直接變換接收機及其移頻鍵控解調器的製作方法

2023-06-06 10:17:41 2

專利名稱：直接變換接收機及其移頻鍵控解調器的製作方法
技術領域：
本發明主要涉及數字無線通信的直接變換接收機。
最近，作為無線載波移頻鍵控(FSK)調製等數字調製信號的接收機，正在研究適合直接變換接收機集成電路化的結構。
例子特開昭55—14701公報所記載的結構已為公眾所知。下面參照

圖12簡單說明以往的FSK數據解調器。
圖12中，由天線30A接收的FSK接收信號用信號放大器30B放大後，同時提供給混頻器31和32。本機振蕩器33的信號送到混頻器31並通過90°移相器34供給混頻器32，分別與接收機輸入端30的信號混頻，將輸入信號下變頻，經只讓基帶信號通過的低通濾波器35，36，取得相位互為正交且根據FSK信號頻偏上下變化而相位延遲關係翻轉的I信號37和Q信號38。I信號37和Q信號38分別通過限幅放大器39、40後，取得數位訊號41、42。然後，將數位訊號41、42分別輸入到D觸發器43的輸入端和鍾信號輸入端，並用D觸發器43的輸出信號44進行數據解調。
接著，輸出信號44由低通濾波器45整形後，由時鐘同步電路46測出符號周期，再由符號判定電路47按該符號周期，通過位於符號中央的取樣進行符號判定，取得最終解調結果48。
然而，上述結構中存在的問題是在移動通信那樣預計通信質量動態變化的情況下，會因通信質量暫時劣化而解調誤差加大，所以必須根據通信質量最差時的解調靈敏度設計接收機的解調器。於是，要求解調器靈敏度非常高，難以做成採用對應窄頻帶、高速數字調製的直接變換方式的接收機。
另外，通信高速化等情況下FSK頻偏與數據位速率之比(調製指數)變小時，則I、Q信號37、38中每一數據符號的相位變化不大，限幅放大器39、40的輸出信號稀少，解調時容易產生差錯。
再有，本機振蕩器與發射載波信號之間產生頻率偏差時，該頻率偏差直接影響上述I、Q基帶信號的頻率，隨著接收符號的符號變化，基帶信號的頻率也變化。為了直接變換接收機便於集成電路化，通常採用以往技術所述那樣的數字解調方式，這種方式將基帶信號雙態化後進行解調。這時，由於雙態化，僅在零交叉點傳輸上述I、Q基帶信號，因上述I、Q基帶信號的相位信號消失，往往造成解調中延遲測出發射符號的符號變化。又，進行高速通信時存在調製指數變小的傾向，所以上述遲延對解調結果的影響加大，尤其存在接收機的本機振蕩器頻率偏差允許範圍減小的問題。
此外，中央處理單元(CPU)等動作時讓容易產生噪聲的電路與符號周期同步地作間歇性動作時，往往CPU動作使上述電路在上述符號判定構件的符號判定時動作，存在因動作噪聲洩漏到解調電路而靈敏度劣化的問題。
本發明欲解決上述問題，其第一目的是做成直接變換接收機的結構，同時通過多次接收同一信號，將各解調結果合成而取得最終解調結果，因而可減少解調信號抖動，可修正通信質量暫時劣化時的解調誤差，獲得對應窄頻帶、高速數字調製的高靈敏度直接變換接收機。
本發明的第二目的在於做成利用多個閾值對I、Q基帶信號量化，較精細地檢測I、Q基帶信號的相位數據，從而取得一種比以往數字解調器更能適應速度較高的FSK通信直接變換接收機用FSK解調器，而且該解調器(對直接變換接收中成為問題的)FSK載頻與本振之間的頻率偏差，允許範圍大。
本發明的第三目是的控解調器中符號判定構件的判定點和CPU的動作定時，以獲得適應窄頻帶、高速數字調製的高靈敏度直接變換接收機。
