀開始到一列脈衝的中點的定時的正向角。
然後，在步驟S31中，處理單元53檢測是否正向角大於360度，如果通過一列脈衝的中途發生一幀的開始，則可能發生正向角大於360度。如果正向角大於360度，則在步驟S33中處理單元53從正向角中減去360。
回到圖13，測量正向角之後，處理單元53向PWM型圖形發生器47發送控制信號，該PWM型圖形發生器47通過輸出餘弦信號COS和相減正弦信號-SIN而響應，以便在步驟S5中分別向正弦線圈7和餘弦線圈9施加反相信號I(t)和正交信號Q(t)。然後，在步驟S7中，處理單元53使用十六個計數值測量讀出信號S(t)和MOD_SYNC信號之間的反向相位角，該反向相位角在後面將稱為反向角，其中所述十六個計數值對應在施加反相信號I(t)和正交信號Q(t)時獲得的幀。
圖15示出了進行測量反向角的主要步驟。首先，利用與上述正向角計算相同的方式，處理單元在步驟S41中確定正零交叉脈衝的脈衝數P1和在步驟S43中確定負零交叉脈衝的脈衝數P2。然後，在步驟S45中，處理單元53確定是否脈衝數P1大於脈衝數P2，如果存在這種情況，則在步驟S47中處理單元將512加到脈衝數P2的值上。
然後，在步驟S49中，通過對脈衝數P1和P2求平均值獲得對應一列脈衝的中點的脈衝數，然後將獲得的脈衝數乘以360/512並從360中減去相乘的結果，由此處理單元53設定對應從一幀結束到一列脈衝的中點的定時的反向角。然後，在步驟S51中，處理單元53檢測是否反向角小於0度，如果脈衝序列跨越兩個幀則將發生這種情況，並且如果在種情況下，在步驟S53中，將360加到反向角上。
回到圖13，然後，在步驟S9中，處理單元53對正向角和反向角求平均值，如上所述，除去由傳感器元件1內的諧振電路引入的固定相移φRC，從而提供表示傳感器元件1的位置的平均角。然後，在步驟S11中，處理單元53通過將比例係數乘以該平均角而將該平均角轉換成位置值。然後在顯示器15上顯示該位置值。
改進和其它實施例由諧振電路引入的相移φRC的量取決於調製頻率f1，因為調製頻率越低，由正弦線圈7和餘弦線圈9產生的磁場的頻率分量在頻率上越靠近。例如，如果調製頻率f1等於諧振頻率除以品質因數的十倍，則相移φRC大約為10度，然而，如果調製頻率f1等於諧振頻率處以品質因數的100倍，則相移φRC大於為1度。這暗示著調製頻率f1應該儘可能地低。然而，減小調製頻率的缺點是幀的持續時間增加了，因此測量需要更長的時間，並且更新速度減小了。
如上所述，通過有效地採用利用施加於正弦線圈7的信號的相位在測量值之間相反位置的兩個測量值除去由傳感器元件1中的諧振電路引入的相移φRC。應該理解，在替換實施例中，只須間歇地進行反向測量，從而確定相移φRC的值，這具有增加測量值更新速度的優點。或者，可以從單相位測量值中減去由工廠刻度確定的相移φRC的預定值。然而，這不是優選的，因為對於環境因素來說這是不允許的，環境因素將影響諧振電路的諧振頻率fres和品質因數，因此改變相移φRC。
應該理解，如果從正向角減去而不是加上反向角，則位置-相關相移φ(x)將被除去，留下等於兩倍於相移φRC的值。因為相移隨環境因素而改變，相移φRC的測量值可表示環境因素。因此，所述感應傳感器也可用作例如溫度傳感器(在恆定溼度環境下)或溼度傳感器(在恆定溫度環境下)。通常，這將包括在感應傳感器的控制電路中儲存測量相移φRC和環境因素的相應值之間的工廠刻度。
