應用前場亮度低頻的逐行掃描電視系統的製作方法
2023-06-18 00:47:26 1
專利名稱：應用前場亮度低頻的逐行掃描電視系統的製作方法
技術領域：
本發明涉及將輸入的隔行掃描視頻信號轉換成供顯示用的非隔行掃描即「逐行掃描」形式的電視系統。
眾所周知，一些電視系統是將隔行掃描的視頻信號轉換成非隔行掃描即「逐行掃描」形式，其中在一場內顯示的水平行的個數翻了一番。有利的是，這種系統降低了被顯示圖像的行結構的可見度。
由於被顯示行數翻一番而需要的行要比實際傳遞的行數多，為此業已提出很多為獲取所要求的「附加」行的建議。R.A.Dischert在1983年11月15日頒發的、題為「Televison Display With Doubled Horizontal Lines」的第4，415，931號美國專利中描述了通過重複所接收信號的各行來獲取顯示所需用的「額外」行的系統的一個例子。K.H.Powers在1983年8月23日頒發的、題為「Television Display System With Reduced Line-scan Artifacts」的第4，400，719號美國專利中描述了通過內插所接收信號中的相鄰各垂直行來獲取「額外」或隙間行的系統的一個例子。其它的例子還有，Fujimura等人在1985年4月2日頒發的、題為「Double Seanning Non-interlace Television Reciever」的、第4，509，071號美國專利中描述的系統，和Okada等人在1984年5月29日頒發的、題為「Television Receiver Including A Circuit For Doubling Line Scanning Frequency」的、第4，451，848號美國專利中描述的系統。
上述各系統都描述了從當前接收的視頻輸入信號的場中獲取供顯示用的額外行的一些電路裝置。這種逐行掃描轉換形式通常稱為「場內」或「行」轉換，其優點是不存在由於含有「場到場」的運動的圖像引起的可見的產物。但其缺點是被顯示圖像的垂直解析度沒有改進而且還可能變差(特別是在採用垂直內插時)，這往往使被顯示圖像變「軟」。
普遍認為，逐行掃描顯示需要的附加行是從前一場而不是當前接收的場獲取的。這樣的系統通常稱為「場」或「場間」逐行掃描系統，該系統通過將當前接收的場的各行與前一接收的場的各行交錯來使顯示行的數目翻一番。「場」逐行掃描的優點是所產生的靜止圖像具有圖像原掃描幀的全垂直解析度。
Okada等人在1984年元月17日頒發的、題為「Television Reciever Including A Circuit Doubling Line Scanning Frequency」第4，426，661號美國專利中描述了「場逐行掃描」系統的一個例子。還可以參看1983年8月24日公開的Achiha等人題為「Color Televsion Signal Doubling Cincuit」GB 2，114，848 A英國專利。遺憾的是，場逐行掃描系統具有這樣的問題，亦即若在場景裡有「場到場」的運動，則被顯示圖像就是模糊的。從前一場獲取額外行的這種逐行掃描處理器還有一個問題，即為了存儲(延遲)前一場的各行需要較大量的存儲器。
但歷來認為，在形成供顯示用的額外行時，只利用前一場的低頻分量和當前場的高頻分量，可以按需要減少場式逐行掃描系統需要的存儲器量。1983年5月13日公開的田中等人的題為「電視接收機」的日本專利特開昭58-79379中描述了這種系統。雖然田中的系統達到了希望減少存儲器的要求，但有關運動的產物這個問題仍然存在。該公開的系統的另一問題是需用一對「相配對」的低通和高通濾波器來分離視頻信號。為了分離高頻和低視信號分量而不致在它們之間形成間隙或重疊，這對濾波器要求對幅值和相位特性進行仔細的選擇，而且本身相當複雜和昂貴。
在1987年6月16日公開的題為「Progressive Scan Processor With Plural Frequency Band Interpolation」的第4，673，978號美國專利中描述了採用對高低頻分量進行不同處理的逐行掃描處理系統的另一個例子。該系統是通過把視頻信號中經幀梳狀濾波過的分量相加來產生供顯示用的額外的或「隙間」行。這些被組合的低頻和高頻分量在空間上暫時重合，因而在顯示期間減少了運動產物(重影)的可見度。這種系統處理過程不是場景運動的函數，因而「不是自適應」系統。
業已提出過這樣的系統，在該系統中通過使該系統「運動自適應」來解決行逐行(line-progressive)掃描系統的垂直分辨特性問題和場逐行(field progressive)掃描系統中，使用一個運動檢測器以運動的函數在兩個基本型處理器之間進行切換。例如，當輸入的視頻信號表示靜止圖像時，該信號由場式處理器處理，該處理器將當前接收的行與前一場的行相交錯，以產生供顯示用的額外行。相反，當輸入的視頻信號表示運動圖像時，通過內插(或重複)當前接收場的各行來獲取供顯示用的額外行。對於非靜止和非完全運動的圖像，習慣的作法是將行式和場式兩處理器的輸出按運動量的比例關係進行混合。例如，在1987年12月29日公開的、Wargo等人的、題為「Motion Adaptive Television Signal Processing System」第4，716，462號美國專利中和1986年7月1日公開的R.F.Casey的題為「Television Receiver That Includes A Frame Store Using Noniterlaced Scaning Format With Motion Compensation的美國專利4，598，309中都描述了「運動自適應」逐行掃描轉換器的例子。
