帶im2對消的下變頻混頻器的製作方法

2023-05-28 22:58:01

專利名稱：帶im2對消的下變頻混頻器的製作方法
帶IM2對消的下變頻混頻器 背景
I. 領域
本公開一般涉及電子學，尤其涉及接收機中的下變頻混頻器。
II. 背景
在數字通信系統中，發射機處理話務數據以生成數據碼片並進一步用這些 數據碼片來調製本機振蕩器(LO)信號以生成射頻(RF)己調製信號。發射 機然後經由通信信道來傳送此RF己調製信號。通信信道因噪聲以及可能還有 來自其他發射機的幹擾而使此RF已調製信號降級。
接收機接收所傳送的RF已調製信號，將所接收到的RF信號從RF下變 頻至基帶，數位化此基帶信號以生成採樣，並數字地處理這些採樣以恢復發射 機所發送的話務數據。接收機使用一個或多個下變頻混頻器來將接收到的RF 信號從RF下變頻至基帶。理想的混頻器僅是將輸入信號從一個頻率平移到另 一頻率而不使輸入信號畸變。但是，實際的混頻器具有會導致產生各種互調分
量的非線性特性。 一種此類互調分量是因混頻器中的二階非線性性而產生的二 階互調(IM2)畸變。IM2畸變對於下變頻混頻器而言是成問題的，因為IM2 畸變的幅值可能會很大，並且IM2畸變可能會落到基帶信號之上，這進而會使 接收機的性能降級。
因而本領域中需要能緩解IM2畸變的不利影響的下變頻混頻器。
概要
本文中描述了一種帶IM2對消的下變頻混頻器。此下變頻混頻器可產生 不同(並且很大)量的IM2畸變，提供良好的噪聲性能，以及達成溫度補償。
在一個實施例中，此下變頻混頻器包括混頻器、IM2發生器、以及比例定 標單元。此混頻器用LO信號將輸入RF信號下變頻並生成輸出基帶信號。此IM2發生器包括接收此輸入RF信號並產生具有IM2畸變的中間信號的第一和 第二場效應電晶體(FET)。此比例定標單元比例定標該中間信號以產生經比 例定標的信號並進一步將此經比例定標的信號與上述輸出基帶信號組合以對 消該輸出基帶信號中的IM2畸變。此IM2發生器可進一步包括第一和第二放大器，其中第一放大器被耦合 在上述第一 FET的源極與柵極之間，而第二放大器被耦合在上述第二 FET的 源極與柵極之間。通過對這些放大器使用不同的增益，可在上述中間信號中產 生不同量的IM2畸變。通過對這些放大器的增益使用不同的溫度係數，還可產 生具有不同溫度變化模式的IM2畸變，這可由不同的電阻器組來提供。此比例 定標單元用選擇成減輕輸出基帶信號中的IM2畸變的比例定標增益來對此中 間信號作比例定標。對於正交下變頻混頻器，使用一組混頻器和比例定標單元來生成同相(I) 基帶信號，並使用另一組混頻器和比例定標單元來生成正交(Q)基帶信號。 可對I和Q基帶信號使用單個IM2發生器。這兩個比例定標單元可獨立地對消 來自這兩個混頻器的I和Q基帶信號中的IM2畸變。本發明的各個方面和實施例在下面進一步具體說明。附圖簡要說明結合附圖理解下面闡述的具體說明，本發明的特徵和本質將變得更加顯而 易見，在附圖中類似的附圖標記貫穿始終作相應標示。

圖1示出一種直接變頻接收機的框圖。圖2A、 2B和2C各自示出混頻器輸入信號、不帶IM2對消的混頻器輸出 信號、以及帶IM2對消的混頻器輸出信號。圖3示出一種帶IM2對消的下變頻混頻器。圖4示出一種IM2發生器。圖5示出該IM2發生器內的偏置電路和放大器。圖6示出該偏置電路內的電阻器陣列。圖7示出一種比例定標單元。圖8示出一種用於針對該接收機執行IM2校準的過程。具體說明
本文中使用措詞"示例性的"來表示"起到示例、實例、或例示說明的作用"。 本文中描述為"示例性"的任何實施例或設計不必要被解釋為優於或勝過其他 實施例或設計。
本文中描述的帶IM2對消的下變頻混頻器可用於直接變頻接收機以及還 可能有其他類型的接收機。直接變頻接收機在一級裡將接收RF信號從RF直 接下變頻至基帶。其他類型的接收機在多級裡執行下變頻。不同類型的接收機 可使用不同的電路塊和/或具有不同的電路要求。為清楚起見，以下針對直接變 頻接收機來描述此下變頻混頻器。
圖1示出直接變頻接收機100的框圖。在接收機100內，低噪聲放大器 (LNA )112用固定或可變增益放大接收到的RF信號並提供經放大的RF信號。 帶通濾波器114濾波此經放大的RF信號並提供輸入RF信號。帶通濾波器114 放行落在感興趣的頻帶中的信號分量並移除帶外噪聲及不合需的信號分量。帶 通濾波器114可用表面聲波(SAW)濾波器或其他某種濾波器來實現。
下變頻混頻器120用來自LO發生器118的I和Q LO信號來下變頻此輸 入RF信號並提供I和Q基帶信號。LO信號是在合需頻率上的載波信號。I和 QLO信號90。異相但具有相同頻率。LO信號的頻率被選擇成使得感興趣的RF 信道中的信號分量被下變頻至基帶或近基帶。低通濾波器122濾波此I和Q基 帶信號以放行落在感興趣的RF信道中的信號分量並移除噪聲及可能因此下變 頻過程而產生的不合需的信號分量。放大器(AMP) 124用固定或可變增益放 大來自低通濾波器122的I和Q經濾波信號。模數轉換器(ADC) 126數位化 來自放大器124的I和Q模擬信號並將數字採樣提供給數位訊號處理器(DSP) 130。 DSP 130如系統所規定地對這些數據採樣執行數位訊號處理(例如，解 調、結交織、解碼等)。
控制器140指導接收機100內各個處理單元的操作。存儲器單元142存儲 供控制器140使用的數據和程序。
