接收器和方法

2023-06-10 05:56:16 1

專利名稱：接收器和方法
技術領域：
本發明涉及用於接收正交頻分復用(OFDM)符號的接收器以及方法，OFDM符號中 的至少一些包括多個數據承載子載波和多個導頻(pilot)承載子載波。
背景技術：
存在利用正交頻分復用(OFDM)來傳輸數據的無線電通信系統的許多示例。被布 置為例如根據數字視頻廣播(DVB)標準進行操作的系統使用OFDM。OFDM通常可被描述為 提供被並行調製的K個窄頻帶子載波(其中K為整數)，每個子載波傳輸經調製的數據符 號，例如正交幅度調製(QAM)符號或正交相移鍵控(QPSK)符號。對子載波的調製是在頻域 中形成的，並被變換到時域以用於發送。由於數據符號在子載波上被並行傳輸，因此，相同 的調製符號可在每個子載波上被傳輸擴展時段，該擴展時段可以長於無線電信道的相干時 間。子載波同時地被並行調製，以使得經調製的載波以結合方式形成OFDM符號。因此，OFDM 符號包括多個子載波，這多個子載波各自被利用不同的調製符號同時調製。為了在接收器處輔助檢測並恢復數據，OFDM符號可以包括導頻子載波，導頻子載 波傳輸接收器所知的數據符號。導頻子載波提供相位和定時基準，該相位和定時基準可用 來估計OFDM符號所經過的信道的脈衝響應，以輔助檢測和恢復接收器處的數據符號。在一 些示例中，OFDM符號包括連續導頻(CP)載波和離散導頻(SP)兩者，連續導頻(CP)載波保 持在OFDM符號中的相同相對頻率位置處。SP在連續符號之間改變其在OFDM符號中的相對 位置，這提供了在減少冗餘的情況下更精確地估計信道的脈衝響應的能力。在一些系統中，導頻子載波的位置和性質逐OFDM符號而不同。因此，需要在接收 器中適應(accommodate)這些變化以生成信道的精確信道響應。

發明內容
根據本發明的一個方面，提供了一種用於接收經由信道發送的OFDM符號序列的 接收器。每個OFDM符號包括用於發送數據的多個數據承載子載波以及用於發送導頻數據 的多個導頻承載子載波。導頻子載波根據導頻子載波圖案遍及該序列的OFDM符號被分布。 接收器包括信道估計器，並且信道估計器包括導頻數據提取器，用於從每個OFDM符號的 導頻子載波中提取導頻數據；導頻數據外推器，用於基於從導頻數據子載波提取出的導頻 數據生成外推導頻數據；以及導頻數據內插器，可操作來通過在外推導頻數據之間在時間 和頻率上進行內插來處理導頻數據，以產生信道的估計。該接收器還包括不連續性檢測 器，用於檢測經信道估計器處理的導頻數據中的不連續性，以及控制器，該控制器在由不連 續性檢測器檢測到導頻數據不連續性時，可操作來向信道估計器提供控制信號，該控制信 號使得導頻數據提取器、導頻數據外推器和導頻數據內插器中的至少一個對導頻數據中的 導頻數據不連續性進行補償。導頻數據外推器在時間和頻率域中根據先前接收的所提取導頻數據生成信道的 估計樣本。
在一些實施例中，導頻數據內插器包括在頻域進行內插的頻率內插器和在時域進 行內插的時間內插器。諸如DVB-T2之類的一些OFDM系統包括如下多個特徵，這些特徵可能導致在接收 器處提取的導頻數據中的不連續性。為了適應導頻數據中的不連續性，根據本發明的一個 方面，檢測器被提供用於檢測接收器處的導頻數據不連續性並且控制器被提供用於確保在 導頻數據中的不連續性被檢測到時，信道估計器中的至少一個部分被適配(adapt)以適應 該不連續性。在本發明的一個實施例中，不連續性檢測器可操作來檢測經導頻數據內插器處理 的導頻數據中由導頻數據外推器的初始化引起的不連續性，該導頻數據外推器的初始化引 起了生成外推導頻數據時的延遲。控制器可操作來向信道估計器發送控制信號，控制信號 使得導頻數據內插器暫停基於先前外推出的導頻數據與當前外推出的導頻數據之間的內 插的信道估計，並且轉而通過在僅預定時間段內提取出的導頻數據之間進行頻率內插來產 生信道估計，該預定時間段至少與導頻數據外推器接收足夠數目的OFDM符號以開始產生 外推導頻數據所需的時間段相對應。在一些實施例中，導頻數據僅在頻域中被內插並且被反饋回到導頻數據外推器的 輸入。導頻數據外推器基於從先前接收的符號提取出的導頻數據來產生對將來導頻數 據的估計。然而，當接收器最初被初始化時，在可以產生外推導頻數據(並且因此在產生信 道估計)之前引起了延遲，這是因為導頻數據內插器需要來自從其外推將來的導頻數據的 「先前」符號的先前的導頻數據。因此，根據本發明的此示例，控制信號使得導頻數據內插器 適配其操作以僅利用預定時間段的頻率內插(即，不進行需要外推導頻數據的任何時間內 插)來生成信道估計。這意味著可以在初始化接收器以後更快地產生信道估計。在本發明的另一實施例中，不連續性檢測器可操作來檢測所接收OFDM符號序列 中的導頻子載波圖案中的不連續性。當檢測到不連續性時，控制器可操作來向信道估計 器發送控制信號，控制信號使得導頻數據提取器、導頻數據外推器和導頻數據內插器暫停 操作達與預定數目的OFDM符號相對應的時間段，以使得包括導頻子載波圖案不連續性的 OFDM符號不被信道估計器處理。由於DVB-T2包括不同長度的幀，因此，不可能一直逐幀地維持離散導頻子載波圖 案的「相位」。對導頻子載波圖案相位的擾亂可能使得傳統的信道估計器出故障，該傳統信 道估計器將不能跟蹤離散導頻子載波的位置並且轉而將非導頻子載波解釋為離散導頻子 載波。因此，通過布置不連續性檢測器來檢測導頻子載波圖案中的不連續性，信道估計器的 操作可在適當的時間時被暫停，因此，減少了信道估計故障的可能性。在本發明的另一實施例中，不連續性檢測器被布置來檢測導頻數據不連續性是 否是由如下原因引起的未遵循導頻子載波圖案來布置導頻數據，或者是由於一個或多個 OFDM符號未包括任何導頻數據。這可能是所接收OFDM符號序列包括將來擴展幀(FEF)的 情況。當檢測到導頻數據是未遵循導頻子載波圖案來布置或者一個或多個OFDM符號未包 括任何導頻數據時，控制器可操作來向信道估計器發送控制信號，該控制信號使得導頻數 據提取器、導頻數據外推器和導頻數據內插器暫停操作達與預定數目的OFDM符號相對應 的時間段，以使得包含諸如FEF之類的不連續導頻數據的OFDM符號不被信道估計器處理。