實現上述第一目的的本發明第1技術措施使結構包括直接變換接收的解調構件；檢測接收信號強度的接收電場強度檢測構件；對上述解調裝置所輸出解調結果進行取樣的解調結果取樣構件；對上述接收電場強度檢測構件檢測值進行取樣的接收電場強度取樣構件；設n為大於等於2的整數，m為n以下的自然數，在發射臺n次發射同一數據串時，將上述鍾信號作為同步信號，將上述解調結果取樣構件的解調結果取樣值作為數據輸入信號，保持n次所發射同一信號的解調結果的第1存儲構件；將上述電場強度取樣構件的電場強度取樣值作為數據輸入信號，對與保持上述第1存儲構件的解調數據為同一定時內的n次電場強度取樣結果進行保持的第2存儲構件；用上述第2存儲構件所存第m次各對應定時內的取樣值對上述第1存儲構件所存取樣值，進行加權的第m加權構件；將上述第1至第n加權構件的輸出結果進行合成的合成構件。
實現本發明的第一目的第2技術措施中，不用上述第1結構所述的第1存儲構件、第2存儲構件、第1至第n加權構件和合成構件，代之以設置根據接收信號電場強度檢測構件的輸出信號，對解調結果取樣構件的輸出信號進行加權的第n+1加權構件；按順序保持鍾信號數與上述一次發射時間相當的數據的第3存儲構件；上述第n＋1加權構件的輸出信號作為一輸入，上述第3存儲構件所保持數據中，從上述接收開始信號輸入時刻開始將存儲的數據作為另一輸入，並對此二輸入信號進行加法運算的加法器；將上述加法器的輸出結果作為按上述第3存儲構件中上述存儲數據的保持順序再次保持的數據，用經過合成n次解調信號後的上述第3存儲構件所保持的數據進行解調的讀出構件。
本發明利用上述結構，通過對直接變換解調器添加先發射臺多次發射同一信號，接收機存儲其接收信號，再合成幾次發射的解調結果的構件，使特別成為解調靈敏度降低的根源的符號變化點附近解調信號抖動減少。又，用接收電場強度對解調器判定結果加權後進行合成，突出接收電波為強時的判定結果，減小接收電波削弱時的影響，可適應通信質量暫時劣化，進行接收。本結構通過附加於直接變換接收機中來改善接收靈敏度，直接變換接收機與上述結構均可用數位訊號處理來實現，所以整個解調器不難集成電路化，可同時實現接收機的小型化和低電耗化。
本發明用來實現上述第二目的技術措旋是使結構具有對上述I基帶信號正負進行判定的第1I信號限幅放大器、用互不相同的各閾值將I信號雙態化的第1至第n＋1Q信號限幅放大器，還有將上述第1至第n＋1Q信號限幅放大器的輸出信號作為觸發器輸入，將上述第1I信號限幅放大器的輸出信號作為相位輸入的n＋1個Q端相位判定電路，而且做成在觸發器輸入端符號發生變化時，各相位判定電路將該變化的增減方向與相位輸入的符號進行比較的結果提供給信號選擇電路，該信號選擇電路又在其n＋1個輸入分別檢測到符號變化時，選擇此信號作為輸出信號輸出，並用上述信號選擇電路的輸出信號進行解調。
本發明利用上述結構，上述I、Q基帶信號編碼中的閾值取得比以往多，因而相位關係檢測次數增多，以往數字方式中僅根據基帶信號中心附近雙態化數據不能解調的低調製指數FSK信號，現在變成能接收。
第2，本機振蕩器頻率與FSK載波頻率之間有偏差時，直接變換所得I、Q基帶信號的頻率會發生變化而出現低於所需頻率的情況，但本發明的結構中，因從比以往數字解調方式多的取樣點獲得相位數據，即使在基帶頻率這樣低的情況下也可解調，擴大了對本機振蕩器頻率偏差的允許範圍。
第3，利用上述結構，實現FSK解調器可以不用難以集成電路化的基帶頻段寬帶90°移相器。
第4，全部解調處理可用數定信號處理來實現，因而便於整個解調器集成電路化，可同時實現解調器的小型化和低電耗化。