圖1示出接收機100的一種具體設計。 一般而言，接收機可使用可與圖1 中所示的設計不同地編排的一級或多級放大器、濾波器、混頻器等來執行信號 調理。此外，接收機可採用圖1中未示出的其他電路塊。圖2A示出下變頻混頻器120的輸入上的示例性輸入RF信號。此輸入RF 信號包括以頻率7o為中心的合需信號分量212以及各自在頻率/1和/2上的兩個 不合需的信號分量214a和214b。這些不合需的信號分量也稱為擾亂元 (jammers)並可對應於幹擾發射機所發射的信號。擾亂元在振幅上可能會比 合需信號分量高得多並且在頻率上可能會位於靠近合需信號分量之處。對於cdma2000，合需的CDMA信號具有1.23 MHz的帶寬。IS-98D規定 可應用於cdma2000接收機的二頻調(two-tone)測試。對於此測試，兩個頻 調位於離CDMA信號中心頻率+900 KHz和+1700 KHz之處並且在振幅上比 CDMA信號電平高58 dB。這兩個頻調建模了高級行動電話業務(AMPS)系 統中近旁基站所發射的大振幅幹擾信號。圖2B示出在不帶IM2對消的下變頻混頻器120的輸出上的基帶信號。混 頻器120中的非線性性會如圖2B中所示地引起包括/i -/2、力+/2、 2力和2/2 在內的各個頻率上的互調分量。為簡單化，諸如/i-^和/2-/0等的頻率上的 其他互調分量在圖2B和2C中沒有示出。諸如力+/2、 2/1和2力等的較高頻率 上的互調分量能被很容易地濾掉。頻率/1-/2上的042畸變更成問題，因為其 在頻率上很靠近合需信號分量並且難以濾除。IM2畸變扮演了會使接收機性能 降級的額外噪聲的角色。圖2C示出帶IM2對消的基帶信號。IM2畸變可被估計並從基帶信號中對 消。如果IM2對消是有效的，那麼基帶信號本質上可以是無IM2畸變的，並 且對於接收機將可達成性能提升。可執行IM2校準以查實I和Q基帶信號中IM2畸變的量並確定為了對消 每一基帶信號中的IM2畸變而要為該基帶信號產生的IM2畸變的量。IM2校 準可在例如包含此下變頻混頻器的RF集成電路(RFIC)的製造或測試期間執 行。IM2對消可在此下變頻混頻器的正常工作期間執行。圖3示出帶IM2對消的下變頻混頻器120的一個實施例。下變頻混頻器 120包括針對I基帶信號的混頻器310a和針對Q基帶信號的混頻器310b。每 一混頻器310包括混頻器核心320和IM2對消器350。對於圖3中所示的實施例，每一混頻器核心320包括耦合成吉爾伯特 (Gilbert)單元乘法器的四個N溝道FET (N-FET) 322、 324、 326和328。N-FET 322和324的漏極各自耦合到電流源332和334，並且其源極耦合在一 起並耦合到電阻器336的一端。類似地，N-FET326和328的漏極各自耦合到 電流源332和334，並且其源極耦合在一起並耦合到電阻器338的一端。N-FET 332和328的柵極耦合在一起，並且N-FET324和326的柵極耦合在一起。電 流源332和334進一步耦合到上電源電壓VDD，為N-FET 322到328提供偏置 電流，並且還扮演這些N-FET的有源負載的角色。
N-FET 342的漏極耦合到電阻器336a和336b的另一端，其柵極耦合到偏 置網絡344的一端，並且其源極耦合到電感器352的一端。類似地，N-FET346 的漏極耦合到電阻器338a和336b的另一端，其柵極耦合到偏置網絡348的一 端，並且其源極耦合到電感器354的一端。N-FET 342和346是RF共柵極放 大器。偏置網絡344和348在另一端上接收偏置電壓Vbias並各自為N-FET 342 和346產生合適的柵偏壓。電感器352和354的另一端耦合到下電源電壓Vss， 其可以是電路接地。
對於針對I分量的混頻器核心320a，差分輸入RF信號被提供給N-FET 342 和346的源極。差分I LO信號被提供給N-FET 322a和324a的柵極，並且還 被提供給N-FET 328a和326a的柵極。由N-FET 322a、 324a、 326a、和328a 的漏極提供差分I基帶信號。
針對Q分量的混頻器核心320b以與針對I分量的混頻器核心320a相似的 方式耦合。混頻器核心320b內的電阻器336b和338b各自被耦合到N-FET 342 和346的漏極。差分QLO信號被提供給N-FET 322b和324b的柵極，並且還 被提供給N-FET 328b和326b的柵極。由N-FET 322b、 324b、 326b、和328b 的漏極提供差分Q基帶信號。
IM2對消器350a和350b各自包括比例定標單元370a和370b，並進一步 共享IM2發生器360JM2發生器360產生包含與各自來自混頻器320a和320b 的I和Q基帶信號中的IM2畸變具有相同頻譜的IM2畸變的中間信號。比例 定標單元370a調整來自IM2發生器360的中間信號的幅值和極性並生成在幅 值上約等於來自混頻器核心320a的I基帶信號中的IM2畸變但極性與之相反 的IM2畸變的第一經比例定標信號。來自比例定標單元370a的輸出與來自混 頻器核心320a的輸出組合，並且來自比例定標單元370a的IM2畸變對消來自混頻器核心320a的IM2畸變，結果得到具有低IM2畸變的I基帶信號。比例定標單元370b類似地調整來自IM2發生器360的中間信號的幅值和 極性並生成在幅值上約等於來自混頻器核心320b的Q基帶信號中的IM2畸變 但極性與之相反的IM2畸變的第二經比例定標信號。來自比例定標單元370b 的輸出與來自混頻器核心320b的輸出組合，並且來自比例定標單元370b的 IM2畸變對消來自混頻器核心320b的IM2畸變，結果得到具有低IM2畸變的 Q基帶信號。給下變頻混頻器120的輸入RF信號可被表達為Vmjxer -mixer + V(mixer ， ^^(1)在此Vd。