將來擴展幀(FEF)是包括在DVB-T2標準中的未經定義的幀，以使得根據該標準操 作的設備可在將來被適配以適應新類型的數據幀。然而，在所接收DVB-T2信號中包括FEF 可能通過引入導頻數據不連續性而擾亂信道估計操作，這是因為FEF可能不遵循當前定義 的導頻子載波圖案或者根本未包括導頻數據。根據本發明的此方面，通過暫停信道估計器 的操作直到FEF經過了接收器為止來克服了這個潛在問題。在本發明的另一實施例中，不連續性檢測器被布置來檢測包括了所接收OFDM符 號的導頻子載波上的不連續導頻數據的所接收OFDM符號，該不連續導頻數據是在先前的 OFDM符號中未被反轉(invert)的導頻子載波上的經反轉導頻數據，或者是在先前的OFDM 符號中被反轉的導頻子載波上的未經反轉的導頻數據。當檢測到不連續導頻數據時，控制 器可操作來向信道估計器發送信號，該信號使得導頻數據提取器、導頻數據外推器和導頻 數據內插器暫停操作達與預定數目的OFDM符號相對應的時間段，以使得不連續導頻數據 不被信道估計器處理。DVB-T2提供了所謂的「多輸入單輸出」(MISO)傳輸模式，其中，兩個不同版本的 DVB-T2信號從分離的天線被廣播。在MISO模式中，從第二發送器發送來的每隔一個的OFDM 符號上的導頻子載波相對於從第一發送器發送來的導頻子載波被反轉。在一些實例中，這 可以導致在某些導頻子載波位置處逐OFDM符號接收的導頻數據類型(經反轉或未經反轉) 的不連續。這在導頻數據內插器中進行導頻數據內插時可能引起問題。為了解決這個問題， 在檢測到不連續導頻數據時，信道估計器的操作被暫停達預定數目的OFDM符號，以使得不 連續導頻數據不被信道估計器處理。在另一實施例中，不連續性檢測器被布置來檢測不連續導頻數據，該不連續導頻 數據是在先前的OFDM符號中未被反轉的導頻子載波上的經反轉導頻數據，或者是在先前 的OFDM符號中被反轉的導頻子載波上的未經反轉的導頻數據，如上所述。然而，在此實施 例中，接收器包括導頻拷貝器，當導頻數據不連續性檢測器檢測到不連續導頻數據時，該導 頻拷貝器被布置來通過利用來自與不連續導頻數據所在的導頻子載波相鄰的導頻子載波 的導頻數據替代不連續導頻數據，來在包含不連續導頻數據的OFDM符號被濾波器和信道 估計器處理之前對包含不連續導頻數據的OFDM符號進行適配。如上所述，在MISO模式中，可能由於不連續的經反轉/未經反轉導頻子載波而弓I 起問題。為了解決這個問題，提供了導頻拷貝器，其在包含不連續導頻數據的OFDM符號被 信道估計器處理之前，利用來自相鄰導頻子載波的「非不連續」導頻數據來替代不連續導頻 數據。將在所附權利要求中限定本發明的各個其它方面和特徵。


現在參考附圖僅以示例的方式描述本發明的實施例，在附圖中，相似的部分被提 供有相對應的標號，並且圖1提供了示出典型DVB-T2發送器鏈的示意圖；圖2提供了指示典型DVB-T2幀結構的示意圖；圖3提供了示出典型DVB-T2接收器鏈的示意圖；圖4提供了示出一般的OFDM符號序列的示意圖5提供了示出經外推(extrapolate)和內插(interpolate)以便生成信道估計 的典型DVB-T2 OFDM符號序列的示意圖；圖6和圖7提供了信道估計器和校正器的示意圖；圖8提供了根據本發明布置的信道估計器和校正器的示意圖；圖9和圖10提供了指示典型DVB-T2幀結構的示意圖；圖11提供了示出形成了典型DVB-T2 OFDM符號序列的兩個T2幀的示意圖；圖12提供了圖示出圖11所示的兩個T2幀之間的信道估計被暫停的示意圖；圖13提供了 MISO傳輸系統的示意圖；圖14a和14b提供了指示DVB-T2 MISO OFDM符號序列中的導頻子載波外推和內 推的示意圖。圖15a和15b提供了指示DVB-T2 MISO OFDM符號序列中的導頻子載波反轉不連 續性的示意圖；圖16提供了指示經反轉導頻拷貝器對DVB-T2 MISO OFDM符號序列的操作的示意 圖；圖17提供了示出根據本發明一個示例布置的信道估計器和校正器的示意圖，以 及圖18提供了概述根據本發明的方法的流程圖。
具體實施例方式OFDM發送器和接收器圖1提供了例如可用於發送根據DVB-T2標準的視頻圖像和音頻信號的OFDM發 送器的示例框圖。在圖1中，節目源1生成將由OFDM發送器發送的數據。視頻構碼器 (coder) 2、音頻構碼器4以及數據構碼器6生成要發送的視頻、音頻和其它數據，這些視頻、 音頻和其它數據被饋送給節目復用器10。節目復用器10的輸出形成了具有傳輸視頻、音頻 和其它數據所需的其它信息的復用流。復用器10將流提供到連接信道12上。可能存在被 饋送到不同分支A、B等的許多這樣的復用流。為了簡化，將只描述分支A。如圖1所示，OFDM發送器在復用器適配和能量分散塊22處接收流。復用器適配 和能量分散塊22使數據隨機化，並且將適當的數據饋送給對流執行糾錯編碼的前向糾錯 編碼器(encoder) 24。比特交織器26被提供來對經編碼數據比特進行交織，經編碼數據比 特對於DVB-T2的示例來說是LDCP/BCH編碼器輸出。來自比特交織器26的輸出被饋送給 比特至星座映射器28，比特至星座映射器28將比特的群組映射到用於傳送經編碼數據比 特的調製制式的星座點上。來自比特至星座映射器28的輸出是表示實分量和虛分量的星 座點標記(label)。星座點標記表示取決於所使用的調製制式而由兩個或更多個比特形成 的數據OFDM符號。這些可稱為數據單元(data cell)。這些數據單元經過時間交織器30， 時間交織器30的作用是交織從多個LDPC碼字得到的數據單元。這些數據單元與由圖1中的分支B和C經由其它信道31產生的數據單元一起由 幀構建器32接收。幀構建器32隨後將許多數據單元形成為要在OFDM符號上傳送的序列， 其中，OFDM符號包括多個數據單元，每個數據單元被映射到子載波中的一個。子載波的數 目取決於系統的操作模式，系統操作模式可以包括lk、2k、4k、8k、16k或32k之一，每個模式例如根據下表而提供不同數目的子載波
表1 每個模式中子載波的最大數目將在各個OFDM符號中運送的數據單元序列隨後被傳遞給OFDM符號交織器33。 OFDM符號隨後由OFDM符號構建器塊37生成，OFDM符號構建器塊37引入從導頻和嵌入信 號形成器36饋送來的導頻和同步信號。OFDM調製器38隨後在時域中形成OFDM符號，該 OFDM符號被饋送給用於生成OFDM符號之間的保護間隔的保護插入處理器40，並且隨後被 饋送給數模轉換器42，並且最後被饋送給RF前端44中的RF放大器以最終由OFDM發送器 從天線46廣播。對於DVB-T2系統，每個OFDM符號的子載波數目可以取決於導頻子載波和其它保 留子載波的數目而變化。根據DVB-T2標準的「超幀」(super frame)的示例說明在圖2中 示出。因此，在DVB-T2中，與DVB-T中不同，用於運送數據的子載波數目不是固定的。廣 播公司可以從各自為每一 OFDM符號的數據提供一定範圍的子載波的lk、2k、4k、8k、16k、 32k中選擇一種操作模式，這些模式中的每種模式可用的最大子載波數目分別為1024、 2048、4096、8192、16384、32768。在0￥842中，物理層幀包括許多0 011符號。通常，如圖2所 示，該幀開始於前導碼或Pl OFDM符號，其提供了與DVB-T2部署的配置有關的信令信息，包 括對模式的指示。Pl OFDM符號後跟隨了一個或多個P2 OFDM符號64，P2 OFDM符號64後跟 隨了承載OFDM符號66的多個有效載荷。