運動自適應系統問題的特點是，為了提供運動檢測所需的存儲器量遠比按通常方式通過比較一整幀延遲的視頻信號來實現運動檢測時只提供逐場(field progressive)掃描處理所需的存儲器量多得多。避免需用一整幀的存儲器的一個方法是通過測定視頻信號的邊帶能量來檢測運動。這種系統的一個例子在1987年2月公開的、D.H.Pritchard的題為「Motion Detertor That Extracts Motion Information From Sidebands of A Baseband Television Signal」的美國專利4，641，186中描述上。雖然避免了一整幀的存儲器，但邊帶能量運動測定法是相當複雜的。
本發明部分承認，對於能有效地避免上述問題且保留先前各解決方案的優點的逐行掃描系統的需求。
本發明的逐行掃描轉換設備包括用以提供一給定行頻的視頻輸入信號的信號源;一個處理器，與該信號源耦合，用以提供表示自所述視頻輸入信號的當前行導得的第一行導得的第二低頻分量之差的差值信號;一個輸出電路，對視頻差值信號與輸入信號進行時間壓縮和組合，而產生逐行掃描輸出信號。
在本發明的一個示例性實施例中，輸出電路包括用以使視頻差值信號行頻倍頻、使視頻輸入信號行頻倍頻以及將兩倍行頻的視頻差值信號的一行與兩倍行頻的視頻輸入信號的每隔一行相加的電路裝置，以產生所述逐行掃描輸出信號。
在本發明的目前最佳的實施例中，視頻輸入信號是數字形式的，處理器包括用以在產生視頻差信號之前對視頻輸入信號進行次取樣的裝置，而輸出電路包括用以在將兩倍行頻的視頻信號的加法運算之前對視頻差值信號加快取樣的裝置，以產生逐行掃描輸出信號。
下面描述本發明的上述的和其它的特點，而且附圖展示了這些特點，附圖中，相同的元件使用相同的編號來標示。
圖1示出本發明的電視接收機的方框圖;
圖2示出對圖1接收機中一部分修改的方框圖;
圖3示出了對圖1接收機中一部分的另一修改的方框圖;
圖4示出適用於圖1接收機的一種「加速」電路的方框圖;
圖5示出適用於圖1接收機的另一種「加速」電路的方框圖;
圖6示出適用於圖1的接收機的次取樣電路的方框圖;
圖7示出適用於圖1的接收機的平均電路的方框圖;
圖8A和8B示出適用於圖1的接收機的內插式取樣速率轉換器的方框圖;
圖9示出圖8A和圖8B的取樣速率轉換器的像素圖;
圖10和圖11示出適用於圖1的接收機的控制信號發生器的方框圖;
圖12示出圖10和圖11的控制信號發生器的各種傳遞函數的響應曲線圖;
圖13A和13B示出適用於圖1的接收機的一些「軟開關」的方框圖;
圖14示出適用於圖1的接收機的硬開關的方框圖，它可代替圖13的「軟開關」;
圖15示出適用於圖1的接收機的運動檢測器的方框圖;
圖16和圖17示出具有行抽頭和場抽頭的適用於圖1的接收機的幀延遲電路的方框圖;
圖18示出修改圖1的接收機中色信號處理的方框圖;
圖19示出適用於圖1的接收機的加速電路的另一實例;
圖20示出說明圖19的加速電路的操作過程的讀/寫時間圖。
圖1的電視接收機10包括一個逐行掃描處理器30(用虛線框起來)。該逐行掃描處理器30包括一個輸入單元30A(用虛線框起來)和一個輸出單元30B(用虛線框起來)。總括地說，本發明突出特點是輸入單元30A提供視頻差值信號(Y12)，以表示自視頻輸入信號(Y3)的當前行獲取的第一低頻分量(Y6)與自視頻輸入信號(Y3)的至少前一行獲取的第二低頻分量(Y10)之差。輸出單元30B處理該視頻差值信號(Y12)和視頻輸入信號(Y3)(這將在下文解釋)，以產生為輸入信號兩倍行頻的逐行掃描亮度輸出信號(Y2)。
有益的是，逐行掃描處理器(30A，30B)中輸入裝置(30A)和輸出裝置(30B)的結合提供的逐行掃描輸出信號(Y2)具有場逐行(field progressive)掃描系統的較高垂直解析度特性;行逐行(line progressive)運動產物免除特性;運動自適應系統的運動自適應特性;以及與傳統的運動自適應系統相比，顯著降低系統對存儲器的需要量。此外，該系統能進行「雙頻帶」視頻處理，而無需使用傳統的互補的高通濾波器和低通濾波器進行頻帶分裂。
更詳細地說，圖1的接收機10包括一個亮度-色度信號分離電路12，將複合視頻輸入信號S1分離成亮度分量Y1和色度分量C1。輸入視頻信號S1來自天線(或電纜)輸入端16由一個傳統的調諧器、中頻放大器和檢波器單元14來提供，或由輔助輸入端18或由某個其它適當的信號源來提供。分離電路12可採用諸如已知的梳狀濾波器或高低通濾波器組合裝置之類的傳統的設計。
分離的色度信號分量C1施加在加速單元20上，加速裝置20對該分量的各行進行時間壓縮，並重複上述的各行，以提供具有兩倍視頻輸入信號行頻的色度輸出信號C2。下文將描述合適的「加速」電路的一些例子。