，是輸入RF信號的直流(DC)部分，而Vc是輸入RF信號的RF 部分。給每一混頻器核心320的LO信號具有V,。的振幅和叫弧度/秒的頻率。 每一混頻器核心320的輸出電流I皿^可被表達為Imixer - -^(Vdc—mixer + Vjf—jnjxer , V)。)，~ ,(V(jc miwr， Vi。) + (Vdc mixer, V!。) V- mixer + mixer, V!。) V; j^xer ， 5^(2)_ 一 - 2! - _在此/(w,v)、 和/"(",v)是變量"和v的函數，並且是由混頻器核心的非線性性決定的；並且fl。、",和fl2是各自包含/("，V)、/'0,力和/"(W,V)的係數，並且是叫/的函數。輸入RF信號可能如圖2A中所示地包括q = 2;r. /,和％ = 2;r /2上的兩個擾亂元，並可被表達為Vrfmixer = V, ■ cos(叫+《)+ V2 cosO/ +《)， 式(3)在此V,和V2是這兩個擾亂元的振幅，而《和《是這兩個擾亂元的任意性相位。 混頻器IM2電流I^，w——即混頻器輸出電流的IM2分量由此可被表達為W隱r =會叾.V,. V2.cos[(q + 式(4)在此^是係數^在LO信號的一個周期上的時間平均。輸入RF信號還被提供給IM2發生器360並被用來產生IM2畸變。在IM2發生器360內，輸入RF信號基於Av的電壓增益被放大以生成經比例定標的 RF信號，或即V一,(1-Av).Vrf—f。此經比例定標的RF信號被施加於IM2發生器360內的IM2畸變發生電路。來自IM2發生器360的輸出電流I^可被 表達為
I = frfV + V)，
igen *5V ' dc—gen rf_gen /
s g(U + g'(Vdcgen) . Vrf, +擊g"(U .《n ， 式(5)
"0+vvrfgen+62'v〗，，
在此l = Vd。，十V(^是至IM2畸變發生電路的輸入信號；
g(z)、 g'(z)、和g"(z)是變量z的函數並且是由IM2畸變發生電路的非線
性性決定的；並且
&。、 ^和Z^各自是包含g(z)、 g'(z)和g"(z)的係數。
如果輸入RF信號如式(3)中所示地包括^-2;r.yi和化-2;r.《上的兩個擾
亂元，那麼經比例定標的RF信號可被表達為
vrf gen = V,'儒(叫+ 6\) + V2'.cosOj + 6>2) 式(6)
在此V/和V,'是經比例定標的RF信號中的這兩個擾亂元的振幅，其中有 VZ=(1-AO.y並且V^(1-AV).V2。所產生的IM2電流I^,——即來自IM2
對消器360的輸出電流的IM2分量由此可被表達為
I滅，-prWcos^ 式(7)
在此&是係數62在LO信號的一個周期上的時間平均。
如在式(4)和(7)中示出的，混頻器IM2電流和所產生的IM2電流具有相同 的初始相位《-《以及相同的頻率^-w2。所產生的IM2電流與混頻器IM2電
流之比可被表達為_:
s = ^^ = t.(1_Av)2。 式(8)
此比值S不依賴於擾亂元相位、頻率、和功率(至一階)。因此，此比值S可 通過執行IM2校正作一次確定，並在此後對所有工作狀況沿用。
圖4示出IM2發生器360的一個實施例。對於此實施例，IM2發生器360 包括IM2畸變發生電路410和差分信號發生器430。 IM2畸變發生電路410產 生包含IM2畸變的單端中間信號。差分信號發生器430接收此單端中間信號並 生成給比例定標單元370a和370b的兩個差分中間信號。
IM2畸變發生電路410包括兩個N-FET 412和414以及兩個放大器422和424。 N-FET 412和414被耦合成差分對，並且其漏極被耦合在一起而其源 極接收差分輸入RF信號。放大器422的輸入耦合到N-FET412的源極，且其 輸出耦合到N-FET412的柵極。類似地，放大器424的輸入耦合到N-FET414 的源極，且其輸出耦合到N-FET414的柵極。
可假定N-FET 412和414在柵-源電壓Vgs與漏電流之間具有二次定律傳 遞函數。如果輸入RF信號如式(3)中所示地包括兩個擾亂元並且如果放大器422 和424不存在，那麼N-FET412的漏極電流h可被表達為formula see original document page 13
式(9)
式(IO)
並且N-FET414的漏極電流12可被表達為 1 W
工2 = 5^Cox T[Vgs。 + Vl C0S(6^ +《)—V2 c。s(^V +《)]， 1 W 2
=^C。x r Vgso —gJVl cos(叫+《)+ V2 cos一 +《)]，
1 W ， + — pnCox —[V, cos(叫+《)+ V2 cosOj + 6*2)]2 ，
2 L
在此^是電子遷移率，C。x是氧化物電容率，W是N-FET的寬度，L是N-FET
的長度，而VGs。是給N-FET的DC偏置電壓。
N-FET 412和414的漏極上的總電流I,可被表達為
formula see original document page 13式(ll)
formula see original document page 13
當I!被與I2相組合時，式(8)和(9)中的信號項gJV, cos(叫+《)+ V2 cos(哼+《)]對 消，DC項相加，並且平方項也相加。在式(10)中的最後一個等號的右手邊， 此平方項被乘出來以得到四個分量^- 2、 ^+6;2、 2q和2^，其在圖2B中示出。
式(ll)是針對無放大器422和424的情形。如果如圖4中所示地連接了放大器422和424並且如果每一放大器皆具有Av的增益，並假定Vt = V2 = V， 那麼來自IM2發生器360的所產生的IM2電流可被表達為