物理層幀的終止由幀結束OFDM符號(FCS) 68來標 明(然而，這是僅當模式不是僅徑直頻率內插模式並且不是PP8導頻圖案(pilot pattern) 的情況，如下所述)。下面將更深入地討論DVB-T2幀結構。對於每種操作模式，子載波數目 可能針對每類OFDM符號而不同。此外，子載波數目可能根據帶寬擴展是否被選擇、音保留 (tonereservation)是否被使能以及根據選擇了哪種導頻子載波圖案而針對每類OFDM符 號變化。圖3提供了可以與本技術一起使用的接收器的示例圖示說明。如圖3所示，OFDM 信號由天線100接收並由調諧器102檢測，並且由模數轉換器104轉換為數字形式。如下面 將進一步討論的，在一些實施例中，接收到的OFDM可能是由兩個單獨的天線組發送的兩個版本的OFDM符號的組合。保護間隔移除處理器106從所接收OFDM符號中移除保護間隔， 然後，利用與信道估計器和校正器110和嵌入信令解碼單元111相組合的快速傅立葉變換 (FFT)處理器108來從OFDM符號中恢復數據。經解調數據從去映射器112被恢復，並且被 饋送給OFDM符號去交織器114，去交織器114操作來實現對所接收數據OFDM符號的逆映 射，以生成對數據進行了去交織的輸出數據流。類似地，比特去交織器116逆轉由比特交織 器26執行的比特交織。圖3所示的OFDM接收器的剩餘部分被提供來實現糾錯解碼118以 糾正錯誤並且恢復對源數據的估計。DVB-T和DVB-T2 OFDM符號包括可在接收器處用於同步和糾錯的導頻數據。導頻 數據分布在每個OFDM符號的各子載波中，因此提供了多個導頻子載波。在發送之前，導頻 數據被以升高的功率電平並且以已知的相位和幅度來插入在每個OFDM符號中的導頻子載 波上。因此，接收器可以將導頻數據與幀同步和時間同步一起用來估計用於發送OFDM符號 的信道的信道響應。一旦接收器具有對信道響應的估計，就可將信道響應考慮在內來校正 所接收OFDM符號。導頻子載波通常分布在每個OFDM符號中的各子載波中，因此，可在接收 器處估計到時間和頻率二者上的信道響應的變化。DVB-T和DVB-T2的不同之處在於DVB_T 採用單個靜態的導頻子載波圖案，而在DVB-T2中，存在八個導頻子載波圖案(PPl至PP8)， 每個圖案被設計為利用特定的FFT大小與保護間隔組合來最佳地工作。DVB-T2 OFDM符號包括離散導頻子載波、連續導頻子載波和邊緣導頻子載波，其數 目和位置是由八個預先定義的導頻子載波圖案之一來定義的。連續導頻子載波總是佔據 OFDM符號內的相同子載波位置，而離散導頻子載波的子載波位置逐OFDM符號而變化。這種 概念在圖4中示出。邊緣導頻子載波位於每個OFDM符號的第一和最後一個子載波上，因此 是連續子載波導頻。圖4示出了在一時間段中發送的OFDM符號序列的前三十二個子載波。這些OFDM 符號形成了具有沿著水平軸示出的OFDM子載波(k)以及沿著垂直軸示出的OFDM符號在時 間中的位置(L)的二維網格401。每個個體圓圈表示特定OFDM符號上的特定子載波的值。 這些被稱為單元(cell)。每個水平行的單元305表示OFDM符號的前32個子載波。如從 二維陣列401可見的，連續導頻子載波403佔據每個OFDM符號中的相同單元，而離散導頻 子載波404的位置以重複周期隨著OFDM符號的不同而變化。導頻子載波的位置是根據上 面討論的預先定義的導頻子載波圖案來確定的。每個DVB-T2導頻子載波圖案由如下兩個 值來表徵Dx和Dy。Dx表示各OFDM符號上的離散導頻子載波之間的間距，並且Dy表示分 離具有在相同子載波位置中的離散導頻子載波的OFDM符號的OFDM符號數目。圖4所示的 OFDM符號序列示出了 Dx = 6並且Dy = 4的PP3導頻子載波圖案。信道估計為了使接收器成功地解調OFDM符號序列，例如圖4所示的OFDM符號序列，應當估 計每個OFDM符號的每個子載波(換言之每個單元)的信道響應的樣本。用於發送OFDM符 號的信道的頻率(即，信道逐子載波地變化)和時間(即，信道逐OFDM符號地變化)將變 化。可以簡單地通過將圖4所示的導頻子載波403、404的相位和幅度與用於發送它們的已 知相位和幅度相比較來導出與它們的時間和頻率中的位置相對應的信道估計。然而，為了 提供針對數據承載子載波405的信道估計，必須使用從導頻子載波上的導頻數據導出的信 道估計。這可以通過利用包括外推和/或內插的處理來實現。
位於兩個導頻子載波之間的數據承載子載波的信道估計可以通過在從這兩個導 頻子載波提取出的導頻數據之間進行內插來生成。對於一些導頻子載波圖案，簡單地在 每個OFDM符號上的導頻子載波之間進行內插足以產生每個數據承載子載波的信道估計。 這種在單個OFDM符號上的導頻子載波之間的內插相當於僅在頻域中的內插，因此，稱為 頻率內插。是否能夠進行頻率內插取決於所關注OFDM符號上是否存在足夠的導頻子載 波。這是因為遍及每個OFDM符號分布的導頻子載波實際上等於對信道的離散採樣。因 此，跨越OFDM符號分布的導頻子載波必須與採樣速率相對應，採樣速率至少是在由子載 波表示的頻率範圍中的信道響應的內奎斯特極限。這在2009年2月的DVB文獻A133的 5. 4 ι 「Implementationguidelines for a second generation digital terrestrial television broadcastingsystem(DVB-T2)，，中作了進一步討論。因此在一些狀況下，來自單個OFDM符號的導頻數據未提供可以用來生成每個子 載波的可靠信道估計的與信道有關的足夠信息。在此情況中，可以採用時間-頻率內插。在 時間_頻率內插中，來自多個相鄰OFDM符號的導頻數據被用來提供針對給定OFDM符號的 另外的信道估計數據。然而，時間_頻率內插可能要求需要考慮來自尚未接收到的OFDM 符號上的導頻子載波的導頻數據。在此情況中，可以採用導頻數據外推。將參考圖4和圖 5進一步說明時間-頻率內插。如上所述，圖4示出了遵循PP3導頻子載波圖案的OFDM符號序列的前三十二個子 載波。PP3導頻子載波圖案未包含足夠的導頻子載波以便提供足夠的導頻數據從而允許基 於僅頻率內插的合理信道估計。為了提供足夠導頻數據以執行單個符號上的導頻子載波之 間的內插，需要子載波位置1^ = 0，1^ = 6，1^= 12，k= 18，k = 24，k = 30等(S卩，導頻子 載波圖案中離散導頻子載波所在的每個子載波)處的導頻數據。在圖4中的L= 11處示出了最近接收到的OFDM符號305。可見，在此新近接收的 OFDM符號中，存在k = 0和k= 12處的導頻子載波。然而，為了提供足夠的導頻數據以執 行導頻子載波之間的頻率內插，理想地，需要k = 6，k = 18，k = 24和k = 30處的導頻數 據。為了實現此，來自先前接收的OFDM符號的導頻子載波的導頻數據被首先用來獲得外推 出的導頻數據。