亮度信號Y1由模/數(A/D)轉換器13轉換成數字形式。數字的亮度信號Y3施加在亮度信號逐行掃描處理器30(用虛線框起來)上，該處理器產生運動自適應、兩倍行頻逐行掃描亮度輸出信號Y2，這將在下文描述。該信號Y2藉助於數/模(D/A)轉換器23轉換回到模擬形式(Y5)。兩倍行頻信號C2和Y5都施加在一個傳統的亮度-色度信號處理單元24上，該單元24提供諸如彩色解調、亮度和對比度控制以及彩色矩陣化等功能，用以提供適宜顯像管26或其它一些適當的顯示器件(例如LCD(液晶顯示)器件或投影顯示器)顯示的形式(例如RGB(紅、綠、藍)分量形式)的逐行掃描輸出信號S2。
由於輸出信號S2的行頻為輸入信號S1行頻的兩倍，因而顯像管26產生的圖像其行數為輸入信號的兩倍，於是，與傳統的隔行掃描的圖像相比，顯著地降低光柵行結構的可見度。
轉換器13和23的時鐘信號CL(和接收機10的其它定時信號)由定時信號產生器21提供。該產生器可包括一個傳統設計的、鎖定到輸入信號S1色同步信號分量的倍數或鎖定到輸入信號S1行頻的倍數的鎖相環(PLL)產生器。對於採用普遍稱為「色同步鎖定」時鐘定時的系統，典型的取樣時鐘頻率是彩色副載波頻率的3或4倍。在該系統目前最佳的實施例中，定時信號產生器21鎖相到水平行頻的倍數上。這普遍叫做「行鎖定」時鐘產生過程，它優於色同步鎖定的優點是在行頻與色同步脈衝頻率之間的關係可能變化的情況下，這種系統可與所謂「非標準的視頻信號源」配用。舉例說，在本發明的這個具體實例中，時鐘頻率選取視頻輸入信號水平行頻的1024倍。對於NTSC標準信號源而言，該頻率CL約為16.1兆赫。由定時單元21提供的其它時鐘信號還有CL/4和2CL，這是供取樣率轉換用的，這將在下文解釋。單元21還提供偏轉用的水平和垂直行頻頻率。
圖1的其餘部分包括逐行掃描處理器30，用以提供經運動自適應處理後的逐行掃描亮度輸出信號Y2。應該指出的是，上述的輸出信號Y2的運動自適應分量是藉助於僅處理亮度信號Y3中的次取樣的低頻分量而導得的。有其優點在於，與全帶寬信號的處理相比，以上述這種方式限制該處理過程可大量地減少運動自適應處理所需要進行行、場和幀延遲所需用的存儲器的數量。
另一個優點(下文將要解釋)涉及使用「差值」處理(即，處理信號差值而不是處理絕對值)。本發明中使用的差值處理無需使用在如前所述的傳統的頻帶分裂處理系統中需要的具有匹配振幅和相位響應特性的、特定的高通和低通濾波器。這樣的具有真正互補的振幅特性和相位特性的高通和低通濾波器既複雜又昂貴。
為舉例說明本發明的實施例，這裡更詳細地用虛線將逐行掃描處理器30分成兩部分輸入電路30A和輸出電路30B。
在逐行掃描處理器30的輸入電路30A中，全帶寬亮度信號Y3通過低通濾波器37施加在次取樣電路40上。次取樣單元40以CL/4速率定時鐘並且大幅度地降低亮度信號的數據速率，因而減少了為執行行視頻延遲功能所需用的存儲器字節數。例如，若全帶寬亮度信號以假設的大約16兆赫的時鐘速率進行數位化，然後以4兆赫的時鐘速率進行次取樣，則為實現該信號不被次取樣時所需的相同的數字延遲只需用四分之一的存儲器。在具體應用本發明的原理時，必要時可以選用其它的時鐘速率和次取樣速率。
為避免混淆，已被次取樣的信號在它被次取樣之前先進行低通濾波，而這個濾波功能由低通濾波器37來提供。濾波器37的合適的截止頻率約為次取樣速率的一半(例如，對於假設的次取樣率約為4兆赫時，該截止頻率約為2兆赫)。實際上，希望該濾波器截止頻率略低於次取樣率的一半，使濾波器在其通帶與阻帶之間的過渡區內其響應曲線的斜率受到一定的限制。例如對於所假設的取樣率而言，對於邊帶邊沿處的衰減為6分貝，截止頻率約為1.5兆赫。這個頻率遠比所假說的大約4兆赫的取樣率下的耐奎斯特(Nyquist)率2.0兆赫低得多。有益之處在於這減少了實施防混淆低通濾波器37所需要的濾波器元件個數。對於在在次取樣率較高的場合下應用時，可以採用按比例地較高的防混淆濾波器截止頻率。
經次取樣和低通濾波後的亮度信號Y6施加在抽頭式幀延遲單元42、運動檢測器44、平均器45和減法器48的各輸入端上。延遲單元42具有多個輸出抽頭，用以提供一行(1-H)延遲亮度信號Y7、一場延遲(263H)延遲亮度信號Y9和一幀(525H)延遲亮度信號Y11。對於PAL標準制式而言，場延遲為313行，幀延遲為625行。延遲單元42的一行(1-H)延遲輸出抽頭與「提供行平均輸出信號Y8」的平均器46的另一個輸入端相連接。
「軟開關」50將平均亮度信號Y8與場延遲亮度信號Y9相組合，提供組合的(或稱「混合的」亮度輸出信號Y10，在該信號Y10中，平均亮度信號Y8和場延遲亮度信號的組分的比例由運動檢測器44和控制信號產生器46來控制。下文即將描述一個適用的軟開關的例子。運動檢測器44的一個已連接的輸入端接收未經延遲的亮度信號Y6，另一個已被連接的輸入端接收延遲裝置42提供的幀延遲亮度信號Y11。運動檢測器44提供表示「信號Y6與Y11之差」的運動指示信號M。下文將描述一個適用的運動檢測器。控制信號產生器46的作用是將與運動成線性關係的運動信號M轉換成與運動成非線性關係的控制信號K，從而更好地迎合人對運動敏感的視覺系統。下文上描述適用的控制信號產生器。