在本發明的實施例中，所述感應傳感器用於遠程檢測容器內的液體的溫度。特別是，傳感器元件1放在容器內，以便它浸在液體中，同時正弦線圈7、餘弦線圈9和讀出線圈11與容器的外部相鄰地定位。如上述那樣計算正向角和反向角，然後相加以提供表示相移φRC的值。然後處理單元53訪問儲存測量相移φRC和溫度之間的工廠刻度的查詢表，從而獲得溫度值。應該理解，由於傳感器元件浸在液體中，因此在恆定溼度環境下是有效的。還應該理解，使用感應傳感器的優點是不需要為了從傳感器元件獲得電信號而在容器中穿孔。
根據本發明的感應傳感器的另一應用是檢測用於優化乾燥周期的衣服乾燥器的排放溼度。
應該理解，環境因素的檢測可以代替或附加地檢測兩個相對可移動部件的相對位置來進行。
在上述實施例中，正弦線圈7和餘弦線圈9被設置成使得它們對垂直於PCB 5的總磁場分量的補償根據沿著測量方向的位置而改變。特別是，正弦和餘弦線圈具有交替扭絞迴路結構。然而，對於本領域技術人員來說，很顯然各種不同激勵線圈幾何結構都可以用於形成傳輸天線，實現使第一和第二傳輸信號的相對比例呈現在最終檢測的組合信號中的目的，從而在測量方向確定傳感器元件的位置。
在上述實施例中，激勵線圈由印刷電路板上的導電跡線形成，它們還可以設置在不同平面襯底上，或者，如果足夠硬的話，甚至可以是不固定的。此外，激勵線圈為平面的不是主要的，因為，例如，隨著傳感器元件沿著圓筒形線圈的圓筒軸移動，也可以使用圓筒形線圈。
如果感應傳感器只用於測量環境因素，如溫度或溼度，則只有一個傳輸天線可使用，因為不要求磁場的相位隨位置變化。
在上述實施例中，一對正交調製信號被施加給載波信號，從而產生分別施加於正弦線圈7和餘弦線圈9的第一和第二激勵信號。然而，這不是主要的，因為只要求承載激勵信號的分量的信息在某些方面不同，以便來自第一和第二激勵信號的相對補償可以由處理組合信號而產生。例如，調製信號可以具有相同頻率和相位，它們的相位比90度相差一定量。作為選擇，調製信號可具有稍微不同的頻率，由此引起在兩個信號之間連續改變的相位差。
在上述實施例中，使用無源諧振器。然而，在某些情況下，使用帶電(powered)諧振器，以便在該諧振器中感應的信號被放大很大，由此減少對信號處理電路的要求是很有利的。
代替檢測承載組合信號分量的信息的相位，還可以進行組合信號的並行同步檢測，一個同步檢測使用同相調製信號，另一個同步檢測使用正交調製信號，然後在解調信號的檢測大小的比例上進行反正切操作。在這種實施例中，通過使用包括載頻信號和調製信號的激勵信號，使得調製信號可以具有相對低頻，在從載頻的下變頻之後，調製信號的大小的檢測和隨後的反正切計算(或參照查詢表)可以在數字範疇進行。在從載頻信號向基帶的下變頻之後檢測承載部分信號的信息的替換方法應該是進行快速傅立葉變換檢測。應該理解，這可以使用一些附加專用硬體(例如應用特殊集成電路)或通過對微處理器進行適當地編程來完成。這種檢測方法在將要檢測目標的一個以上自由度移動的設置中特別方便。
在上述實施例中，使用感應傳感器在沿著直線的測量方向測量第一部件(例如傳感器元件1)相對於第二部件(例如PCB 5)的線性位置。作為選擇，通過用本領域技術人員熟知的方式改變正弦線圈和餘弦線圈的布置，感應傳感器可適用於測量沿著曲線例如圓環的線性位置(旋轉位置傳感器)。感應傳感器也可以通過在已知的定時採用第一部件相對於第二部件的一系列位置測量值而被用作速度檢測器。此外，通過包括用於讀出第二部件相對於坐標位置系統的位置的附加位置讀出裝置(例如GPS傳感器、慣性迴旋裝置、羅盤等)，可以確定在坐標位置系統中第一部件的位置。