formula see original document page 14式(12)
1，電流中在^+ 2、 2",和2^上的這三個分量是在高RF頻率上並且易於被
比例定標單元370a和370b濾除。
放大器422和424提供信號放大，這可在IM2畸變的產生中帶來以下優
勢
通過變換放大器增益Av來產生不同的並且很大量的IM2畸變。例如， 用Av = -3的增益產生的IM2畸變比用Av = 0的增益產生的IM2畸變大16倍。
減小DC電流。例如，或用(l) Av = 0和W = Wj或用(2) Av = -3禾卩W = W,/16可產生相同量的IM2畸變。與情形(l)所需的DC電流相比，情形(2)所需 的DC電流減小到1/16。
降低輸出噪聲。N-FET溝道熱噪聲與電晶體跨導成比例。由於上面的情
形(2)的跨導是情形(1)的跨導的1/16，因此對於情形(2)，輸出噪聲功率降低12
分貝。由此較少的噪聲會被注入混頻器輸入中，這可提升性能。
溫度補償。在沒有放大器422和424的情況下，1^,的溫度變化僅取
決於遷移率變化，而其與(T/T。)-"成比例，在此T是IM2發生器360的溫度， 並且To是室溫即開氏298。。混頻器IM2電流相對於溫度的變化可能更加複雜， 因為(1)混頻器核心320內不同的失配機制可能具有不同的溫度變化模式，並 且(2)混頻器IM2電流的總變化是所有這些不同的溫度變化模式的疊加。放 大器422和424的增益Av可被設計成具有不同的溫度係數，這進而為生成具 有不同溫度變化模式的IM2電流留有餘地。然後可為增益Av選擇溫度係數以 使得所產生的IM2電流的溫度變化仿照混頻器IM2電流的溫度變化。
差分信號發生器430產生兩個差分中間信號。在發生器430內，P溝道FET (P-FET)432a和432b被耦合成電流鏡並且其柵極被耦合在一起並耦合到VDD。 P-FET432a的漏極和柵極耦合在一起並進一步耦合到電路410的輸出。P-FET 432b的漏極耦合到N-FET 436的漏極和柵極。N-FET 442a和442b的漏極耦合 在一起並耦合到電流源440的一端。N-FET 442a的柵極耦合到N-FET 436的 柵極，並且N-FET 442b的柵極耦合到N-FET耦合到N-FET 442b的漏極。N-FET436、442a、452a和462a被耦合成一電流鏡並且其柵極耦合在一起。N-FET 442b、 452b和462b被耦合成另一電流鏡並且其柵極耦合在一起。N-FET 452a和452b 的漏極提供給比例定標單元370a的差分中間信號。N-FET 462a和462b的漏極 提供給比例定標單元370b的差分中間信號。
電阻器438、 444a、 444b、 454a、 454b、 464a和464b各自耦合在Vss與 N-FET 436、 442a、 442b、 452a、 452b、 462a和462b的源極之間。這些電阻器 降低輸出噪聲電流。
N-FET 432a對N-FET 412和414扮演有源負載的角色。通過N-FET 432a 的電流包括偏置電流Ib和所產生的IM2電流，其記為y。 N-FET 432a和432b 被耦合成電流鏡，並且通過N-FET 432b的電流等於通過N-FET 432a的電流。 N-FET 436和442a也被耦合成電流鏡，並且通過N-FET 442a的電流等於通過 N-FET 436的電流。經由N-FET 442b的IM2電流是關於經由N-FET 442a的IM2 電流反相的，因為經由N-FET 442a和442b兩者的總電流是2Ib。 N-FET 442a、 452a和462a被耦合成一電流鏡並且具有相同的漏極電流。N-FET 442b、 452b 和462b被耦合成另一電流鏡並且具有相同的漏極電流。
圖5示出IM2發生器360內的偏置電流510和放大器422的一個實施例。 偏置電路510產生給放大器422和424的偏置電流和偏置電壓。在偏置電路510 內，P-FET 512和514被耦合成電流鏡並且其柵極耦合在一起而其源極耦合到 VDD。P-FET 514的柵極也耦合到其漏極。電阻器520和N-FET 522與P-FET 512 串聯耦合。N-FET 522的源極耦合到Vss，其漏極耦合到電阻器520的一端， 並且其柵極耦合到電阻器520的另一端並進一步耦合到P-FET 512的漏極。 N-FET 524與P-FET 514串聯耦合。N-FET 524的源極耦合到Vss，其柵極耦合 到N-FET 522的漏極，而其漏極耦合到P-FET 514的漏極。電阻器526a和526b 的一端耦合到N-FET 522的漏極。電阻器526a的另一端提供給放大器422的 偏置電壓。電阻器526b的另一端提供給放大器424的偏置電壓Vg2。
在放大器422內，P-FET 532和N-FET 534被串聯耦合。P-FET 532的源 極耦合到VDD，其柵極耦合到P-FET 512和514的柵極，而其漏極耦合到N-FET 534的漏極。N-FET 534的柵極耦合到電阻器526a且其源極耦合到Vss。反饋 電阻器536耦合在P-FET 532的柵極與漏極之間並使P-FET 532的漏極電壓穩定。 一隔DC電容器538耦合在放大器輸出Vinl與N-FET 534的柵極之間。另 一隔DC電容器542耦合在N-FET的漏極與放大器輸出V。uu之間。負載電阻 器544耦合在放大器輸出與Vss之間。