軟開關50響應控制信號K，在無運動或運動量小的情況下選用場延遲亮度信號Y9，在運動量大(K＝1)的情況下選用行平均亮度信號Y8。對於運動量的中間值，就按照與控制信號產生器46所提供的非線性控制信號K將信號Y8和Y9按比例進行混合。
由軟開關50提供的上述結果的「運動自適應」亮度信號Y10被施加在減法器48的第二輸入端上，減法器48的另一個輸入端接收未經延遲的、已被次取樣和低通濾波後的亮度信號Y6，以提供亮度輸出差值信號Y12。信號Y12是一個視頻差值信號，以表示「自視頻輸入信號的當前行獲得的第一低頻分量(Y6)與自視頻輸入信號的至少前一行獲得的第二低頻分量(Y10)之間的差值」。
逐行掃描處理器30的輸出電路30B有選擇性地視頻差值信號Y12與全帶寬視頻輸入信號Y3相組合，以形成逐行掃描視頻輸出信號Y2。在輸出電路30B中，全帶寬亮度信號Y3施加在加速單元36上，用以對信號Y3的各行進行時間壓縮並重複之，以提供兩倍行頻的亮度輸出信號Y4，在信號Y4中，各行在時間上壓縮1/2並加以重複。減法器48產生的差值信號Y12施加在亮度信號加速單元54上，以將各行進行時間上地壓縮，從而使差值信號Y12的行頻翻一番。次取樣後的信號Y12的行頻翻一番還使已加速信號13的取樣率翻一番(例如對假設的時鐘從4兆赫變為8兆赫)。然後將取樣率信號Y13施加在取樣率轉換器(「加快取樣」)56上，以將時間上已壓縮的信號Y13的取樣率乘以4。這種取樣率的轉換是通過重複該樣品或內插該樣品而實現的。據此，對於假設的時鐘和次取樣值，在「加快取樣」轉換器56輸出端上的已處理過的低頻差值信號Y14約等於32兆赫，這等於已加速的寬帶亮度信號Y14的取樣率。
已處理的亮度信號低頻分量(Y14)與全帶寬亮度信號(Y4)兩者的取樣率相等化或「匹配」，可使這兩信號在加法器38中直接相加，以形成亮度逐行掃描信號Y2。在該加法運算之前的最後一步是把信號Y14施加在與行頻同步的開關57上，從而改變這個已處理過的信號Y4的每相隔一行，以產生逐行掃描輸出信號Y2。
在以上所描述的圖1實施例中，業已展示和描述了具有以下諸多優點的逐行掃描處理器30(1)由於開關50選擇行平均信號或場延遲信號作為運動的函數而提供了運動自適應處理，從而將運動產物減小到最低程度;(2)由於對取自當前行和選定的前一行的次取樣低頻亮度分量進行處理，因而顯著地降低了存儲器的要求;(3)已處理過的輸出信號是通過將已處理過的低頻差值分量與全帶寬亮度信號相組合而形成的。這後一個特點完全消除了對於具有匹配的幅度和相位響應的互補的高通和低通濾波器的需求，然而，如果為了處理信號而要將亮度信號頻帶「分裂」或劃分成高通和低通分量，那就會需要這些濾波器。
以上描述說明了圖1中處理器30的一般操作。雖然總體操作過程因取決圖像的內容而是相當複雜的，但考察幾個具體實例後就會很容易理解。第一個實例，假設正在處理的視頻圖像是個靜止畫面。在這種情況下，由於諸多像素中沒有「幀到幀」的差別，所以運動檢測器44的輸出M為零，表明「無運動」。如前所述，產生器46提供的控制信號K是運動檢測器44輸出M的非線性函數。為了便於說明，假設M等於零時K等於零。軟開關50響應控制信號K零值而選擇幀延遲單元42的場延遲的輸出信號Y9。於是減法器48從當前的低頻分量Y6中減去場延遲低頻分量Y9，得出差值信號Y12。這時加法器38將已加速的且取樣率已轉換的差值信號Y14(由開關57選取)的一行與已加速的全帶寬亮度信號Y4的每相隔一行相加，以產生逐行掃描亮度輸出信號Y2。
作為加法器38中加法運算的結果的亮度信號即使在系統不採用高通濾波器的情況下也會包含頻帶不同的兩個分量。第一分量(取自當前接收的行)等於頻率高於低通濾波器37的截止頻率的全帶寬信號Y3的高頻分量。第二分量等於取自前一場的由濾波器37選取的低頻分量。這一點在考慮了「差值信號Y12實際上包含兩個低頻分量(Y6和Y10)且從這些分量中選取的一個分量(Y6)的相位因相減而反相」之後是可以理解的。據此，如果暫不考慮加速和取樣比的轉換時，則輸出信號Y2等於全帶寬亮度信號Y3減去濾波器37通過的Y3的低頻分量加上濾波器37通過的但取自前一場的Y3的低頻分量。當這些信號被組合時，信號Y3的當前行的各低頻分量由於不同相而簡單地抵消了。前一場(Y10)的低頻分量代替了因抵消而丟失的低頻分量。由於信號Y3的高頻分量在處理器30A中未被處理，因而Y3的這些分量未被擾亂並形成了輸出信號Y2的高頻分量。
總括地說，對於這個靜止圖像的實例，輸出信號Y2的間隔行包含全帶寬度信號Y3，「間隙」行包含取自當前接收行(Y3)的高頻分量(高於濾波器37的截止頻率)和取自前一場的低頻分量(Y9)。因此，在這個實例中，被顯示的低頻的視頻分量將展現出對整個視頻幀的全垂直解析度。與標準的隔行掃描圖像相比較，從視覺效果上來看，本實例的效果是提高了被顯示的靜止圖像的垂直解析度。
圖1系統的總體操作的另一個實例考慮了在場景中實際運動的情況。在此情況下，軟開關50隻選擇行平均低頻亮度信號Y8，以使低頻差值信號Y12等於當前行的低頻分量Y6與當前行和前一行的低頻分量平均值Y8之差值。這些信號在輸出電路30B中被加速並轉換成相同的取樣率時，由此得出的(各間隔行的)和值信號包含等於當前行和前一行平均值的低頻分量和取自當前行的高頻分量。至於其餘各行，其輸出等於當前行。