在一個實施例中，第二對激勵線圈形成在上述實施例的印刷電路板上，第二對激勵線圈設置成使得它們對於總磁場的相對補償根據沿著與上述實施例的測量方向垂直的方向的位置而改變。第二對激勵信號分別施加於第二對激勵線圈，與施加於正弦線圈7和餘弦線圈9的第一對激勵信號相比，第二對激勵信號使用相同的載頻但不同的調製頻率。在這種設置中，所有激勵線圈對有利地被同時激勵，以便同時傳輸。組合信號將所有傳輸信號組合成單一信號，然後使用單一模擬處理通道處理該單一信號。
特別是，可以使用公共模擬處理部件在載頻過濾、放大和同步地檢測組合單一信號，使得得到的解調信號含有在每個調製頻率的相移信號。然後，通過平行設置以隔離每個調製頻率和數字電子的一組帶通濾波器(模擬或數字的)以獲得相位相關信號，或者通過使解調信號數位化和使用快速傅立葉變換方法，可以確定每個調製頻率的相移。如果調製頻率都是公共基頻的倍數，則快速傅立葉變換法是特別簡單的。在每個解調頻率的相移可用於確定第一部件沿著相應軸的位置。
在某些實施例中，第一部件顯著大於諧振電路。在這種情況下，難以正確識別第一部件的運動。例如，諧振電路可以線性移動，而第一部件的移動包括旋轉分量。通過使用固定到第一部件的各個不同位置上的兩個諧振電路，可獲得關於第一部件移動的更精確的信息，其中每個諧振電路具有各自不同的諧振頻率。通過向諧振電路的諧振頻率調整載頻f0，可以單獨地測量每個諧振電路的位置，並且可以處理兩個位置以提供關於第一部件的位置和方向的更精確的信息。
如上所述，除了位置之外，感應傳感器還可用於測量環境參數。在一個實施例中，第一傳感器包括具有不同諧振頻率的兩個同位置的諧振電路，其中一個諧振電路包括相對不受環境因素影響的部件，以便諧振頻率相對穩定，而另一個諧振電路具有隨著環境因素而急劇變化的諧振頻率。在這種方式中，通過獲得每個諧振電路的位置測量值而不用校正相移φRC，位置測量值的差可以形成環境參數的測量值(例如，恆定溼度環境中的溫度或恆定溫度環境中的溼度)。此外，兩個諧振電路在測量方向或已知方向是被協同定位地設置它們的相對位置不是必要的。
優選載波信號的相位在所有傳輸線圈中是相同的，如上述實施例那樣，否則在承載調製信號的信息中將感應相移，這將引入相位誤差，因此導致位置誤差(這是由於同步檢測器的增益對於載波信號的相位很靈敏造成的)。因此，優選使用共同的載波信號和提供從信號發生器到線圈驅動器的相同路徑。
在上述實施例中，作為表示正弦信號的數字介紹了調製信號。這不是必須的，使用採用簡單電子裝置更容易產生的調製信號經常是很方便的。例如，調製信號可以是表示三角波形的數字。通過只觀察調製信號的基頻，即通過濾掉存在於三角波形中的較高諧波，可以用常用的方式對調製的相位進行解碼。應該指出，作為發射和接收天線的物理和電性能以及它們之間的電磁耦合的結果，應該進行某些過濾。作為選擇，如果不使用過濾，解調波形的零交叉點將按照某些可預言的、雖然非線性的方式，仍然隨著目標位置而改變，其中通過查詢表或類似技術可以將上述非線性方式轉換成位置的線性測量。
為了使對來自於例如外部裝置的不希望噪聲的靈敏度最小，可以給接收天線的基本結構增加一個或多個附加讀出線圈，以便平衡第一讀出線圈。這種附加線圈優選在垂直於測量路徑的方向位移，以便被讀出線圈接收的信號不隨著兩個可移動部件的相對位置而改變。然而，由於檢測信號是只要求相位信息的組合信號，因此這一點並不是必須的。