這將參考圖5進行說明。圖5示出了圖4的OFDM符號序列，但是還包括已生成了其外推出的導頻數據的、 迄今為止未接收到的「將來的」OFDM符號705部分，所述外推出的導頻數據在與將來的離散 導頻子載波404將位於的位置相對應的子載波位置704處。預測出的導頻數據是基於對從 來自先前OFDM符號的導頻子載波提取出的導頻數據的外推的。一旦對導頻數據的外推被執行並且生成了預測導頻數據704，則子載波位置k = 0，k = 6，k = 12，k = 18，k = 24，k = 30處所需的導頻數據可以通過時間內插來生成。考慮當前接收的OFDM符號305上k = 18處的子載波，對子載波k = 18的導頻數 據的內插估計是通過在先前存儲的針對先前OFDM符號L = 8獲得的導頻子載波位置k = 18處的外推導頻數據與預測出的L = 12處的將來OFDM符號上的子載波位置k = 18處的 導頻數據之間在時間上進行內插來生成的。類似地，子載波k = 30處的導頻數據是通過在 先前存儲的OFDM符號L = 10上的子載波k = 30的外推導頻數據與預測出的L = 14處的 將來OFDM符號上的子載波位置k = 30處的導頻數據之間進行時間內插而生成的。以這種 方式，可以生成子載波k = 0,k = 6,k = 12, k = 18, k = 24，k = 30的導頻數據。一旦生成了這些子載波處的導頻數據，就可以如上所述那樣執行頻率內插以提供針對每個子載波 的信道估計。實現上述時間內插的簡單方法是利用線性內插。這可以通過首先導出兩個加權因 子來實現，第一個加權因子是基於當前OFDM符號與針對給定子載波的最近的外推導頻數 據估計在時間上的臨近性的，並且第二加權因子是基於與針對所述給定子載波的最近的所 接收導頻子載波在時間上的臨近性的。例如，從圖5可見，對於子載波k = 24，最近的外推 導頻子載波在OFDM符號L = 13處，並且針對子載波24的最近的所接收導頻子載波在OFDM 符號L = 9處。下面的等式定義了可以在線性內插中使用的加權因子內插輸出(Iout)= (Pweight XEP)+ (MweightXMP)Apos =基於實際時間的位置-L 其中，Pweight=通過當前OFDM符號與針對給定子載波的最近的外推估計在時間上的臨近 性來定義的第一加權因子Mweight=通過當前OFDM符號與針對所述給定子載波的最近的所接收離散導頻子載 波在時間上的臨近性來定義的第二加權因子EP =給定子載波上的最近的外推導頻子載波的值MP =先前存儲的給定子載波上的外推導頻子載波的值Apos =當前OFDM符號與針對給定子載波的最近的外推估計在時間上的臨近性包括信道估計的傳統接收器的實現圖6提供了如圖3所示的作為接收器的一部分的、可以執行上述時間_頻率內插 處理的信道估計器和校正器110的示意圖。如圖6所示，導頻數據由導頻數據提取器從所接收OFDM符號中提取出來並被輸 入預外推濾波器。預外推濾波器移除輸入信號的高頻分量，並且在將信號傳遞到濾波器 302 (下面將進一步描述)之前，通過從輸入信號中減去該結果來減少信號的低頻分量。預 外推濾波器使得較少的外推器抽頭被用在濾波器302中，這促成了較小的所需物理面積以 及減少的存儲器使用率。另外，預外推濾波器還允許例如靜態信道中的更快的收斂時間。在預外推濾波器的處理之後，OFDM符號隨後被輸入歸一化最小均方(NLMS)導頻 數據外推濾波器302。NLMS導頻數據外推濾波器302使用被實現為一系列抽頭的最小均方 算法來通過將附加噪聲從經預先濾波的輸入OFDM信號去相關來產生對信道的估計，並且 還執行導頻數據外推。該信道估計器和校正器包括洩露抽頭(leaky tap)更新單元303，其 被使用以使得當輸入OFDM符號未將濾波器激勵到所需電平時使NLMS導頻數據外推濾波器 302的自適應參數不漂移。從NLMS導頻數據外推濾波器302輸出的對OFDM符號的噪聲去 相關估計經由加法器304被添加到預外推濾波器的輸出。其結果被輸入信道估計單元307。 信道估計單元307進行上述時間和頻率內插處理，並且輸出信道估計H。針對同相的離散導 頻的外推估計不被信道估計單元307修改。該信道估計器和校正器包括第二減法器305，其被布置來直接從輸入OFDM符號中減去噪聲去相關的OFDM符號，以給出誤差估計輸出。這可被接收器的其它部分用作噪聲 估計，並且因此每個子載波的信噪比(SNR)可通過將信道估計功率除以噪聲估計功率來導
出ο提供了圖6所示的傳統信道估計器和校正器的更詳細實現的示意圖在圖7中提{共。圖7包括NLMS導頻數據外推濾波器302的更詳細示圖，例如示出了形成濾波器序 列的抽頭和延遲單元801。總共存在具有係數W的T個抽頭以及T個延時801。在操作時， 第一步是將NLMS導頻數據外推濾波器302的抽頭係數Wm至Wm初始化為零。還提供了 信道估計單元307的更詳細示圖。信道估計單元307包括導頻數據時間內插器3072。存 儲器元件3071存儲當離散導頻同相時從加法器304輸入的先前外推出的信道估計，並且為 不同相的離散導頻載波提供經內插的導頻。信道估計單元307還包括導頻數據頻率內插器 3073，用於內插導頻數據以產生信道估計H，如上所述。具有導頻數據不連續件檢測器的信道估計如上所述，一些OFDM系統包含可能導致接收器處所提取的導頻數據中的導頻數 據不連續性的某些特徵。圖8示出了根據本技術布置的信道估計器和校正器110的示意 圖。信道估計器和校正器110包括用於獲取需要後處理的噪聲信道估計的導頻數據提取器 700、用於將所接收OFDM符號從信道噪聲去相關並且對導頻數據進行外推的NMLS導頻數 據外推濾波器302、以及信道估計單元307，該信道估計單元307包括導頻數據時間內插器 3072、存儲器元件3071和導頻數據頻率內插器3073。導頻數據外推濾波器302和信道估計 單元307 —般都是根據圖6和圖7所示的信道估計器和校正器110來布置的。在一些實施 例中，可將導頻數據時間內插器和導頻數據頻率內插器設置在單個導頻數據內插單元810 中。存儲器元件3071被布置來存儲從先前接收的OFDM符號外推得到的導頻數據。存儲器 元件3071僅每一符號地針對同相的離散導頻載波以及在時間維度上被內插以填充不同相 的離散導頻載波的間隙的離散導頻載波而被更新。導頻數據時間內插器3072可以包括上 採樣濾波器805和低通濾波器806，用於根據由NMLS導頻數據外推濾波器302產生的外推 導頻數據來產生經時間內插的導頻數據。導頻數據頻率內插器3073可以包括上採樣濾波 器807，用於對從導頻數據內插器3072接收的導頻數據上採樣以產生所有子載波位置處的 信道估計。導頻數據頻率內插器3073也可以包括低通濾波器808，用於對信道估計結果濾 波。