為了實現上述第三目的，本發明的第1技術解決措施是因接收FSK載波與本機振蕩機之間的頻率偏差而發生上述I、Q基帶信號頻率變化時，根據由頻率化所測出的上述頻偏，進行上述時鐘同步電路的相位控制，使上述符號判定構件的判定點在符號中的位置變化，進行和解調裝置判定延遲量相對應的符號判定，以求改善接收靈敏度。
此外，實現第三目的的第2技術解決措施是結構做成在預計因CPU等的動作而產生噪聲的電路與數據判定同步動作時，控制CPU等的動作定時，使之在符號判定影響小的情況下動作。
本發明利用上述結構，通過在解調器符號判定構件中將以往設於符號中央的判定點置於離中央偏後處，從而即使因上述遲延的影響而解調結果中的符號變化點移動到符號後方時，也能正確判定符號，可謀求提高發射載波與本機振蕩器之間有頻率偏差時的接收靈敏度。
再通過將CPU等的動作定時設於符號判定點之後，能減小動作噪聲的影響，達到高靈敏度接收。
本發明還通過附加於直接變換解調構件的結構來改善靈敏度，解調構件和上述結構均可用數位訊號處理實現，所以整個解調器便於集成電路化，能同時實現接收機的小型化和低電耗化。
圖1表示應用本發明第1實施例高靈敏度直接變換接收機FSK解調器的解調電路主要部分電路系統圖。
圖2表示應用本發明第2實施例高靈敏度直接變換接收機FSK解調器的解調電路主要部分電路系統圖。
圖3表示本發明第3實施例直接變換接收機用FSK解調器主要部分的電路系統圖。
圖4表示本發明第4實施例直接變換接收機用FSK解調器主要部分的電路系統圖。
圖5表示本發明第3實施例中解調動作的關鍵部位波形圖。
圖6表示本發明第3實施例直接變換接收機用FSK解調器中解碼信號處理電路的電路系統圖。
圖7為本發明第5實施例直接變換接收機用的解調電路主要部分的電路系統圖。
圖8為表示第5實施例解調動作的波形圖。
圖9是表示第5實施例解調靈敏度改善效果的特性曲線。
圖10為本發明第6實施例直接變換接收機用的解調電路主要部分的電路系統圖。
圖11是表示第5實施例解調靈敏度改善效果的特性曲線。
圖12為採用以往接收機結構的FSK解調方式的解調電路主要部分的電路系統圖。
實施例1下面參照圖1說明本發明第1實施例。圖1為應用本發明FSK解調方式的解調電路主要部分電路系統圖。
圖1中，30A為天線，30B為放大器，31和32為混頻器，33為本機振蕩器，34為90°移相器，均與圖12中的結構相同。1、2為通常稱作I信號、Q信號的第1、第2基帶信號，可通過基於圖12以往例說明的FSK信號直接變換取得，其相位互為正交，而且其相互間的相位遲延關係根據FSK信號頻偏上下變化而反轉。
43為由第1、第2基帶信號進行發射數據解調的解調構件；54為檢測接收信號電場強度的電場強度檢測構件；55為頻率大於發射數據的符號率的鐘信號發生構件，根據解碼開始信號56啟動；57為以鍾信號發生構件55提供的鐘信號定時，對解調構件43的解調結果進行取樣的解調結果取樣構件；58為以鍾信號定時對接收電場強度檢測構件54所測電場強度進行取樣的接收電場強度取樣構件；59為將鍾信號作為同步信號來存儲解調結果取樣構件57所得取樣值的移位寄存器等所組成的第1存儲構件；60為將鍾信號作為同步信號來存儲接收電場強度取樣構件58所得取樣值的移位寄存器等組成的第2存儲構件；61、62、63分別為用第2存儲構件60所存貯的第m次各對應定時內的取樣值對第1存儲構件59所存n個解調結果取樣值進行加權的第1、第2、第n加權構件；64為對第1至第n的各加權構件61～63的輸出信號進行求和合成的合成構件；65為從解調構件43的輸出信號檢測出第m次數據發射開始，並產生上述解碼開始信號56的數據發射檢測構件；66為對解碼開始信號的發生次數計數，檢測出已進行n次數據發射後，使合成構件64啟動的數據發射完畢檢測構件。