電阻器520決定流過P-FET 512和N-FET 522的參考電流Iref的量。此Iref 電流被鏡像成通過P-FET 514和532兩者，因為P-FET 512、 514和532具有 相同的VGS電壓。此流過P-FET 514和N-FET 524的Iref電流可被表達為
式(13)formula see original document page 16
在此I^是電阻器520的電阻並且K是N-FET 524的寬度與N-FET 522的寬度 之比。N-FET 524的跨導gj可被表達為
gm' = ^d-D。 式(14) 、
N-FET 522提供給N-FET 524和534的偏置電壓來為N-FET 524和534 維持恆定的跨導(常數gj 。 P-FET 532提供給N-FET 534的偏置電流並且還 作為N-FET 534的有源負載。給N-FET 534的偏置電流與Iref2電流成比例並且 由FET幾何形態的比例決定。N-FET534的跨導&同樣與N-FET524的跨導gJ
成比例。N-FET 534為放大器輸出上的RF信號提供放大。由N-FET 534提供 的電壓增益Av可被表達為
Avsg .RL， 式(15)
在此R^是負載電阻器544的電阻。此增益Av還受N-FET 534的輸出電阻及漏 極寄生電容影響，為簡單化這在式(15)中沒有示出。
放大器424可用與放大器422相同的方式來實現並可由來自偏置電路510
的Vb2和Vg2信號驅動。
式(13)和(14)示出N-FET 524的理論電流及跨導。但是在現實中，溝道長 度修改和短溝道效應會將關係改變成I^ocR^2和gJocR 182。增大R^會降低
電流消耗但是也導致N-FET524的跨導gj變小，由此N-FET 534的跨導^變 小。電阻器520可用於增益控制以及DC電流減小。此外，可變換電阻器520 的溫度係數以得到不同的增益溫度變化。
每一混頻器核心320因各種參數——像是例如N-FET 322到328的閾值電 壓Vth、這些N-FET的寬度W及長度L、這些N-FET的氧化物厚度tox等的失配而產生IM2畸變。如果每一參數的失配很小，那麼混頻器IM2的畸變可近
似為
Iim2—腿e, s & . AV出+ & . AW + & AL + 、 . Atox +…， 式(16) 在此AV也、AW、 AL和At。x各自標示、、W、 L和t。x中失配的量。這些失配 AV^、 AW、 AL和At。x在製造之前是不知道的並且因設備而異。
IM2畸變的溫度係數可被表達為-
SI—r在 +iAW + iAL + ^l.At。x十…， 式(17)
在此為簡單化假定AVth、 AW、 AL和At。x是溫度不相關的。可假定這些失配為 隨機變量。溫度係數汰,/3T、 M2/3T、汲3/31\和欲4/31也可以不同。由此，
要預測混頻器IM2畸變隨溫度的實際變化(即便並非不可能也)將是非常困難 的。
為達成針對混頻器IM2畸變的溫度補償，偏置板塊510內的電阻器520 可用具有不同的可選電阻器值的電阻器陣列來實現。每一電阻器值對應於式 (14)中所示的一個不同的跨導&'並因此對應於式(15)中所示的一個不同的放
大器增益Av。選擇恰當的電阻器值以使得每一混頻器核心所產生的IM2畸變 可被對消。
圖6示出可用作圖5中的偏置電路510中的電阻器520的電阻器陣列的一 個實施例520a。電阻器陣列520a包括多個(N個)電阻器分支，在此N〉1。 這些電阻器分支可用於為放大器422和424提供高和低增益設置，提供不同增 益來為這些放大器達成不同溫度係數，以及計及集成電路(IC)工藝變化。每 一電阻器分支對應於一個不同的放大器增益。
每一電阻器分支包括兩個N-FET 622和626以及兩個電阻器624和628。 N-FET 622的漏極耦合到第 一 公共節點，其柵極接收控制Cn ，在此 ne{l,2,...,N}，並且其源極耦合到電阻器624的一端。N-FET 626的漏極耦合
到電阻器624的另一端，其柵極接收控制Chigh，且其源極耦合到第二公共節點。 電阻器624和628與N-FET 622串聯耦合，並且電阻器628與N-FET 626並聯 耦合。電阻器624和628的值被選擇成為該分支達成合需的放大器增益。通過 對這N個分支使用不同的電阻器值，就可達成不同的放大器增益。
對於每一電阻器分支，N-FET 622扮演一基於相關聯的C。控制來斷開或閉合的開關的角色。當Cn控制處於邏輯高時，N-FET622被導通，電阻器624 和628被耦合在電阻器陣列520a的輸入與輸出之間，並且此分支被接合。反 之，當Cn控制處在邏輯低時，N-FET622被關斷，並且此分支被脫開。N-FET 626扮演了基於Chigh控制來斷開或閉合的開關的角色。當Chigh控制處在邏輯高 時，N-FET626被導通，電阻器628被短接，並且達成較高的跨導gm'，因為gj
與&成反比，如式(14)中所示。當Chigh控制處在邏輯低時，N-FET626被關斷， 電阻器628與電阻器624串聯耦合，並且因該分組較高的電阻器值而達成較低 的跨導gj。
對於圖6中所示的實施例，可使用「log2N]控制比特來選擇這N個分支之 一，在此「]標示升限算子。使用一外加的控制比特來或選擇高增益設置或選 擇低增益設置。高增益設置可用於產生大IM2電流。低增益設置可用於在不需 要大IM2電流時達成較好的解析度以及較低的功耗。
圖7示出可用作圖3中的比例定標單元370a和370b中的每一個的比例定 標單元的一個實施例370。對於此實施例，比例定標單元370被實現為M比特 吉爾伯特(Gilbert)數模轉換器(DAC)，在此M〉1並且由合需的比例定標 解析度決定。此吉爾伯特DAC在其反相和非反相輸入上接收來自IM2發生器 360的中間信號的差分電流(Iip和IJ ，將輸入電流導引至其反相和非反相輸 出，並提供差分電流(Isp和Im)作為來自此比例定標單元的經比例定標信號。