類似地，導頻數據時間頻率內插器3072可以包括對從存儲器3071輸入的導頻數據進 行上採樣的上採樣濾波器805，以及對將輸入到導頻數據頻率內插器3073的經內插導頻數 據進行濾波的低通濾波器806。然而，在一些實施例中，導頻數據時間內插器3072和導頻 數據頻率內插器3073不包括對導頻數據執行內插的上採樣濾波器和低通濾波器，而是包 括諸如處理器之類的裝置用以執行上述的線性內插。圖8所示的信道估計器和校正器110 還包括導頻數據不連續性檢測器801和控制器802。檢測器801被布置來檢測經系統處理 的OFDM符號的導頻數據中的不連續性。該檢測器被連接到信道估計器和校正器110內的 各個點，包括到輸入OFDM符號進入信道估計器和校正器110的點的第一連接803以及到導 頻數據提取器700的輸出的第二連接804。然而，這些連接點僅是示例。將清楚，可設想可 以從其導出與導頻數據不連續性有關的相關信息的任何合適的連接點。信道估計器和校正 器110還包括連接到檢測器801的控制器802。控制器802被布置來使得一旦檢測到導頻數據不連續性，則適當的控制信號可被發送給導頻數據提取器700、NLMS導頻數據外推濾 波器302、導頻數據時間內插器3072、存儲器3071或導頻數據頻率內插器3073中的一個或 多個，以使得信道估計器的這些組件適配其操作從而適應該導頻數據不連續性。下面將描 述信道估計器和校正器110遇到的導頻數據不連續性的多個示例以及信道估計器和校正 器110的組件適應這些不連續而作出的適配。導頻數據外推器輸出不連續件如上所述，NLMS導頻數據外推濾波器302基於從先前接收的OFDM符號提取出的導 頻數據來產生對將來的導頻數據的估計。這種外推使得能夠產生基於時間-頻率內插的信 道估計。然而，當信道估計器和校正器110最初被初始化時，在可以產生外推導頻數據(並 且因此在可以產生信道估計)之前引起了延遲，這是因為NLMS導頻數據外推濾波器302需 要來自「先前」符號的先前導頻數據，其中，將在時域中從所述先前導頻數據外推將來的導 頻數據。因此，實質上存在對形成外推功能的系統中的存儲器量的需求。例如，如果導頻數 據外推器包括6個抽頭並且導頻子載波圖案為PP8 (Dx = 6，Dy = 16)，則在導頻數據外推 器具有足夠的導頻數據以開始外推之前需要接收總共96個符號(DyX導頻數據外推器中 的抽頭數目)。因此，如果導頻數據頻率內插器3073在NLMS導頻數據外推濾波器302準備 好輸出外推導頻數據之前等待，則在可以產生信道估計之前將存在至少96個符號的延遲。在本發明的一個實施例中，檢測器801被布置來通過檢測對信道估計器和校正器 110的初始化，例如通過接收第一個OFDM符號，來檢測由NLMS導頻數據外推濾波器302的 初始化延遲引起的導頻數據中的可能的不連續性。以DVB-T2為例，第一個OFDM符號可以是 Pl符號。檢測器801隨後可操作來將檢測到的該初始化傳輸給控制器802。控制器802隨 後嚮導頻數據頻率內插器3073發送控制信號。該控制信號使得導頻數據頻率內插器3073 適配其操作以適應導頻數據的不連續性。在一個示例中，當接收到控制信號時，導頻數據頻 率內插器被布置為通過僅利用頻率內插，接受預定時間段的來自導頻數據提取器單元700 的其輸入(即，不經過需要外推出的導頻數據的任何時間內插)並且經由連接809將相關 子載波傳遞迴NLMS導頻數據外推濾波器302的輸入，來生成信道估計。該預定時間段至少 對應於NLMS導頻數據外推器302接收足夠數目的OFDM符號以開始在時域中產生外推導頻 數據所需的時間段。在此示例中，在導頻子載波圖案PP8的情況中，信道估計單元307預備 在6個OFDM符號內而非96個OFDM符號內開始產生信道估計。將來的擴展幀不連續性將來的擴展幀(FEF)是已包括在DVB-T2標準中的未經定義的幀，以使得根據該標 準操作的設備可在將來被適配為適應新類型的數據幀。圖9圖示出了這是如何實現的。可 見，FEF 92被插入在兩個標準T2幀91之間。DVB-T2超幀中FEF的包括以及位置是由插入 在Pl和P20FDM符號中的信令數據來指示的。所接收DVB-T2信號中對FEF的包括可能將不連續性包括在導頻數據中並且擾亂 了信道估計系統，這是因為沒有保證FEF將遵循當前定義的導頻方案並且/或者可能根本 不包含導頻數據。然而，根據DVB-T2標準操作的接收器必須能夠適應包括FEF的OFDM幀 序列。在本發明的一些示例中，檢測器801被布置來檢測輸入到信道估計器和校正器 110的FEF。當檢測到FEF時，檢測器被布置來向控制器發送信號，控制器將控制信號發送給導頻數據提取器700、NLMS導頻數據外推器302以及導頻數據頻率內插器3073。該控制信 號致使導頻數據提取器700、NLMS導頻數據外推濾波器302以及導頻數據頻率內插器3073 暫停操作一時間段，該時間段足以確保沒有來自FEF的數據輸入信道估計單元307。在一些 示例中，該時間段可以等於FEF的時間長度。這種概念在圖9中示出。在與常規T2幀相對 應的第一時段93和第三時段95期間，信道估計單元307正常操作。然而，在與FEF相對應 的第二時段94期間，信道估計單元307的操作被暫停。導頻圖案不連續件圖10提供了 DVB-T2幀結構的圖示說明(未示出FEF)。可見，幀結構包括超幀序 列1001，每個超幀1001又包括多個T2幀91。T2幀各自包括多個OFDM符號。每個T2幀 開始於Pl信令OFDM符號1002，其後跟隨有至少一個P2信令OFDM符號1003，並且隨後是 數據OFDM符號1004序列，其終止於幀結束OFDM符號1005。在DVB-T2中，幀相互獨立並 且可以具有可變長度。因此，不保證導頻子載波圖案是逐幀地連續的。此外，如果T2幀中 的OFDM符號的數目不是Dy的倍數，則將在T2幀之間存在離散導頻不連續性，因為離散導 頻子載波的重複周期僅在每Dy個OFDM符號中完整地循環。將參考圖11進一步說明導頻子載波圖案不連續性的示例。圖11示出了 Dy = 4並且Dx = 3的導頻子載波圖案的示例。前六個OFDM符號表 示第一 T2幀T2i，並且接下來的六個OFDM符號表示第二 T2幀T22。可見，當第二 Τ2幀Τ22 開始時，「相位」(即，第一離散導頻子載波的位置)被「重置」。第一條線1101示出了如果 第二幀Τ22的導頻子載波圖案的重複周期是第一幀T2i的導頻子載波圖案的未間斷連續的 話離散導頻子載波所在的外推平面。第二條線1102示出了導頻載波所在的實際平面。如 將會理解的，如果未經修改的DVB-T信道估計器接收圖11所示的OFDM符號，則將繼續提取 並存儲來自第二幀T22中被第一條線1101等分的單元的數據。如果信道估計系統繼續將從 這些單元提取的數據解釋為導頻數據，則信道估計將不再能夠提供可靠的離散導頻內插， 並且系統將失效。在一個示例中，檢測器801被布置為檢測因幀之間的轉移(transition)引起的任 何導頻子載波圖案不連續性。