下面對以上那樣的結構說明其動作。首先，解調構件43通過檢測I信號1和Q信號2之間的相位關係，判定發射信號的傳號和空號，並將判定的解調結果提供給解調結果取樣構件57和數據發射開始檢測構件65。數據發射開始檢測構件65根據信號發射中的前置同步信號等檢測出發射臺的第m次數據發射開始，產生解碼開始信號，使鍾信號發生構件55啟動。
解調結果取樣構件57以鍾信號發生構件55所提供的鐘信號的定時，對解調構件43的輸出信號取樣，並將解調結果取樣值送至第1存儲構件59。此存儲構件59將鍾信號發生構件55所提供的鐘信號作為同步信號，逐次取入、存儲上述解調信號取樣值。這裡，設第1存儲構件59具有可存放n次發射的全部解調取樣值的容量。然後，將當前的取樣值和過去n次的解碼開始後同一鍾信號數的取樣值作為輸出分別提供給第1至第n加權構件61～63。
另一方面，接收電場強度檢測構件54檢測出所接收射頻(RF)信號的載波電平，輸出與該電平相應的電壓值。接收電場強度取樣構件58以鍾信號發生構件55所提供的鐘信號的定時，對接收電場強度檢測構件54的輸出信號取樣，並將電場強度取樣值送給第2存儲構件60。提供電場強度取樣值的第2存儲構件60，與第1存儲構件59相同，也將鍾信號發生構件55所提供的鐘信號作為同步信號，逐次取入、存儲上述電場強度取樣值。這裡，設第2存儲構件60具有的容量能存儲n次發射的全部電場強度取樣值。而且，將當前的電場強度取樣值和過去n次的解碼開始後同一鍾信號數內的取樣值分別作為第1至第n各加權構件61～63的加權係數提供作為輸出。
第1至第n加權構件61～63對解調結果取樣構件57提供的解調信號，進行與接收電場強度取樣構件58相呼應的加權。即，為了注重接收電場強度大時的解調結果，進行大值加權；接收電場強度小時，考慮到解調結果含有接收電場強度不足帶來的解調誤差，因此進行小值加權。此第1至第n加權構件61～63中加權後的n個解調結果提供給合成構件64。
數據發射完畢檢測構件66對數據發射開始檢測構件65中解碼開始信號56的發生次數計數，測出n次數據發射時，使合成構件64啟動。
最後，合成構件64對第1至第n各加權構件61～63所提供的加權解調結果進行總計，輸出解調結果。
這裡，成為解調靈敏度下降的根源的解調結果符號變化點抖動可認為等效地以符號變化點為中心分散開來，所以用基於上述結構的動作對解調結果進行平均時，發射接收次數n越多，平均值越接近中心(即符號變化點)，最後的解調結果中的抖動也就減少。因此，本實施例的接收機比以往一次數據發射接收中解調的接收機，靈敏度可改善。
本實施例中，根據接收電場強度的強弱對解調結果進行加權，但即使不依靠這樣的模擬數據處理，根據n次解調結果中多數決定的最後解調結果獲得足夠好的特性時，能省去接收電場強度檢測構件54、接收電場強度取樣構件58、第2存儲構件60和第1至第n加權構件61～63。這種情況下，做成第1存儲構件59的輸出不經過第1至第n加權構件61～63，直接饋入合成構件64。
此外，這裡的數據發射完畢檢測構件66做成將解碼開始信號56作為輸入，通過對該信號56計數來檢測數據發射完畢，但也可做成通過使前置同步信號帶有數據發射次數信息等方法，將解調構件43直接作為數據發射完畢檢測構件66的輸入來檢測n次數據發射完畢。
實施例2下面參見圖2說明本發明的第2實施例。圖2為用本發明第2實施例高靈敏度直接變換接收機中通用FSK解調方式的解調電路主要部分電路系統圖。