在運動處於全運動(M＝1)與無運動(M＝0)之間的情況下，開關50將行平均信號Y8與場延遲信號Y9相混合，以形成信號Y10，信號Y10在減去信號Y6之後，形成差值信號Y12。於是，輸出信號Y2包含獲自當前接收行的高頻分量和(藉助於開關50中與運動有關的混合作用)從當前場的兩行或從前一場的一行(這取決於圖像運動的程度)獲得的低頻分量。
在前面討論圖1靜止圖像的處理中，注意到，差值信號Y12是由Y10減去Y6形成的，而這使得當前的低頻分量Y6的相位相對於全帶寬信號Y6的相位反相，從而使這些分量隨後在加法器38中相加時互相抵消。另外，隨著輸出電路30B的修改，也可以從信號Y6減去Y10，以產生差值信號Y12，下文即將描述這個情況。
圖2示出了對圖1逐行掃描處理器30的一個修改方案，其中輸入電路30A中減法器48的輸入與圖1的相反，輸出電路30B中的加法器38由減法器38代替，該減法器從全帶寬亮度信號Y4中減去信號Y14的每個隔行。本發明的這個實施例在功能上與圖1的完全相同，在結構上除兩個值得注意的改變外完全相同。
更詳細地說，在圖1的實施例中，從信號Y10減去Y6形成低頻差值信號Y12。信號Y12與Y3(在加速和取樣率相等化之後)相加，得出輸出信號Y2，該信號Y2具有獲得當前行的高頻分量和獲自前一行或場的低頻分量。在圖2中，當用減法器39代替輸出電路30B中的加法器38以使輸入電路30A中減法器48的輸入端反接時也合得出同樣的結果。功能上的效果是相同的，因為在此實施例中，經信號「混合」的低頻亮度信號Y10是由減法器48和39兩次反相的，所以實際上是與信號Y3相加的，而低頻亮度信號Y6隻(在減法器39中)反相一次，因而實際上是從信號Y4中減去的。這與圖1的實例中取得的結果完全一樣。
從上述內容來看，無論先從Y10減去Y6然後加上信號Y14和Y4(如圖1那樣)還是如圖3那樣先從Y6減去Y10再從信號Y4減去Y14在功能上沒有什麼區別。但就目前來說，圖1的實例是更值得推薦的，因為它只需要一個減法器(而不是兩個)，因而實施本發明需要的硬體較少，而在數字處理中，加法要比減法簡單得多。除看用的部件較少而明顯在經濟上受益之外，圖1的實例在技術上還有這樣的優點由於部件減少，出故障的機會少，可靠性就會提高。
圖3示出了逐行掃描處理器30的輸出電路30A的一個修改方案，其中取樣率轉換器(「加快取樣」)電路54和加速電路56這兩個電路元件在串聯連接中的位置對調了。要實現這種變化，只需適當選擇各種不同的時鐘頻率就行。例如，加速電路需要一個「讀」時鐘，這個「讀」時鐘的頻率為「寫」時鐘頻率的兩倍，取樣率轉換需要一個「讀」時鐘，這個「讀」時鐘的頻率為「寫」時鐘頻率的四倍。在圖1的實例中，「加速」是在取樣率轉換之前進行的，因而加速電路接收CL/4(例如4兆赫)的「寫」時鐘頻率和CL/2(例如8兆赫)的「讀」時鐘頻率，取樣率轉換器接收CL/2(例如8兆赫)的「寫」時鐘頻率和2CL(例如32兆赫)的「讀」時鐘頻率。在圖3的實例中，取樣率轉換是在加速之前進行的，因而時鐘頻率發生如下的變化(1)供加速用的「寫」和「讀」時鐘頻率分別變為CL和2CL(例如16和32兆赫);(2)供取樣率轉換用的「寫」和「讀」時鐘頻率分別變為CL/4和CL(例如大約4和16兆赫)。加速和取樣率轉換器的總體操作在以下方面取得了與圖1實例中完全相同的效果，即次取樣差值信號Y12在經過取樣率轉換和加速之後，其行頻和取樣率與經加速的全帶寬亮度信號Y3的相同，因而這些信號可以(通過如圖1那樣的加法運算或如圖2那樣的減法運算)進行組合以提供逐行掃描輸出信號Y2。
圖4和圖5是適宜將圖1接收機中的色度或亮度輸入信號的行頻翻一番用的「加速」電路的實例。圖4中，在輸入端402處的待「加速」的視頻信號經過以行頻操作的「寫」開關404交替地施加在一行(1H)CCD存儲器對406和408上。在這對存儲器中的一個存儲器存儲一行時，另一個存儲器以兩倍「寫」時鐘頻率「讀出」，並經由「讀」開關410耦合到輸出端412上。由於「讀」時鐘頻率為「寫」時鐘頻率的兩倍，因而輸入信號受到時間壓縮和重複，從而使輸出信號的頻率為輸入信號行頻的兩倍，且各行都重複著。由於CCD存儲器需要更新以便被讀出兩次，因而各存儲器406和408都有各自的「更新」開關414和416連接在其輸入端與輸出端之間，這些開關在「讀出」操作時閉合以便再循環使用CCD存儲器的內容，從而重複所存儲的數據，供存儲器兩次讀出循環的第二次讀出之用。這個具體的加速電路可以在信號分離濾波器12提供模擬形式的色度輸出信號時用以加速圖1實例中的色度分量C1。這種形式的加速電路有這樣的好處，即它可以直接接收模擬信號而無需模/數轉換。對數位訊號來說，另一種替代的方式是使用對埠存儲器(下文即將談到)，這種存儲器比單獨轉換的一行存儲器簡單。
圖5的加速電路與圖4的相似，但採用數字(二進位)存儲器而不採用CCD型存儲器件作為存儲器件。除數字存儲器不需要更新電路以外，其它方面的操作與圖4實例相同。這種加速電路可以直接用在處理器30中進行亮度信號處理，因為其中的信號已經是二進位的形式了。圖1實例中供色度信號C1使用的這種加速電路需要在開關504的輸入端增加一個模/數轉換器，在開關510的輸出端(512)增加一個數/模轉換器。然而，如果信號分離電路12是一個提供已經是數字形式而不是模擬形式的輸出信號的數字式電路，則就不需要那樣做了。若修改圖1的實例以提供數位訊號分離，則可以免除模/數轉換器13。