這可以基於Pl和/或P2幀信令數據或者任何其它合適的方 法。一旦檢測到，則檢測器802向控制器802傳輸已檢測到不連續性。控制器802隨後可 操作來嚮導頻數據提取器700發送控制信號，該控制信號使得導頻數據提取器700在每幀 的開始處將離散導頻相位「重置」為零。換言之，只要開始處理新的幀，導頻數據提取器700 和NLMS導頻數據外推濾波器302就從提取並且處理來自位於第一平面1101的單元的數據 作為導頻數據切換為從位於第二平面1102的單元提取數據作為導頻數據。這確保了導頻 數據是從導頻子載波正確地提取的，而不是從正常數據承載子載波提取正常數據並將這些 正常數據不正確地解釋為導頻數據。在另一示例中，檢測器801還被布置為檢測幀之間的轉移，並且將此傳輸給控制 器802。控制器802隨後可操作來嚮導頻數據提取器700、NLMS導頻數據外推濾波器302以 及導頻數據頻率內插器3073發送控制信號，控制信號使得它們在處理出現在引起導頻子 載波圖案不連續性的幀轉移期間的OFDM符號期間暫停它們的操作。圖12圖示出了在此上 下文中暫停信道估計單元307的所有部分的操作的概念。圖12示出了圖11所示的相同OFDM符號序列。在第二幀T22的前兩個OFDM符號期間，信道估計單元307的操作已被暫停。從離散導頻平面1201可見，導頻數據提取器700 預期導頻子載波的下一位置在子載波k = 15處。通過暫停信道估計單元307對前兩個OFDM 符號的操作，當信道估計單元307並且因此導頻提取器700再次開始操作時的下一導頻子 載波的位置在k = 15處，因此，維持了導頻子載波圖案的連續性。導頻數據提取器700、NLMS導頻數據外推濾波器302以及導頻數據頻率內插器 3073將暫停對其的操作的OFDM符號的最大數目為Dy-I。因此，對於導頻子載波圖案PP1、 PP3、PP5和PP7，信道估計器和校正器的這些部分的操作被暫停的最大時間段為三個OFDM 符號。類似地，對於導頻子載波圖案PP2、PP4和PP6，操作被暫停的最大時間段為一個OFDM 符號。導頻子載波圖案PP8將產生15個OFDM符號的最大暫停時段。在一些示例中，在操 作被暫停的時段期間，NLMS導頻數據外推濾波器302的抽頭係數不應被更新，並且誤差估 計應當被暫停(使噪聲功率估計不變)。MISO 模式DVB-T2提供了所謂的「多輸入單輸出」(MISO)傳輸模式。在MISO傳輸模式中，兩 個不同版本的DVB-T2信號從分離的天線被廣播。這種發送分集意味著在接收器處接收到 的信號經過了兩個不同的信道。可以在接收器處利用原始數據經由多於一個信道被發送的 事實，以便產生更魯棒版本的原始數據。在DVB-T2中，這是通過將經修改的Alamouti碼應 用到每個OFDM符號中的相鄰子載波來實現的。這在DVB藍皮書A133的第9. 3. 3節中作了 更深地說明。然而，在圖13中在簡單的層級上圖示出了該概念。圖13示出了分別通過第一信道Hl和第二信道H2來向DVB-T2接收器1303發送 數據的第一發送器(或發送器組)1301和第二發送器(或發送器組)1302的示意圖。根據 Alamouti構碼，在偶數編號的OFDM符號上，導頻數據被同相地從兩組發送器發送。在奇數 編號的OFDM符號上，當從第二發送器(或發送器組)1302被廣播時，導頻被反轉。在實現DVB-T2 MISO模式時，在從第一發送器(或發送器組)1301和第二發送器 (或發送器組)1302發送的OFDM符號之間實現下面的差異·離散導頻子載波上的導頻數據在來自第二發送器(或發送器組)的奇數編號的 OFDM符號上被反轉； 來自第二發送器1302的P2 OFDM符號的導頻數據在具有三的奇數倍的索引的子 載波上被反轉； 來自第二發送器1302的邊緣導頻子載波的導頻數據在奇數編號的OFDM符號上 被反轉； 來自第二發送器1302的與離散導頻子載波相符的連續導頻子載波的導頻數據 僅當離散導頻子載波的導頻數據被反轉時才被反轉，否則它們保持不變；·對於幀結束OFMD符號和數據OFDM符號，來自第二發送器1302的離散導頻子載 波上的導頻數據在交替離散導頻子載波上被反轉。對在MISO模式中發送的所接收DVB-T2 OFDM符號的解調由下式來定義 其中
H1 =第一信道的信道脈衝響應，H2 =第二信道的信道脈衝響應，η=離散導頻載波，η+1 =與離散導頻載波η相鄰的離散導頻載波，g(n)=離散導頻載波η處的兩個信道的和，g(n+l)=離散導頻載波η處的兩個信道的差OFDM子載波η上的導頻數據實際上是來自兩個發送器的這些導頻子載波上的導 頻數據之和，而OFDM子載波η+1上的導頻數據實際上是來自兩個發送器的這些子載波位置 處的導頻之差(通過反轉一個發送器上的導頻實現的)。因此，對分別位於OFDM子載波η 和η+1上的兩個相鄰離散導頻的和進行平均將為第一發送器1301提供OFDM子載波η上的 離散導頻子載波位置處的信道估計。而對OFDM子載波η和η+1上的相同相鄰導頻的差進 行平均將為第二發送器1302提供OFDM子載波η上的離散導頻位置處的信道估計。信道估 計單元307可被適配來在MISO傳輸模式中以這種方式估計信道。如將會理解的，這意味著 為了確定子載波位置η+1處的離散導頻的值，必須基於子載波位置η+1上的離散導頻值來 應用內插。MISO樽式導頻不連續件與圖5所示的信道估計一樣，在MISO傳輸模式中，信道估計單元307仍然必須為 所接收OFDM符號序列中的每個子載波位置提供信道估計。這在圖14a和14b中示出。圖14a示出了典型MISO模式OFDM符號序列的前三十七個子載波。圖14b示出 了在導頻數據被導頻數據提取器700提取並被導頻數據時間內插器3072內插之後的同一 OFDM符號序列。在偶數編號的OFDM符號上發送的未反轉導頻數據1401被示為實心圓，在 奇數編號的OFDM符號上發送的經反轉導頻數據1402被示為陰影圓。如將理解的，為了提 供足夠的導頻數據用於可靠的信道估計，子載波k = 3，6，9，12，15，18，21，24，30和36上的 「丟失」導頻子載波位置必須基於對所提取導頻數據的內插而被填充以導頻數據。這是通 過在每個子載波的導頻數據之間進行時間內插來實現的，並且可由信道估計單元307以與 上述方式相同的方式來實現。圖14b圖示出了針對MISO模式傳輸的時間內插概念。經內 插的未反轉導頻數據單元1403被示為具有外層圓圈的黑色圓，並且經內插的反轉導頻數 據單元1404被示為具有外層圓圈的陰影圓。從圖14a可見，除包含邊緣導頻子載波的子載 波1405以外的每個導頻子載波包含未經反轉或經反轉中的僅一種類型的導頻數據。這使 得在這些子載波中進行內插成為可能。如上所述，邊緣導頻子載波通常包含連續導頻子載 波。然而，在MISO模式的本示例中，邊緣導頻子載波1405包含不連續導頻數據，因為未反 轉離散導頻數據1401和經反轉離散導頻數據1402均存在。