在上述實施例中，測量路徑只在兩個傳輸線圈(即，正弦線圈7和餘弦線圈9)的空間變化的單周期上延伸。然而，這不是必須的，並且測量路徑可以在超過或少於傳輸線圈的空間變化的單周期上延伸。在這種情況下，優選包括用於分辨周期模糊度(即，承載組合信號分量的信息的基本相位對於傳輸線圈的不同空間周期中的相同相應位置是相同的事實)的機理。可採用的用於克服空間周期模糊度的機理包括提供例如用一個位置傳感器(例如通過具有給第一和第二傳輸天線添加的在不同調製頻率傳輸第三傳輸信號的一個局部傳輸線圈，或者通過使用光電開關)檢測的單一參考位置，和之後計算來自於參考位置的周期，並保持特定周期的微處理器內的寄存器中的記錄，其中在特定周期內，傳感器元件通常地被定位。作為選擇，在不同調製頻率傳輸(或者以時間多路復用方式)的附加一組傳輸線圈可以使用，並具有輕微改變的空間頻率以提供遊標尺效果，或者具有寬改變空間頻率，以便使用一組大刻度傳輸線圈提供粗糙位置檢測和使用小刻度傳輸線圈提供精細刻度位置檢測。
在上述實施例中，一個諧振電路形成在傳感器元件1上，並且傳感器元件1相對於正弦線圈7、餘弦線圈9和讀出線圈11的取向是固定的。儘管對於測量的一致性來說，優選取向是固定或已知的，但特別的取向不是必須的。
在某些應用中，希望對傳感器元件1的取向不引入任何限制。例如，對於傳感器元件浮在液體頂面的液體水平傳感器(例如儲存清潔劑等的容器中的液體水平傳感器)，如果對傳感器元件的移動有限制，則在延長使用之後傳感器元件可能變粘，因此不能真實地表示液體水平。在這種應用中，優選傳感器元件自由地浮在液體頂部上，並且傳感器元件包括在各自不同取向的多個諧振電路，以便可以與其取向無關地檢測傳感器元件的位置。如果需要的話，每個諧振電路的諧振頻率可以不同，從而也可以通過掃描所有可能諧振頻率和測量接收到的信號的強度來檢測傳感器元件的取向。
上述實施例的優點是確定讀出元件的位置所需的數字處理是很直接的，因此可以通過常規微處理器晶片運行的短片碼來進行。因此，不須研製專用集成電路(ASIC)，而研製專用集成電路眾所周知是一項很困難而且耗時的任務。應該理解，不需要專用微處理器，因此可以使用執行附加功能例如控制家用裝置的微處理器。
在上述實施例中，使用3.9Khz的調製頻率是因為可以很好地適於數字處理技術。這一般適用於100Hz到100KHz範圍內的頻率。
在上述實施例中，使用2MHz的載頻。使用高於1MHz的載頻便於使傳感器元件1變小。然而，在某些應用中，例如如果一片非金屬不鏽鋼將傳感器元件與激勵和傳感器線圈分開，希望使用低於100KHz的載頻，因為非磁性的不鏽鋼的表層深度在低頻時較大。
在上述實施例中，激勵線圈(即正弦線圈7和餘弦線圈9)經諧振電路電磁耦合到傳感器線圈(即，讀出線圈11)上。作為選擇，激勵線圈可以經滲透元件或諧波元件(如產生在激勵信號的諧波的信號的磁限制元件)耦合到傳感器線圈。此外，在傳感器線圈或激勵線圈可形成在傳感器元件上時，在激勵和傳感器線圈之間使用中間耦合元件不是必須的，儘管這不是優選的，因為需要與傳感器元件電連接。在一個實施例中，傳感器線圈形成傳感器元件上的諧振電路的一部分。
權利要求
1.一種用於讀出參數的傳感器，該傳感器包括激勵線圈；信號發生器，它可操作地產生激勵信號和被設置成給激勵線圈施加產生的激勵信號；傳感器線圈，它電磁耦合到激勵線圈，以便響應由所述信號發生器施加於所述激勵線圈的激勵信號，在傳感器線圈中產生周期電信號，該電信號表示將要被傳感器測量的參數的值；和信號處理器，它可操作地處理在傳感器線圈中產生的周期電信號，從而確定表示正在測量的參數的值，其特徵在於，激勵信號包括被具有第二頻率的周期調製信號調製的具有第一頻率的周期載波信號，所述第一頻率高於第二頻率。
2.根據權利要求1的傳感器，其特徵在於，激勵線圈由平面襯底上的導電跡線形成。
3.根據權利要求2的傳感器，其特徵在於，平面襯底是印刷電路板。