圖2中，與圖1的不同點不用圖1中的第1存儲構件59、第2存儲構件60、第1至第n加權構件61～63、合成構件64，而代之以新設的加權構件67、加法器68、移位寄存器等組成的第3存儲構件69、讀出構件70。這樣，通過將加法器68設於第3存儲構件69之前，從而僅用一存儲構件69進行與第1實施例相同的解調動作。
下面對以上那樣的結構說明其動作。此第2實施例的動作與上述第1實施例相同，特就不同點進行說明。
首先，解調結果取樣構件57的輸出結果在第n＋1加權構件67中用接收電場強度取樣構件58的輸出結果進行加權。第n＋1加權構件67的輸出結果通過加法器68與第3存儲構件69所存接收開始信號輸入時刻起經上述鍾信號脈衝數之後的取樣值相加，所得結果作為當前的取樣值存入第3存儲構件69。這時，與第1實施例相同，鍾信號發生構件55的輸出信號使解調結果取樣構件57、接收電場強度取樣構件58的定時和第3存儲構件69同步。
這裡，n次接收後存在第3存儲裝置69的取樣值與上述第1實施例中合成構件64的輸出等效。因此，數據發射完畢檢測構件66中判定發射臺發射n次數據時，讀出構件70將第3存儲構件69所存取樣值作為最後解調結果依次讀出，並進行輸出。
本實施例中根據接收電場強度的強弱進行解調結果加權，但在不利用接收電場強度的強弱，根據n次解調結果中作多數判定的最終解調結果可得足夠好的特性時，可省去接收電場強度檢測構件54、接收電場強度取樣構件58、第n＋1加權構件67。這時，結構做成解調結果取樣構件57的輸出不經過加權構件67，直接提供給加法器68。
第1和第2兩個實施例都就接收信號調製方式為FSK的情況進行說明，顯然，通過解調構件43中採用與其他調製方式對應的解調器，即使其他調製方式的接收機也可用本發明的解調方式。
第1和第2兩個實施例中任一例接收機結構採用在解調器前級用自動增益控制(AGC)的情況下，都可用AGC增益變換信號代替接收電場強度檢測構件54的輸出信號，省去接收電場強度檢測構件54。
第1和第2兩個實施例都就由鍾信號發生構件55的鐘信號組成同步系統的情況進行說明，但各組成要素不需要同步(例如可數據流控制等)時，就不需要鍾信號發生構件55。
綜上所述，利用本發明，則通過將同一信號多次接收後進行合成的結構，做成直接變換，同時可實現適應窄頻帶、高速FSK的解調器。又，通過做成檢測出接收電波的電場強度且反映在解調結果中，可提高本發明的接收靈敏度改善效果，能適應移動通信等用途中成為問題的暫時電場強度變化帶來的靈敏度劣化。通過增加合成接收信號的次數，還能實現更高靈敏度的解調。此外，組成要素可用數字電路元件實現，因而可集成電路化，適應小型化和廉價化，其工業效用大。
實施例3下面參照圖3、圖5和圖6說明本發明的第3實施例。
圖3為本發明第3實施例直接變換接收機用FSK解調器的主要電路系統圖。下文對具有任意閾值的限幅放大器，其數量n取為2情況，說明解調動作。
圖3中，30A為天線，30B為放大器，31和32為混頻器，33為本機振蕩器(本振)，34為90°移相器，35和36為低通濾波器，1和2為直接變換所得I、Q基帶信號，以上諸項與用圖12說明的以往結構相同。
圖3中與圖12的不同點是新設對I信號正負進行判定的第1I端限幅放大器3、對Q信號正負進行判定的第1Q端限幅放大器4、I端具有H閾值的H限幅放大器5、I端具有L閾值的L限幅放大器6、Q端具有H閾值的H限幅放大器7、Q端具有L閾值的L限幅放大器8、分別將上述第1限幅放大器3—8的輸出信號作為相位輸入，將上述H、L限幅放大器的輸出信號作為觸發輸入的相位判定電路9—14、信號選擇電路15以及低通濾器16。