因此，邊緣導頻在導頻數據時 間內插器3072中不能再被認為是連續導頻。然而，如圖14b中的邊緣導頻子載波1406所 示，可以通過在從未反轉離散導頻子載波提取出的未反轉導頻數據之間進行內插以填充最 初被經反轉導頻數據佔據的單元位置來減輕這個問題。如將理解的，同樣可以在提取出的 經反轉離散導頻數據之間進行內插來填充最初被未反轉導頻數據佔據的單元位置。MISO模式導頻相位反轉不連續性在MISO模式中進行信道估計期間出現的又一問題是導頻相位反轉不連續性的出 現。圖15a示出了利用PP3導頻子載波圖案的在MISO模式中發送的所接收OFDM符號序列中的子載波k = 0至k = 36。可見，子載波k = 6，k= 18和k = 30上的來自P2 OFDM符 號的導頻子載波1501包含未反轉導頻數據，而子載波k = 6，k = 18和k = 30上的其餘導 頻子載波1402包含經反轉導頻數據。經反轉和未經反轉的導頻數據均出現在子載波k = 6，k = 18和k = 30上的事實意味著在對從這些子載波提取出的導頻數據進行時間內插期 間存在潛在的不連續性。如上所述，為了執行時間內插，從導頻承載子載波(圖15a中的子載波k = 6，12， 18，24和36)提取出的導頻數據用來生成針對不包含導頻數據的子載波位置的在OFDM符號 之間的經內插導頻數據。因此，例如在圖15a中，在從幀結束OFDM符號FC上的k = 6處的 導頻子載波提取出的導頻數據與從數據OFDM符號D8上的k = 6處的導頻子載波提取出的 導頻數據之間進行內插，以生成OFDM符號D7的子載波位置k = 6處的經內插導頻數據估 計。然而，MISO模式中的另外的困難是從用來生成內插的兩個導頻子載波提取出的導頻數 據必須都是未經反轉或經反轉的。如果一個是經反轉的並且一個是未經反轉的，則內插的 結果將被擾亂。圖15b示出了如果由傳統信道估計器來處理圖15a所示的OFDM符號序列 的話這種擾亂可能如何發生的示例。在子載波k= 18，k = 30處，落在導頻子載波圖案規定的子載波上的P20FDM符號 的導頻子載波將以其他方式被用作從其提取出導頻數據以生成外推導頻數據的一對導頻 子載波中的一個。由於這些P2導頻子載波是不連續的，因此，針對子載波k= 18的超出P2 OFDM符號以外的經內插輸出1502以及針對子載波k = 30的經內插輸出1503將被擾亂。在本發明的一個示例中，圖15b所示的被擾亂輸出1502、1503可以通過暫停信道 估計單元307的操作以防止從出錯的(offending)P2 OFDM符號中提取出任何不連續的導 頻數據來避免。在此示例中，檢測器801被布置來檢測P2 OFDM符號並且還檢測包含不連 續導頻數據的子載波。這可以基於Pl和/或P2幀信令數據或任何其它合適的方法。檢測 隨後被傳輸給控制器802，控制器802隨後可操作來將控制信號發送給信道估計器110的所 有部分導頻數據提取器700、NLMS導頻數據外推濾波器302和導頻數據時間內插器3073， 控制信號使得它們暫停其操作足夠長的時間段以防止不連續導頻數據被信道估計單元307 處理。在本發明的另一示例中，從包含經反轉導頻數據的相鄰導頻子載波中將不連續導 頻數據拷貝到出錯的導頻子載波中。該概念在圖16中示出。圖16示出了圖15a所示的 MISO OFDM符號序列。然而，如圖可見，來自k= 15處的導頻子載波的P2導頻數據已被拷 貝到最初包含不連續導頻數據的P2導頻子載波k= 18中。類似地，來自導頻子載波k = 27的經反轉導頻數據已被拷貝到最初包含不連續導頻數據的k = 30處的導頻子載波中。通常，該處理在由NLMS導頻數據外推濾波器302或信道估計單元307處理之前被 實現。在一個示例中，該方法由於以下事實而得到了在MISO模式傳輸中的應用在MISO模 式中，假設信道在兩個相鄰OFDM符號之間不變。圖17提供了被布置來實現該處理的信道 估計器和校正器110的示意圖。圖17示出了除了下面的以外與圖5所示的類似的信道估 計器和校正器110 在此信道估計器和校正器110中，導頻拷貝器1701被布置來處理所有 進入的OFMD符號。檢測器801被布置來檢測P2 OFDM符號以及包含不連續導頻數據的子 載波。這被傳輸給控制器802，控制器802被布置來嚮導頻拷貝器1701發送控制信號，導頻 拷貝器1701在出錯P2導頻被檢測到時拷貝如上所述的導頻數據。
操作概述圖18提供了示出根據本技術的方法步驟的流程圖。在步驟S101，在接收器處接 收OFDM符號，在步驟S102，檢測任何導頻數據的不連續性。在步驟S103，控制導頻數據提 取器、導頻數據外推器、導頻數據時間內插器和導頻數據頻率內插器中的至少一個以補償 導頻數據的不連續性。可以對之前描述的實施例作出各種修改。例如，將明白，構成上述信道估計器的特 定構成部分，例如線性內插器、NLMS濾波器和信道估計器單元是邏輯設計。因此，這些構成 部分提供的功能可以以不精準符合上面所述的以及圖中所示的形式的方式來表示。例如， 本發明的各方面可以以包括指令的電腦程式產品的形式來實現，這些指令可以在處理器 上被實現並存儲在諸如軟盤、光碟、硬碟、PROM、RAM、快閃記憶體或者這些或其它存儲介質的任何 組合之類的數據載體上，或者經由諸如乙太網、無線網絡、網際網路或者這些或其它網絡的任 何組合之類的網絡上的數據信號來發送，或者以硬體形式被實現為ASIC(專用集成電路) 或FPGA (現場可編程門陣列)或者適合用於適配傳統等效設備的其它可配置或訂製電路。本發明的實施例還可以得到利用諸如稱為DVB-C2的線纜傳輸標準之類的其它適 當傳輸標準的應用。對於DVB-C2的示例，將理解，OFDM符號不是經由射頻子載波而是經由 線纜來發送和接收的，因此，可以對發送器和接收器體系結構進行適當的適配。然而，將理 解，本發明不局限於利用DVB的應用，並且可被擴展到用於發送或接收、固定和移動形式兩 者的其它標準。
權利要求
一種用於接收經由信道發送的OFDM符號序列的接收器，每個OFDM符號包括用於發送數據的多個數據承載子載波以及用於發送導頻數據的多個導頻承載子載波，導頻子載波根據導頻子載波圖案被布置在OFDM符號內，所述接收器包括信道估計器，所述信道估計器包括導頻數據提取器，用於從每個OFDM符號的導頻子載波中提取導頻數據，導頻數據外推器，用於基於從所述導頻數據子載波提取出的導頻數據生成外推導頻數據，以及導頻數據內插器，可操作來通過在所述外推導頻數據之間在時間和頻率上進行內插來處理導頻數據，以產生所述信道的估計，其中，所述接收器包括不連續性檢測器，用於檢測經所述信道估計器處理的導頻數據中的不連續性，以及控制器，該控制器在由所述不連續性檢測器檢測到導頻數據不連續性時，可操作來向所述信道估計器提供控制信號，所述控制信號使得所述導頻數據提取器、所述導頻數據外推器和所述導頻數據內插器中的至少一個對導頻數據中的導頻數據不連續性進行補償。