4.根據權利要求2或3的傳感器，其特徵在於，激勵線圈有效地包括多個迴路，這些迴路被設置成使得流過激勵線圈的電流圍繞至少一個迴路在相反方向流動到至少另一個迴路。
5.根據前述任一權利要求的傳感器，其特徵在於，信號發生器包括數字載波信號發生器，該數字載波信號發生器可操作地產生在第一頻率的數字載波信號。
6.根據權利要求5的傳感器，其特徵在於，數字載波信號發生器被設置成產生具有方波波形的數字載波信號。
7.根據前述任一權利要求的傳感器，其特徵在於，信號發生器包括數字調製信號發生器，該數字調製信號發生器可操作地產生在第二頻率的數字調製信號。
8.根據權利要求7的傳感器，其特徵在於，數字調製信號發生器設置成可產生具有脈寬調製型波形的數字調製信號，該信號形成表示正弦波的數字。
9.根據權利要求5或7的傳感器，其特徵在於，信號發生器包括數字混合器，該數字混合器設置成混合數字載波信號和數字調製信號，從而產生數字激勵信號。
10.根據權利要求9的傳感器，其特徵在於，信號發生器還包括模擬驅動電路，該模擬驅動電路用於根據由數字混合器輸出的數字激勵信號產生激勵信號。
11.根據前述任一權利要求的傳感器，其特徵在於，所述第二頻率在100Hz和100KHz的範圍內。
12.根據前述任一權利要求的傳感器，其特徵在於，所述第一頻率高於1MHz。
13.根據權利要求1-11任一項的傳感器，其特徵在於，所述第一頻率低於100KHz。
14.根據前述任一權利要求的傳感器，其特徵在於，激勵線圈經諧振器電磁耦合到傳感器線圈，所述諧振器具有基本上等於第一頻率的諧振頻率。
15.根據權利要求14的傳感器，其特徵在於，信號處理器設置成確定與諧振器相關的相移，相移根據環境因素而變化，並且其特徵在於，該傳感器還包括用於儲存校驗數據的裝置，所述校驗數據用於將確定的相移轉換成環境因素的測量值。
16.根據權利要求15的傳感器，其特徵在於，環境因素是溫度。
17.根據權利要求15的傳感器，其特徵在於，環境因素是溼度。
18.根據權利要求1-13任一項的傳感器，其特徵在於，傳感器線圈形成具有基本上等於第一頻率的諧振頻率的諧振器的一部分。
19.根據權利要求14-18任一項的傳感器，其特徵在於，所述諧振器包括無源諧振電路。
20.根據權利要求14-18的傳感器，其特徵在於，所述諧振器包括用於放大在所述諧振器中感應的信號的功率的放大器。
21.根據前述任一權利要求的傳感器，其特徵在於，傳感器線圈由平面襯底上的導電跡線形成。
22.根據權利要求21的傳感器，其特徵在於，傳感器線圈形成在印刷電路板上。
23.根據權利要求21或22的傳感器，其特徵在於，傳感器線圈形成在單一迴路中。
24.根據前述任一權利要求的傳感器，其特徵在於，信號處理器可操作以測量在傳感器線圈中產生的周期電信號的定時，以便確定表示正被測量的參數的值。
25.根據前述任一權利要求的傳感器，其特徵在於，信號處理器包括解調器，該解調器可操作地解調在傳感器線圈中產生的電信號，從而恢復在第二頻率的信號。
26.根據權利要求25的傳感器，其特徵在於，解調器包括設置成在第一頻率切換的交叉開關，以便整流在傳感器線圈中產生的信號；和用於過濾由交叉開關輸出的整流信號的裝置。
27.根據權利要求26的傳感器，其特徵在於，過濾裝置包括在第二頻率的帶通濾波器。
28.根據權利要求25-27任一項的傳感器，其特徵在於，信號處理器還包括比較器，該比較器設置成比較由解調器輸出的第二頻率的信號與參考電壓，從而產生方波信號。
29.根據權利要求25-28任一項的傳感器，其特徵在於，信號處理器還包括數位訊號處理器，該數位訊號處理器可操作以處理第二頻率的恢復信號，從而確定正在測量的參數的值。