這裡，限幅放大器5、6中的2個任意閾值設定為比第1限幅放大器3、4的閾值更高和更低，為了說明方便，比第1限幅放大器3、4的閾值高的閾值稱為H閾值，比該閾值低的閾值稱為L閾值。
對以上那樣的結構說明其動作。首先就讓I基帶信號在限幅放大器3、5、6中雙態化後作為相位判決電路9、10、11的觸發輸入，又將Q基帶信號在第1限幅放大器4中雙態化後作為相位判定電路9、10、11的相位輸入的情況進行說明。
圖5為上述情況的解調動作實施例。圖5(a)中畫出I信號、Q信號發傳號時Q基帶信號1、2的關係，I信號比Q信號相位超前90°。圖5(b)為發空號時的情況，I信號比Q信號相位滯後90°。
相位判定電路9、10、11在觸發輸入端符號發生變化時，判定該變化為上升沿或下降沿。這裡，在觸發輸入端檢測出上升沿即指當時信號微分係數為正。在圖5(a)中，I信號的微分可獲得滯後I信號相位90°的信號，因而與比I信號相位超前90°的Q信號反相。在圖5(b)中，I信號的微分與Q信號同相。即，根據將I信號微分係數的正負與Q信號的正負進行比較，是否獲得相同符號，可判定發射信號為傳號或空號。
圖5表示在上述相位判定電路9、10、11中檢測出觸發輸入信號的上升沿下就產生H脈衝，檢測出該信號下降沿下則產生L脈衝時，將該脈衝與此時判定上述Q信號正負的相位輸入信號比較，若符號相同則將H脈衝輸出到信號選擇電路15，若不同則輸出L脈衝到信號選擇電路15。
信號選擇電路15按後到順序輸出加至輸入端的脈衝信號。這裡，圖5(a)、(b)中的選擇信號由相位判定電路9、10、11加到信號選擇電路15的脈衝信號構成。使該選擇信號通過低通濾波器16，就可獲得解調結果。
上面對I信號中以多個閾值進行雙態化的情況進行了說明，由於I基帶信號1和Q基帶信號2為對稱，所以將I信號與Q信號倒換時，結果也一樣。圖1的結構是對Q基帶信號以多個閾值作雙態化後進行解調的，I信號與Q信號倒換時所得解調結果也反相，所以信號選擇電路15中在Q端相位判定電路12、13、14解調結果反相的情況下必須進行信號選擇。
圖6為相位判定電路9、14結構的一實施例。20為信號兩沿檢測電路，21為脈衝寬度調整用單觸發電路，22為「與」電路，23為「異或」電路，24為三態電路。25為相位判定電路的觸發輸入端子，26為相位輸入端子，27為輸出端子。
現對上述結構說明相位判定電路的動作。這裡，觸發輸入端子25所加信號發生符號變化時，兩沿檢測電路20就將脈衝提供給單觸發電路21，使某一時間寬度的脈衝饋送到「與」電路22和三態電路24的門輸入端。這時若設由單觸發出電路21向「與」電路供給脈衝，則此時的「與」電路22輸出為H時，符號變化後將H供給觸發器輸入端子25，所以檢測出上升沿；同理，「與」電路22的輸出信號為L時，則檢測出下降沿。「異或」電路23與供給相位輸入端26的信號作符號比較，只在二者不一致時，提供H給三態電路24。此處，如前文所述，觸發輸入端測出上升沿時，相位判定電路在相位輸入為H的情況下，必須輸出H脈衝，所以設三態電路24為「非」，使之匹配。然後，三態電路24通過發送由單觸發電路21規定時間寬度的脈衝，進行相位判決電路的動作。
此外，通過加長相位判定電路9—14所產生脈衝的寬度，也可以省去上述低通濾波器16。
實施例4下面參照圖4說明本發明的第4實施例。圖4為本發明第4實施例直接變換接收機用FSK解調器的主要電路系統圖。
圖4中與圖3結構的不同點是通過共用相位判定電路，減少電路元件數量。即，用三態電路71、72、73、74取代圖1中的相位判定電路9、14。
下面對上述結構說明其動作。此第4實施例的主要動作與上述第3實施例相同，特就不同點進行說明。