2.根據權利要求1所述的接收器，其中所述不連續性檢測器可操作來檢測經所述導頻數據內插器處理的導頻數據中由產生 了生成外推導頻數據時的延遲的所述導頻數據外推器的初始化引起的不連續性，所述控制 器可操作來向所述信道估計器發送控制信號，該控制信號使得所述導頻數據內插器暫停基 於先前外推出的導頻數據與當前外推出的導頻數據之間的內插的信道估計，並通過在僅預 定時間段的所提取導頻數據之間進行頻率內插來產生信道估計，所述預定時間段至少與所 述導頻數據外推器接收足夠數目的OFDM符號以開始產生外推導頻數據所需的時間段相對 應。
3.根據權利要求1所述的接收器，其中，所述不連續性檢測器可操作來檢測所接收 OFDM符號序列中的導頻子載波圖案中的不連續性，並且當檢測到該不連續性時，所述控制 器可操作來向所述信道估計器發送控制信號，該控制信號使得所述導頻數據提取器、所述 導頻數據外推器和所述導頻數據內插器暫停操作達與多個OFDM符號相對應的時間段，以 使得包括導頻子載波圖案不連續性的OFDM符號不被所述信道估計器處理。
4.根據權利要求3所述的接收器，其中，所述導頻子載波圖案中的不連續性是由於導 頻數據未遵循導頻子載波圖案來布置而引起的或者是由於一個或多個OFDM符號未包括任 何導頻數據而引起的。
5.根據權利要求4所述的接收器，其中，導頻數據未遵循導頻子載波圖案來布置或者 一個或多個OFDM符號未包括任何導頻數據是由於所接收OFDM符號序列包括將來擴展幀 FEF，其中所述導頻數據提取器、所述導頻數據外推器和所述導頻數據內插器的操作被暫停的所 述預定時間段與預定數目的OFDM符號相對應，以使得來自所述FEF的OFDM符號不被所述 信道估計器處理。
6.根據權利要求1所述的接收器，其中，所述不連續性檢測器可操作來檢測導頻子載 波圖案中的如下不連續性，在該不連續性中，第一 OFDM符號上的導頻子載波的分布相對於 來自所述第一 OFDM符號之前的OFDM符號的導頻子載波的分布與導頻子載波圖案不對應， 並且當檢測到該不連續性時，所述控制器可操作來向所述信道估計器發送控制信號，該控制信號使得所述導頻數據提取器從所述第一 OFDM符號的導頻子載波中而不是從在所述第 一 OFDM符號遵循所述導頻子載波圖案的情況下導頻數據將位於的子載波中提取導頻數 據。
7.根據權利要求1所述的接收器，其中，所述不連續性檢測器被布置來檢測在所接收 OFDM符號的導頻子載波上包括不連續導頻數據的所接收OFDM符號，所述不連續導頻數據 是先前的OFDM符號中未被反轉的導頻子載波上的經反轉導頻數據，或者是先前的OFDM符 號中被反轉的導頻子載波上的未經反轉的導頻數據，並且當檢測到所述不連續導頻數據 時，所述控制器可操作來向所述信道估計器發送信號，該信號使得所述導頻數據提取器、所 述導頻數據外推器和所述導頻數據內插器暫停操作達與預定數目的OFDM符號相對應的時 間段，以使得所述不連續導頻數據不被所述信道估計器處理。
8.根據權利要求1所述的接收器，其中，所述不連續性檢測器被布置來檢測在所接收 OFDM符號的導頻子載波上包含不連續導頻數據的所接收OFDM符號，所述不連續導頻數據 是先前的OFDM符號中未被反轉的導頻子載波上的經反轉導頻數據或者是先前的OFDM符號 中被反轉的導頻子載波上的未經反轉導頻數據，並且所述接收器包括導頻拷貝器，所述導頻拷貝器在所述不連續導頻數據被檢測到時被布 置來通過利用來自與所述不連續導頻數據所在的導頻子載波相鄰的導頻子載波的導頻數 據替代所述不連續導頻數據，來在包含所述不連續導頻數據的OFDM符號被濾波器和所述 信道估計器處理之前對包含所述不連續導頻數據的OFDM符號進行適配。
9.根據權利要求1所述的接收器，其中，所述OFDM符號序列是根據諸如DVB-C2之類的 DVB標準發送的。
10.一種估計信道的信道響應的方法，在接收器處接收到的包含正交頻分復用OFDM符 號序列的數據幀經由所述信道被發送，每個OFDM符號包括用於發送數據的多個數據承載 子載波以及用於發送導頻數據的多個導頻承載子載波，導頻子載波根據導頻子載波圖案被 布置在OFDM符號序列內，所述方法包括從每個OFDM符號的導頻子載波中提取導頻數據，基於從所述導頻數據子載波提取出的導頻數據生成外推導頻數據，通過在所述外推導頻數據之間在時間和頻率上進行內插來處理導頻數據，以產生所述 信道的估計，檢測經所述信道估計器處理的導頻數據中的任何不連續性，並且當檢測到導頻數據的 不連續性時，對導頻數據中的所述不連續性進行補償。
11.一種用於估計經由信道發送的OFDM符號序列的信道脈衝響應的信道估計器，每個 OFDM符號包括用於發送數據的多個數據承載子載波以及用於發送導頻數據的多個導頻承 載子載波，所述導頻子載波根據導頻子載波圖案被布置在OFDM符號內，所述信道估計器包 括導頻數據提取器，用於從每個OFDM符號的導頻子載波中提取導頻數據，導頻數據外推器，用於基於從所述導頻數據子載波提取出的導頻數據生成外推導頻數 據，以及導頻數據內插器，可操作來通過在所述外推導頻數據之間在時間和頻率上進行內插來 處理導頻數據，以產生所述信道的估計，其中當從控制器接收到指示已檢測到導頻數據中的不連續性的控制信號時，所述導頻數據 提取器、所述導頻數據外推器和所述導頻數據內插器中的至少一個被布置來對所述導頻數 據中的不連續性進行補償。
12.一種提供計算機可執行指令的電腦程式，所述指令在被載入到計算機上時使得 所述計算機執行根據權利要求10所述的方法。
13.一種具有記錄介質的數據載體，所述記錄介質在其上記錄了根據權利要求12所述 的電腦程式。
14.根據權利要求11所述的信道估計器，其中，所述OFDM符號序列是根據諸如DVB-C2 之類的DVB標準發送的。
15.如權利要求10所述的估計信道響應的方法，其中，所述OFDM符號序列是根據諸如 DVB-C2之類的DVB標準發送的。
全文摘要
本發明公開了接收器和方法。接收器接收經由信道發送的OFDM符號序列。每個OFDM符號包括多個數據承載子載波以及多個導頻承載子載波。接收器包括信道估計器，並且信道估計器包括導頻數據提取器，從每個OFDM符號的導頻子載波中提取導頻數據；導頻數據外推器，基於提取出的導頻數據生成外推導頻數據；以及導頻數據內插器，通過在外推導頻數據之間在時間和頻率上進行內插來處理導頻數據以產生信道的估計。接收器還包括不連續性檢測器，檢測經信道估計器處理的導頻數據中的不連續性；以及控制器，在檢測到導頻數據不連續性時，向信道估計器提供控制信號，使得導頻數據提取器、外推器和內插器中的至少一個對導頻數據不連續性進行補償。
文檔編號H04L27/26GK101909033SQ20101019630
公開日2010年12月8日 申請日期2010年6月3日 優先權日2009年6月3日
發明者塞繆爾·阿桑本格·阿屯格斯裡, 奧比奧瑪·池多澤·唐納德·奧克何 申請人:索尼公司