此吉爾伯特DAC包括兩個工段710a和710b。每一工段710包括直接耦 合板塊720和交叉耦合板塊730。對於工段710a，直接耦合板塊720a包括M 個N-FET 722a到722m，其源極耦合到非反相輸入Iip且其漏極耦合到非反相
輸出Isp。 N-FET 722a到722m各自具有W、 2W.......、和2"-'.W的寬度，並
且各自接收屬於M比特控制的B,、 B2、......和Bm控制比特，在此B,是最低
有效控制比特，而BM是最高有效控制比特。交叉耦合板塊730a包括M個N-FET 732a到732m，其源極耦合到非反相輸入Iip且其漏極耦合到反相輸出Isn。N-FET 732a到732m各自具有W、 2W.......、和2^、W的寬度，並且接收屬該M比
特控制的g、g.......和i^控制比特，在此^:是Bm的倒相版本，其中111 =
1,…,M。
對於工段710b，直接耦合板塊720b包括M個N-FET 724a到724m，其(1)各自與N-FET 722a到722m具有相同尺寸，(2)其源極耦合到反相輸入Iin， (3)
其柵極各自接收B,、 B2.......和Bm控制比特，且(4)其漏極耦合到反相輸出
Isn。交叉耦合板塊730b包括M個N-FET 734a到734m，其(1)各自與N隱FET 724a到724m具有相同尺寸，(2)其源極耦合到反相輸入Iin， (3)其柵極各自 接收5、 g.......和5控制比特，且(4)其漏極耦合到非反相輸出Isp。
來自比例定標單元370的差分輸出電流可被表達為
Ispwl,p + (1-"丄，以及 式(IS)
在此;c是由這M個控制比特決定的經歸一化的控制值並且落在0與1之間的 範圍裡，或即0^xSl。這B比特的控制值可記為Z並且範圍從0到2M-1。此 經歸一化的控制值由此給定為x = "(2M-1)。由比例定標單元370提供的比例
定標增益可給定為G = (I—Xraid)/Xmid，在此Xmid是半量程控制值，WXmid =
(2M_l)/2。
每一控制比特Bm將Iip電流的一部分或即2"1-'.I,p/(2M-l)在該比特被置為
邏輯高的情況下導引至Isp輸出而在該比特被置為邏輯低的情況下導引至Isn輸 出。同一控制比特Bm還將Iin電流的一部分或即2"1-、^/(2M-l)在該比特被置
為邏輯高的情況下導引至^輸出而在該比特被置為邏輯低的情況下導引至Isp 輸出。^輸出上的電流等於所有被導引至此輸出的電流之和。類似地，Im輸出 上的電流等於所有被導引至此輸出的電流之和。由於Iip電流關於Iin電流180° 異相，因此將Iip電流導引至Isp輸出導致I;p輸出上的電流關於Iip電流減小或反 相。這對於L輸出同樣成立。
如果這M比特全部被置為邏輯高，那麼乂=1， Isp = Iip， Isn = Iin，並且比 例定標單元370提供0 = +1的比例定標增益。反之，如果這M比特全部被置 為邏輯低，那麼x-0， Isp = Iin， Isn = Iip，並且比例定標單元370提供0 = -1的 比例定標增益。如果這M比特被置為使得;c二0.5，那麼Isp二0.5Iip + 0.5Iin二0， Isn = 0.5Iip + 0.5Iin = 0，並且比例定標單元370提供G二0的比例定標增益。比 例定標單元370由此可調節來自IM2發生器360的IM2電流的幅值和極性。
比例定標單元370a和370b各自可如圖7中所示地來實現。可對比例定標 單元370a和370b使用分別的M比特控制以允許獨立對消各自來自混頻器核心320a和320b的I和Q基帶信號中的IM2畸變。
為清楚起見，上面以圖3到7來描述各種電路的具體實施例。這些電路也 可用其他設計來實現，並且這是落在本發明範圍之內的。例如，IM2發生器360 和比例定標單元370a和370b可用對電壓而不是電流起效的電路來實現。
圖8示出針對接收機100執行IM2校準的過程800。過程800可在製造、 測試、或現場操作期間執行。過程800還可對I和Q基帶信號中的每一個獨立 地執行。為簡單化，以下說明是針對一個基帶信號，其或可以是I或可以是Q 基帶信號。
起初，在室溫下在無IM2對消的情況下測量基帶信號中的IM2畸變(框 812)。然後作出此IM2畸變是否超過預先確定的IM2閾值的確定(框814)。 如果回答為'是'，那麼通過將Chigh控制置為邏輯高來為IM2發生器360中的放 大器選擇高增益設置(框816)。否則，通過將Chigh控制置為邏輯低來選擇低 增益設置(框81S)。
選擇尚未被評價的電阻器分支(即，放大器增益)(框820)。圖6中的 電阻器陣列520a中的這N個電阻器分支可按順序被選擇，例如，從具有最高 電阻器值的分支到具有最低電阻器值的分支。這N個分組也可按往複方式被選 擇，例如從中間電阻器值開始然後在更高與更低電阻器值之間交替。在任何情 形中，所選定的分支通過將針對該分支的Cn控制比特置為邏輯高並將所有其 他Cn控制比特置為邏輯低來被啟用。