圖6是在處理器30A中適合於當作電路40的次取樣電路的一個例子。該電路包括鎖存器602，鎖存器602具有數據輸入端604，用以接收經低通濾波的亮度信號Y3;時鐘輸入端605，其上施加次取樣時鐘信號;以及輸出端606，提供次取樣輸出信號Y6。數據鎖存器可以以CL/N的頻率定時鐘，其中N是大於1的整數。N最好是諸如2、3或4的整數。N也可以非整數的分數。N採用整數值(最好這樣做)的好處是，無需進行內插來產生次取樣信號。然而，若需要，在特定的系統中N也可以採用非整數值。目前較理想的整數次取樣值為2、3和4。
在這裡所示的具體實施例中，為說明本發明起見，選取N＝4。對於圖1實例中假設的次取樣為4∶1且採用CL/4的時鐘頻率的情況，鎖存器602可能會對經低通濾波的亮度信號Y3的4個樣品廢棄其中三個。因此在此次取樣值(N＝4)的情況下，實施視頻延遲所需的存儲器量可能僅為不對視頻信號進行次取樣時所需用的存儲器的四分之一。
平均器46可如圖7所示來實施，以將非延遲的和1-H延遲的信號施加在加法器702的輸入端(704、706)上，用除法器708將加法器的輸出除以2，從而在輸出端710上提供經過行平均的輸出信號Y8。實際上，除法器可以簡單地實施為不用加法器的LSB(最低有效位)輸出，並使加法器的輸出都移位一個比特。對於這一點，系統對信號處理是以模擬形式進行的，這個除法器可用一個6分貝衰減器來代替，這個加法器可用一個求和網絡來代替。
圖8A是用以將亮度差值信號的取樣率乘4的「內插式」取樣率轉換器的一個例子。如前所述，通過將每個次取樣的像素重複四次就可以提供取樣率的「上轉換」。可是，通過樣品重複而取得的取樣率「上轉換」往往會產生較粗糙的對角線結構的圖像。諸如圖8A(和後面將要討論的圖8B)那樣的內插轉換器呈現光滑的對角線，但水平方向的過渡稍微「軟」一點。
更詳細地說，圖8A中的轉換器56包括一個取樣延遲單元802，該單元的輸入端804上施加了次取樣亮度信號Y13。延遲單元802還接收等於信號Y13的取樣率的時鐘信號CL/2，因而對信號Y13提供了一個取樣延遲。延遲單元802輸入端(A)和輸出端(B)的信號施加三個運算單元806、808和810的各輸入端上，該三個運算裝置產生各目的輸出信號(3A+B)/4，(A+B)/2和(A+3B)/4。運算單元806、808和810的輸出信號和延遲單元802的輸入信號都施加在多路轉換開關812上，該開關以2CL的時鐘頻率依次選取各信號。此時鐘頻率為施加在取樣延遲單元802上的時鐘頻率的4倍，因而由開關812在其輸出端814上提供的已內插過的和經過多路轉換開關的信號，其取樣率為輸入信號Y13的四倍。
圖9示出用以說明圖8A(和後面即將討論的圖8B)的取樣率轉換器操作的像素圖，圖中，當前接收到的像素A處於黑電平(例如零IRE單位)，先前的像素B處於白電平(例如100IRE單位)。如圖所示，多路轉換開關812依次選取各運算單元的輸出，以提供具有亮度電平為當前像素(A)與前一像素(B)兩值之間的(A+3B)/4，(A+B)/2和(3A+B)/4的已內插的像素。據此，線性近似的像素值是以四倍輸入取樣率產生的。如前提出過的，採用內插法的好處是，所產生的對角線比起另一種簡單重複進來的各輸入像素以使取樣率乘4的取樣率轉換法更光滑。
圖8B是內插取樣率轉換器另一種(較佳的)形式的方框圖，種轉換器不需要使用圖8A布局中的乘法器。該轉換器包括有一個輸入端820，其上施加亮度信號Y13，及一個輸出端820，其上產生1∶4取樣率的已內插的亮度信號Y14。端子820經過1∶4取樣率重複器822、(1-Z-1)的Z變換的第一數字濾波器824(1-Z-2)的Z變換的第二數字濾波器826和除四除法器828四者相串級連接體耦合到端子830上。取樣重複器822重複輸入樣品，以對每一個接收到的樣品提供四個完全相同的輸出樣品。第一數字濾波器可以被實施為一個加法器，可將輸入的樣品與延遲了一個取樣間隔的前一個樣品相加，這裡也無需乘法運算。第二濾波器也可實施為一個加法器，以將第一濾波器的輸出與對應於第一濾波器延遲了兩個取樣周期的輸出信號相加，這裡也無需乘法運算。第二濾波器的輸出由除法器828按比例縮小四分之一。如此產生的輸出信號與前一實例的一樣。有益的是，在這個取樣率轉換器的最佳實施例中，任何一級都無需乘法運算，因此該電路比前一個實例的電路明顯地簡化了。
圖10、11和12示出了控制信號產生器46各種可供選擇的實施方案和可供選擇的非線性響應特性。控制信號發生器46最簡單的形式可以如圖10所示的那樣實施，將運動指示信號M施加在閾值檢測器1002的一個輸入端1004上，該檢測器在其另一個輸入端1006上接收參考信號R，其輸出端1008提供二進位值(或通/斷)的輸出信號，表明「在運動指示信號M何時大於或小於基準信號」。這種閾值式的操作如圖12中的響應曲線K1所示，從圖中可以看到，當運動信號M的值小於參考電平R時，控制信號K的值為0，反之，當大於參考電平R時，控制信號K的值為1。