30.根據權利要求29的傳感器，其特徵在於，數位訊號處理器還包括可操作地產生脈衝流的脈衝流發生器；門，它設置成接收由脈衝流發生器輸出的脈衝流和由比較器輸出的方波信號，其中，該門可操作地根據所述接收的方波信號通過或阻擋接收的脈衝流；計數器，它可操作地對由數字門通過的脈衝串的脈衝數進行計數；和用於從由計數器計數的脈衝數中確定表示正在測量的參數的值的裝置。
31.根據權利要求30的傳感器，其特徵在於，所述確定裝置可操作地相對於第二頻率的參考信號識別由計數器接收的一系列脈衝的第一脈衝和最後脈衝中的至少一個的定時，以便確定在傳感器線圈中產生的信號的定時。
32.根據權利要求31的傳感器，其特徵在於，由解調器輸出的信號具有平均電壓電平，並且，比較器設置成將由解調器輸出的信號與遠離所述參考電壓電平的參考電壓相比較，並且確定裝置可操作地相對於第二頻率的參考信號識別由計數器接收的一系列脈衝的第一脈衝和最後脈衝的定時，以便確定該一系列脈衝的中點的定時。
33.根據前述任一權利要求的傳感器，其中激勵線圈是第一激勵線圈並固定到第一部件上，傳感器線圈固定到相對於第一部件可移動的第二部件上，並且該傳感器還包括第二激勵線圈，該第二激勵線圈固定到第一部件上並電磁耦合到傳感器線圈，其特徵在於，第一激勵線圈和傳感器線圈設置成使得第一激勵線圈和傳感器線圈之間的電磁耦合隨著第一和第二部件之間沿著測量方向的相對位置根據第一函數變化，第二激勵線圈和傳感器線圈設置成使得第二激勵線圈和傳感器線圈之間的電磁耦合隨著第一和第二部件之間沿著測量方向的相對位置根據第二函數變化，其中第二函數不同於第一函數，施加於第一激勵線圈的激勵信號是第一激勵信號，信號發生器可操作地產生施加於第二激勵線圈的第二激勵信號，第二激勵信號包括被在第二頻率的第二周期調製信號調製的在第一頻率的第二周期載波信號，響應施加於第一激勵線圈的第一激勵信號和施加於第二激勵線圈的第二激勵信號，在傳感器線圈中產生的周期電信號具有隨著第一和第二部件沿著測量方向的相對位置而改變的定時，和信號處理器可操作地測量在傳感器線圈中產生的周期電信號的定時，從而確定表示第一和第二部件沿著測量方向的相對位置的值。
34.根據權利要求33的傳感器，其特徵在於，第二部件包括具有各自不同取向的多個傳感器線圈。
35.根據權利要求1-32任一項的傳感器，其中激勵線圈是第一激勵線圈，該傳感器還包括第二激勵線圈，第一和第二激勵線圈和傳感器線圈相對於第一部件固定，其特徵在於，該傳感器還包括具有基本上等於第一頻率的諧振頻率的諧振器，該諧振器相對於第二部件固定，第一和第二激勵線圈經諧振器電磁耦合到傳感器線圈上，使得第一和第二激勵線圈與傳感器線圈之間的電磁耦合根據各自不同的函數而變化，施加於第一激勵線圈的激勵信號是第一激勵信號，其特徵在於，信號發生器可操作地產生施加於第二激勵線圈的第二激勵信號，第二激勵信號包括被第二頻率的第二周期調製信號調製的在第一頻率的第二周期載波信號，響應施加於第一激勵線圈的第一激勵信號和施加於第二激勵線圈的第二激勵信號，在傳感器線圈中產生的周期電信號具有隨著第一和第二部件沿著測量方向的相對位置而改變的定時，和信號處理器可操作地測量在傳感器線圈中產生的周期電信號的定時，從而確定表示第一和第二部件沿著測量方向的相對位置的值。
36.根據權利要求35的傳感器，其特徵在於，多個諧振器相對於第二部件固定，多個諧振器中的每個都具有各自不同的取向。
37.根據權利要求36的傳感器，其特徵在於，多個諧振器具有各自不同的諧振頻率。