然後在室溫下在有IM2對消的情況下並針對比例定標單元370中的不同 比例定標增益來測量基帶信號中的IM2畸變(框822)。具有最低IM2畸變的 比例定標增益被選擇(框824)。然後在高溫及低溫下在有IM2對消的情況下 並使用所選定的比例定標增益來測量基帶信號中的IM2畸變(框826)。然後 作出IM2測量是否遵照規範的確定(框82S)。如果回答為'是'，那麼將為放 大器選定的增益設置和電阻器分支以及為比例定標單元選定的比例定標增益 用於IM2對消(框830)。否則，如果對框828的回答為'否'，那麼作出是否 己評價了所有電阻器分支(即，所有放大器增益)的確定(框832)。如果回 答為'否'，那麼此過程返回到框820以選擇並評價另一電阻器分支。如果所有 電阻器分支都已被評價了並且IM2測量仍然不遵照規範，那麼聲明IM2失效(框834)並且此過程終止。
在上面的說明中，由圖8中的校準過程選擇了一個放大器增益設置、 一個
放大器增益(或即電阻器分支)、以及一個比例定標增益，並將其用於所有溫
度下的IM2對消。也可針對不同的工作狀況確定不同的放大器增益設置、放大 器增益、和/或比例定標增益並將其存儲在查找表中。此後對檢測到的工作狀況 使用合適的放大器增益設置、放大器增益、以及比例定標增益。放大器增益設 置、放大器增益、以及比例定標因子也可在正常工作期間基於一個或多個參 數——像是例如檢測出的溫度、在基帶信號中測量出的IM2畸變、接收機性能 等來選擇。
本文中描述的帶IM2對消的下變頻混頻器可用於各種通信系統。例如， 此下變頻混頻器可用於碼分多址(CDMA)系統、時分多址(TDMA)系統、 頻分多址(FDMA)系統、正交頻分多址(OFDMA)系統、多輸入多輸出(MIMO) 系統、無線區域網(LAN)等。CDMA網絡可實現諸如寬帶-CDMA(W-CDMA)、 cdma2000等的無線電接入技術(RAT) 。 RAT是指用於作為空中通信的技術。 TDMA系統可實現諸如全球移動通信系統(GSM)等的RAT。全球移動電信 系統(UMTS)是使用W-CDMA和GSM作為RAT的系統。此下變頻混頻器 還可用於各種頻帶，像是例如從824到894 MHz的蜂窩頻帶、從1850到1990 MHz的個人通信系統(PCS)頻帶、從1710到1880 MHz的數字蜂窩系統(DCS) 頻帶、從1920到2170 MHz的國際移動電信-2000 (IMT-2000)頻帶等。
本文中描述的下變頻混頻器可在集成電路(IC) 、 RF集成電路(RFIC)、 專用集成電路(ASIC)、印刷電路板(PCB)、電子器件等內實現。此下變頻 混頻器還可用各種IC工藝技術一一諸如互補金屬氧化物半導體(CMOS) 、 N 溝道MOS (N-MOS) 、 P溝道MOS (P-MOS)、雙極結型電晶體(BJT)、 雙極CMOS (BiCMOS)、矽鍺(SiGe)、砷化鎵(GaAs)等來製作。
針對IM2發生器和比例定標單元的控制功能可在硬體、軟體、或其組合 中實現。例如，此控制功能可由圖1中的控制器140或其他某個單元來實現。 此控制功能還可用執行本文中描述的功能的軟體模塊(例如，過程、函數等等) 來實現。這些軟體代碼可被存儲在存儲器(例如，圖1中的存儲器單元142) 中，並由處理器(例如，控制器140)執行。該存儲器單元可被實現在處理器內，或可外置於處理器。
提供前面對所公開的實施例的說明是為了使本領域任何技術人員皆能制 作或使用本發明。對這些實施例的各種修改對於本領域技術人員將是顯而易見 的，並且本文中定義的普適原理可被應用於其他實施例而不會脫離本發明的精 神或範圍。由此，本發明並非旨在被限定於本文中示出的實施例，而是應被授 予與本文中公開的原理和新穎性特徵一致的最廣義的範圍。
權利要求
1.一種集成電路，包括混頻器，用於以本機振蕩器(LO)信號將輸入射頻(RF)信號下變頻並生成輸出基帶信號；以及IM2發生器，包含用於接收所述輸入RF信號並生成具有二階互調(IM2)畸變的中間信號的第一和第二場效應電晶體(FET)，其中所述中間信號是用來對消所述輸出基帶信號中的IM2畸變的。
2. 如權利要求1所述的集成電路，其特徵在於，所述第一和第二 FET的 漏極耦合在一起並且源極接收所述輸入RF信號。
3. 如權利要求2所述的集成電路，其特徵在於，所述IM2發生器進一步 包括耦合到所述第一和第二FET並用於生成差分中間信號的差分信號發生器。
4. 如權利要求2所述的集成電路，其特徵在於，所述IM2發生器進一步 包括第一和第二放大器，所述第一放大器耦合在所述第一FET的源極與柵極之 間，並且所述第二放大器耦合在所述第二 FET的源極與柵極之間。
5. 如權利要求4所述的集成電路，其特徵在於，所述第一和第二放大器 用於為所述輸入RF信號提供可變增益。
6. 如權利要求4所述的集成電路，其特徵在於，所述第一和第二放大器 具有用於在所述中間信號中產生不同量的IM2畸變的至少兩種增益設置。
7. 如權利要求4所述的集成電路，其特徵在於，所述第一和第二放大器 具有用於生成有至少兩種不同的溫度變化模式的IM2畸變的至少兩種可選增—、
8. 如權利要求4所述的集成電路，其特徵在於，所述IM2發生器進一步 包括用於提供給所述第一和第二放大器的可調偏置電流的偏置電路。
9. 如權利要求8所述的集成電路，其特徵在於，所述偏置電路包括可選 擇以為所述第一和第二放大器提供至少兩種增益設置的多個電阻器。
10. 如權利要求8所述的集成電路，其特徵在於，所述偏置電路包括可選 擇以為所述第一和第二放大器提供至少兩種不同增益的多個電阻器。
11. 如權利要求l所述的集成電路，其特徵在於，進一步包括比例定標單元，用於對所述中間信號作比例定標並生成經比例定標的信號並將所述經比 例定標的信號與所述輸出基帶信號組合以對消所述輸出基帶信號中的所述IM2 畸變。
12. 如權利要求11所述的集成電路，其特徵在於，所述比例定標單元用 於變換所述中間信號的幅值和極性。