圖11示出了控制信號產生器46的一個最佳實施例，其中運動指示信號M施加在只讀存儲器(ROM)1102的地址輸入端1104上，該ROM的輸出端1106提供控制信號K。該產生器能產生圖12所示曲線K1的閾值響應，也能產生圖12中的響應曲線K2和K3所示的其它更複雜的非線性響應。在圖12中響應曲線K2的實例中，控制信號K在運動信號M的值小和大時變化較慢，在運動信號M處於中間值時變化較快。在響應曲線K3的實例中，控制信號在運動值小時增加得快，在運動值較大時增加得較慢。採用控制信號發生器46的非線性響應曲線比起以二進位值表示的閥值檢測的實例更值得推薦，因為各曲線(例如K2或K3)中的變化較平穩得多，因而對觀看已處理視頻信號的觀眾看來就不太注目了。
圖13A是適宜實施軟開關50的一個例子，該開關包括一對乘法器1302和1304，該對乘法器的輸入端1306和1308分別接收場延遲亮度信號(Y9)和行平均亮度信號(Y8)，它們的輸出端與加法器1310相連接，加法器1310的輸出端1312提供經混合的亮度信號Y10。乘法器1304由施加在輸入端1314上的控制信號K直接控制，乘法器1302由ROM 1316提供的等於1-K的信號控制。該ROM 1316由控制信號K來尋址。
在操作過程中，在無運動(K＝0)時，乘法器1302讓延遲亮度信號Y9通過，經過加法器1310傳到輸出端上，乘法器1304阻塞行平均亮度信號Y8。在運動量大(K＝1)時，乘法器1304和加法器1310讓行平均亮度信號Y8通過，傳到輸出端，乘法器1302阻塞場延遲亮度信號。運動為中等程度(0＜K＜1)時，輸出信號按K和1-K的比例來組合。
圖13B是只需用一個乘法器的適於實施軟開關50一個最佳例子。這個開關包括一個減法器1330，該減法器的輸出端經由乘法器1335耦合到加法器1340的一個輸入端上。在輸入端1350的行平均亮度信號Y8施加在減法器1330的正(或非反相)輸入端(+)上。輸入端1360處的場延遲亮度信號Y9施加在加法器1340上，和施加在減法器1330的負(-)輸入端上。控制信號K施加在乘法器1335的另一個輸入端上。
在操作過程中，在無運動(K＝0)時，場延遲亮度信號Y9經由加法器1340耦合到輸出端1380上。對於信號Y8可以忽略不計的情況，因為當K＝0時，乘法器1335阻塞信號Y8。在運動量大(K＝1)時，乘法器1335將(Y8-Y9)耦合到加法器1330上，該加法器的另一個輸入端接收(+Y9)。據此，在這種情況下，Y9各信號由於反相，互相抵消，因而加法器的輸出為信號Y8。K值在極限值1與0之間(0＜K＜1)時，輸出信號由包括根據控制信號K使Y8與Y9相混合而組成的產物。
作為使用「軟開關」來混合行平均和場延遲亮度信號的一種替代，人們可以使用圖14所示的、由一個閾值檢測器(例如圖10)來控制的「硬」開關。這種硬開關不提供混合，只是根據運動信號是高於還是低於圖12所示的閥值來選擇行平均(Y8)或場延遲(Y9)亮度信號中的一個或另一個。這個「硬」開關包括一對門電路1402和1404，它們具有輸入端1406和1408，和與共用輸出端1410相耦合的輸出端。行平均(Y8)和場延遲(Y9)亮度信號施加在輸入端1406和1408上。在輸入端1412上的控制信號K直接施加在門電路1402的控制輸入端上，還經過反相器1414施加在門電路1404的控制輸入端上。
在操作過程中，若運動信號M大於參考電壓R，則K＝1，門電路1402允許工作，從而將行平均亮度信號Y8耦合到輸出端1410上。否則，門電路1404允許工作，將場延遲亮度信號Y9耦合到輸出端1410上。這種形式的「硬」開關與上文提到的最佳方案的「軟」開關(對於運動變化量大的場景而言具有在行處理與場處理之間平滑過渡的優點)相比，其優點是簡單。
圖15是適合用作為檢測器44的運動檢測器的一種形式的示例。在此實施例中，非延遲亮度信號Y6和幀延遲亮度信號Y11施加在減法器1502的相應輸入端1504和1506上，減法器的輸出施加在絕對值電路1508上，絕對值電路1508在輸出端1510提供正比於非延遲亮度信號Y6與幀延遲亮度信號Y11之差的絕對值的運動指示信號M。本實例中包含這個絕對值電路的理由減法器的輸出可能是正的或是負的，而控制混合開關50的控制只需要一種極性。換句話說，絕對值電路將減法器的輸出「整流」成單一極性。另一種作法是不用絕對值電路而採用全減法器輸出(正負值都用)來控制控制信號產生器的ROM(例如ROM1102)的地址輸入。還有一種代替運動檢測器44的器件是前面提到的、Pritchard的美國專利4，641，186中所述的那種「邊帶能量檢測器」。本發明特別推薦減法器式的運動檢測器，因為它比較簡單。
圖16和圖17示出了用以提供延遲輸出信號Y7、場延遲輸出信號Y9和幀延遲輸出信號Y11的延遲單元的另一個實施例。不難理解，這些信號的精確延遲取決於視頻傳輸標準(例如，NTSC，PAL或SECAM制)。在圖16的實例(這裡假設採用NTSC制)，帶抽頭的幀延遲電路是由1-H延遲電路1602、262H延遲電路1604和另一個262H延遲電路1606串級連接組成，從而分別在其輸出端提供已延遲的亮度輸出信號Y7、Y9和Y11。