38.根據權利要求33-37任一項的傳感器，其特徵在於，第一和第二激勵線圈以及傳感器線圈設置成使得所述第一和第二函數隨著具有相同周期但彼此相位不同的位置而作正弦變化。
39.根據權利要求38的傳感器，其特徵在於，第一和第二函數彼此相位相差四分之一周期。
40.根據權利要求33-39任一項的傳感器，其特徵在於，第二周期調製信號具有與第一周期調製信號相同的波形，但是相位不同。
41.根據權利要求40的傳感器，其特徵在於，第二周期調製信號與第一周期調製信號相位相差四分之一周期。
42.根據權利要求33-41任一項的傳感器，其特徵在於，該傳感器設置成當施加第一和第二激勵信號時確定第一定時測量值，並在給所述第一激勵線圈施加第一激勵信號和給所述第二激勵線圈施加第三激勵信號時獲得第二定時測量值，第三激勵信號包括被在第二頻率的第三周期調製信號調製的在第一頻率的第三周期載波信號，其中第三周期調製信號與所述第二周期調製信號是反相的，並且信號處理器設置成使用第一和第二定時測量值確定位置值。
43.根據權利要求33-42任一項的傳感器，其特徵在於，第一和第二部件沿著線性方向可相對移動。
44.一種位置傳感器，包括沿著測量方向可彼此相對移動的第一和第二部件，第一部件包括第一和第二激勵線圈和傳感器線圈，第二部件包括具有諧振頻率的諧振器，其中第一激勵線圈和諧振器之間的電磁耦合隨著第一和第二部件沿著測量方向的相對位置根據第一函數改變，並且第二激勵線圈和諧振器之間的電磁耦合隨著第一和第二部件沿著測量方向的相對位置根據第二函數改變，其中第二函數不同於第一函數；激勵電路，可操作地產生第一和第二激勵信號，並分別給第一和第二激勵線圈施加第一和第二激勵信號，其中響應施加於第一激勵線圈和第二激勵線圈的第一激勵信號和第二激勵信號，在傳感器線圈中產生這樣的電信號，該電信號對應於根據第一和第二部件沿著測量方向的相對位置而加權的第一和第二激勵信號的組合；和信號處理器，可操作地處理在傳感器線圈中產生的電信號，從而確定表示第一和第二部件沿著測量方向的相對位置的值，其特徵在於，第一和第二激勵信號包括被在調製頻率的第一和第二周期調製信號調製的在載頻的周期載波信號，調製頻率低於載頻，其中載頻基本等於諧振器的諧振頻率，並且第一和第二調製信號具有各自不同的相位。
45.一種讀出參數的方法，該方法包括給激勵線圈施加激勵信號；和響應施加於激勵線圈的激勵信號，處理在電磁耦合到激勵線圈的傳感器線圈中產生的信號，從而確定表示正在測量的參數的值，其中施加於激勵線圈的激勵信號包括被具有第二頻率的周期調製信號調製的具有第一頻率的周期載波信號，第一頻率大於第二頻率。
全文摘要
本發明描述了一種傳感器，該傳感器包括激勵線圈；信號發生器，它可操作地產生激勵信號和設置成給激勵線圈施加產生的激勵信號；傳感器線圈，它電磁耦合到激勵線圈；和信號處理器，在由信號發生器將激勵信號施加於激勵線圈時，該信號處理器可操作地處理在傳感器線圈中產生的周期電信號，從而確定被該出的參數的值。激勵信號包括被具有第二頻率的周期調製信號調製的具有第一頻率的周期載波信號，第一頻率高於第二頻率。通過這種方式，該傳感器很好地適用於使用數字處理技術，從而產生激勵信號和處理在傳感器線圈中感應的信號。在一個實施例中，該傳感器用於檢測兩個部件的相對位置。在另一實施例中，該傳感器用於檢測諸如溫度和溼度之類的環境因素。
文檔編號G01D5/20GK1582385SQ02821843
公開日2005年2月16日 申請日期2002年3月14日 優先權日2001年10月30日
發明者R·P·瓊斯, R·A·多伊爾, M·A·霍瓦德, D·A·詹姆斯, D·克雷特, C·S·西爾斯 申請人:金特克投資集團股份公司