13. 如權利要求11所述的集成電路，其特徵在於，所述比例定標單元用 於以選擇成減少所述輸出基帶信號中的IM2畸變的增益來對所述中間信號作比 例定標。
14. 如權利要求11所述的集成電路，其特徵在於，所述比例定標單元包 括可配置成在反相及非反相輸入上接收所述中間信號的差分電流並將所述差 分電流導引至反相及非反相輸出的多個電晶體。
15. 如權利要求11所述的集成電路，其特徵在於，所述第一和第二 FET 是N溝道FET (N-FET)。
16. 如權利要求11所述的集成電路，其特徵在於，所述混頻器和所述IM2 發生器是用場效應電晶體實現的。
17. —種集成電路，包括第一混頻器，用於以同相本機振蕩器(L0)信號將輸入射頻(RF)信號下 變頻並生成同相基帶信號；第二混頻器，用於以正交L0信號將所述輸入RF信號下變頻並生成正交基 帶信號；IM2發生器，包含用於接收所述輸入RF信號並生成具有二階互調(IM2) 畸變的中間信號的第一和第二場效應電晶體(FET);第一比例定標單元，用於對所述中間信號作比例定標以生成第一經比例定 標信號並將所述第一經比例定標信號與所述同相基帶信號組合以對消所述同 相基帶信號中的IM2畸變；以及第二比例定標單元，用於對所述中間信號作比例定標以生成第二經比例定 標信號並將所述第二經比例定標信號與所述正交基帶信號組合以對消所述正 交基帶信號中的IM2畸變。
18. 如權利要求17所述的集成電路，其特徵在於，所述IM2發生器進一步包括第一和第二放大器，所述第一放大器耦合在所述第一 FET的源極與柵極之間，並且所述第二放大器耦合在所述第二 FET的源極與柵極之間。
19. 如權利要求18所述的集成電路，其特徵在於，所述第一和第二放大 器具有用於在所述中間信號中產生不同量的IM2畸變的至少兩種增益設置。
20. 如權利要求18所述的集成電路，其特徵在於，所述第一和第二放大 器具有用於生成有至少兩種不同的溫度變化模式的IM2畸變的至少兩種可選增、/-
21. 如權利要求17所述的集成電路，其特徵在於，所述IM2發生器進一 步包括耦合到所述第一和第二FET並用於生成各自給所述第一和第二比例定標 單元的差分第一和第二中間信號的差分信號發生器。
22. 如權利要求17所述的集成電路，其特徵在於，所述第一比例定標單 元用於以選擇成減小所述同相基帶信號中的IM2畸變的第一增益來對所述中間 信號作比例定標，並且所述第二比例定標單元用於以選擇成減小所述正交基帶 信號中的IM2畸變的第二增益來對所述中間信號作比例定標。
23. —種裝置，包括用於以本機振蕩器(L0)信號將輸入射頻(RF)信號下變頻並生成輸出基 帶信號的裝置；用於基於所述輸入RF信號並使用場效應電晶體(FET)來生成具有二階互 調(IM2)畸變的中間信號的裝置；以及用於基於所述中間信號對消所述輸出基帶信號中的IM2畸變的裝置。
24. 如權利要求23所述的裝置，其特徵在於，所述用於對消輸出基帶信 號中的IM2畸變的裝置包括用於對所述中間信號作比例定標以生成經比例定標的信號的裝置，以及 用於將所述經比例定標的信號與所述輸出基帶信號相組合的裝置。
25. —種針對接收機中的二階互調(IM2)畸變執行校準的方法，包括 基於放大器增益生成具有IM2畸變的中間信號；用比例定標增益對所述中間信號作比例定標以生成經比例定標的信號； 將所述經比例定標的信號與來自下變頻混頻器的輸出基帶信號相組合； 測量所述輸出基帶信號中的IM2畸變；以及對至少兩種比例定標增益中的每一種以及對至少兩种放大器增益中的每 一種執行所述生成中間信號、對中間信號作比例定標、將經比例定標的信號與 輸出基帶信號相組合、以及測量IM2畸變。
26. 如權利要求25所述的方法，其特徵在於，進一步包括 選擇在所述輸出基帶信號中導致最低IM2畸變的放大器增益和比例定標增益用於IM2對消。
27. 如權利要求25所述的方法，其特徵在於，所述測量輸出基帶信號中 的IM2畸變包括在多個溫度下測量所述輸出基帶信號中的所述IM2畸變。
28. 如權利要求25所述的方法，其特徵在於，所述測量輸出基帶信號中 的IM2畸變包括在單一溫度下對所述至少兩個比例定標增益中的每一個測量所述輸出基 帶信號中的所述IM2畸變，以及在多個溫度下對所述至少兩個放大器增益中的每一個測量所述輸出基帶 信號中的所述IM2畸變。
29. 如權利要求25所述的方法，其特徵在於，進一步包括確定在無IM2對消的情況下所述輸出基帶信號中的IM2畸變的振幅；以及 基於所述IM2畸變的振幅選擇多種增益設置之一。
30. 如權利要求29所述的方法，其特徵在於，所述選擇多種增益設置之 一包括如果所述頂2畸變的振幅超過預先確定的閾值則選擇高增益設置，並且 如果所述IM2畸變的振幅未超過預先確定的閾值則選擇低增益設置。
全文摘要
一種帶IM2對消的下變頻混頻器，包括混頻器、IM2發生器、和比例定標單元。此混頻器用LO信號將輸入RF信號下變頻並產生輸出基帶信號。此IM2發生器包括接收此輸入RF信號並產生具有IM2畸變的中間信號的第一和第二場效應電晶體(FET)。此比例定標單元比例定標該中間信號以產生經比例定標的信號並進一步將此經比例定標的信號與上述輸出基帶信號組合以對消該輸出基帶信號中的IM2畸變。此IM2發生器可進一步包括分別耦合在上述第一和第二FET的源極與柵極之間的第一和第二放大器。通過對這些放大器使用不同的增益，可在上述中間信號中產生不同量的IM2畸變和不同的溫度變化模式。
文檔編號H03D7/14GK101297474SQ200680040114
公開日2008年10月29日 申請日期2006年8月30日 優先權日2005年8月30日
發明者M·陳, Y·吳 申請人:高通股份有限公司