圖17示出了延遲單元42目前最佳的一個實施例，圖中待延遲的信號施加在1-H延遲單元1704的輸入端1702上，從那裡經由多路轉換開關1706加到存儲器1708上，存儲器1708的存儲容量為一幀，它提供總共1場延遲。幀存儲器1708的輸出施加到分離(de-multiplex)開關1710上，該開關在其端子1712上提供場延遲輸出信號，在其端子1714上提供幀延遲輸出信號。場延遲輸出信號耦回到開關1706的另一個輸入端上，藉此，在存儲器1708中與幀延遲信號交錯起來。藉助這種措施，存儲器的內容包括交錯的場和幀延遲信號，該信號由信號分離開關1710在輸出端加以分離。在1987年元月27日公開的R.T.Fling的、題為「視頻信號場/幀存儲系統」的美國專利4，639，783中介紹了帶抽頭的幀延遲單元42的這個實例的細節。
圖18示出了圖1接收機中採色信號處理的一個修改方案，圖1中分離器12提供的已分離的色度信號C1施加在色解調器1802的輸入端1804上，色解調器1802向相應的加速單元1806和1808提供已解調的(基帶)輸出彩色信號(例如R-Y和B-Y)，由加速裝置1806和1808向亮度-色度處理器和矩陣單元24提供兩倍行頻的已解調的色度信號。在加速之前對色度信號進行解調(如本實例所示的那樣)確定需要兩個彩色加速電路，然而這是目前最佳的，因為它有這樣的優點可以在低於前例中的在加速後進行彩色解調所需用的時鐘脈衝頻率下進行色解調。
圖19示出適用於圖1接收機的另一種加速電路的示例，它採用雙埠式的隨機存取存儲器1902，該存儲器1902有一個輸入埠1904，用以接收待加速的數位訊號;和一個輸出埠1906，提供已加速的視頻輸出信號。這種存儲器可以基本上同時進行讀和寫的操作，如圖20所示。如圖所示，輸入行A和B按照「寫」時鐘(CL)存入該存儲器中。第一行A的讀循環的起點是在行A寫循環的中途開始的。讀出是以兩倍「寫」時鐘頻率進行的，因而行A被時間壓縮1/2。第二行A的讀循環的起點是在行A寫循環結束時並在行B寫循環開始時開始的。使用雙埠的存儲器在目前是最佳的，因為它比已討論的其它實例簡單。還應注意在寫循環的起點與第一相應讀循環起點之間所涉及的延遲只是半行而不是前例中所述的一整行。除上述具體列舉和描述的修改之外，還可以對圖1的實施例作出其它種種修改。例如，任何的信號處理不一定並非需用數位訊號處理的這種最佳方法來進行。適當的延遲還可以採用例如已談過CCD器件之類的其它方法實現。模擬的實施例的算術操作可以採用諸如運算放大器、阻性求和網絡等之類的模擬器件來實施。本發明由如下面的權利要求書來限定，本發明包括所有的可取代已描述的具體元件的模擬的和數字和替代方案。
權利要求
1.一種逐行掃描轉換設備，包括一信號源(13)，用以提供具有給定行頻和給定取樣率的數字視頻輸入信號(Y3)；其特徵在於一個次取樣電路(40)，與上述信號源(13)相耦合，用以提供次取樣視頻信號(Y6)；運動自適應處理器(42-50)，響應上述次取樣視頻信號(Y6)，用以提供已運動自適應處理的和已次取樣的視頻信號(Y10)；一個減法器(48)，其輸入端被耦合用以接收上述次取樣視頻信號(Y6)和上述已運動自適應處理的和已次取樣的信號(Y10)，其輸出端提供已次取樣的視頻差值信號(Y12)；和一個輸出電路(30B)，響應上述數字視頻輸入信號(Y3)和上述次取樣視頻差值信號(Y12)用以產生逐行掃描輸出信號(Y2)。
2.如權利要求1所述的設備，其特徵在於，所述輸出電路(30B)包括第一裝置(36)，用以加倍上述視頻輸入信號(Y3)的行頻;第二裝置(54，56)，用以加倍上述次取樣視頻差值信號(Y12)的行頻並提高該信號(Y12)的取樣率，以提供行頻和取樣率都與所述第一裝置所產生的兩倍行頻視頻信號(Y4)一樣的經處理的視頻差值信號(Y14);和組合裝置(38，57)，用以將上述經處理的視頻差值(Y14)信號的一行與兩倍行頻視頻輸入信號(Y4)的每一個間隔行相組合，以提供上述逐行把描輸出信號(Y2)。
3.如權利要求2所述的設備，其特徵在於，所述的組合裝置包括開關(57)，用以選擇所述經處理的視頻差值信號(Y14)的各間隔行;和加法裝置(38)，用以將開關所提供的輸出信號與所述兩倍行頻視頻輸入信號(Y4)相加，以產生所述逐行掃描輸出信號(Y2)。
4.如權利要求2所述的設備，其特徵在於，所述的組合裝置包括開關(57)，用以選擇所述經處理的視頻差值信號(Y14)的各間隔行;和減法裝置(39)，用以以減法性組合由開關(57)提供的輸出信號與上述兩倍行頻視頻輸入信號(Y4)，以產生所述逐行掃描輸出信號(Y2)。
5.如權利要求1所述的設備，其特徵在於，所述運動自適應處理器包括行平均器(45)，用以垂直內插所述次取樣視頻信號的各行;延遲裝置(42)，用以使所述次取樣視頻信號延遲一場;和運動響應開關(50)，與所述所述行平均器(45)和所述場延遲裝置(42)相耦合，用以給所述減法器(48)提供所述的已經運動自適應處理過的和次取樣的視頻信號(Y10)。
全文摘要
逐行掃描處理器30包括輸入電路30A來產生表示自視輸入信號Y3的當前行獲取的第一低頻分量Y6與自視頻輸入信號選擇前一行通過運動自適應處理42-50獲取的第二低頻分量Y10之差的視頻差值信號Y12及行頻加倍輸出電路30B以將兩倍行頻差值信號Y14的一行與兩倍行頻輸入信號Y4的每間隔行相組合以形成逐行掃描的輸出信號Y2。
文檔編號H04N5/44GK1061879SQ9111122
公開日1992年6月10日 申請日期1991年11月25日 優先權日1990年11月26日
發明者D·H·威利斯 申請人:湯姆森消費電子有限公司