首先，第1I端限幅放大器3的輸出為H時，I基帶信號1的振幅總是為正，所以I端L限幅放大器6不會輸出觸發信號。同樣，第1I端限幅放大器3輸出為L時，I端H限幅放大器5不會輸出觸發信號。
因此，根據第1I端限幅放大器3輸出信號的符號變換觸發器的輸入，可共用圖3中相位判定電路9和10。即，圖4中做成利用三態電路71、72，在第1限幅放大器3的輸出為H和L的兩種情況下，分別將I端H限幅放大器5和L限幅放大器6的輸出提供給相位判定電路10，從而共用相位判定電路10。
Q基帶信號2的解調處理也一樣，通過設置三態電路73、74，可省去圖3中所需的相位判定電路14。
通過以上說明可見，利用本實施例，則能用較少的電路元件進行與實施例3相同的解調動作。
又，第3、第4實施例都做成數字解調器，同時設置多個將上述I、Q信號雙態化用的限幅放大器，因而比以前用單個的雙態化的解調器可捕獲更精細的相位關係，能實現速率較高的FSK通信。此外，與以往的數字解調器相比，解調結果的抖動量減少，所以可作高靈敏度接收。
第3、第4實施例還都可按任意數量設置上述限幅放大器和上述相位判定電路，因而能設計與通信速率相符合的解調方式。
又，兩個實施例都做成直接變換接收機，可用數位訊號處理完成解調動作，因而可獲得適合集成電路化的解調方式。
雖然兩個實施例都就接收方式為直接變換的情況進行了說明，但若載波信號取為中頻信號，作為外差方式的解調，顯然也可用本發明的解調方式。
如上所述，利用本發明組成的解調器，其效果是第1，通過增加檢測上述I、Q基帶信號相位關係次數，以往數字系統中僅根據基帶信號中心15附近雙態化的數據難以解調的低調製指數FSK信號，現在變成可接收。
第2，本機振蕩器頻率與FSK載波頻率之間有偏差時，直接變換所得I、Q基帶信號的頻率會發生變化而出現低於所需頻率的情況，但這種情況下因從比往數字解調方式多的取樣點獲得相位數據，即使基帶頻率低也可解調，擴大了對本機振蕩器頻率偏差的允許範圍。
第3，利用上述結構，實現FSK解調器可以不用難以集成電路化的基帶頻段寬帶90°移相器。
第4，全部解調處理可用數位訊號處理來實現，因而整個解調器便於集成電路化，可同時實現解調器的小型化和低電耗化。
總之，利用本發明，以直接變換接收機的結構，可望適應等效調製指數小的高速FSK數據傳輸，擴大對本機振蕩器頻率偏差的允許範圍等，還可適應低電耗化，而且能集成電路化，所以可適應小型化和廉價化，其工業效用大。
實施例5下面參照圖7、圖8、圖9說明本發明第5實施例。圖7為本發明第5實施例直接變換接收機所用解調電路主要部分的電路系統圖。本實施例因結構為直接變換接收機，所以用對以往技術已說明的直接變換獲得的上述I信號38和Q信號39進行解調。
圖7中，信號放大器30B、混頻器31、混頻器32、本機振蕩器33、90°移相器34、低通濾波器35、36與圖12中的結構相當。
圖7中，43為調解構件，該構件將上述I信號37、、Q信號38作為輸入，由於此二信號37、38因發射信號符號變化而相位關係翻轉，所以通過檢測相互的相位關係，根據相位關係的翻轉測出發射數據的變化。更具體地說，該解調裝置43可由圖6所示限幅放大器39、40和D觸發器43組成。或者也可做成由90°移相器將上述I信號37、Q信號38作90°移相成為I′信號37′和Q′信號38′，再用混頻器將上述I信號37與Q′信號38′混頻，同時用混頻器將上述Q信號38與I′信號37′混頻，再由運算器對此二混頻輸出求和。
圖中44為解調構件43的輸出信號；45為對輸出信號44整形的低通濾波器；51為檢測上述I信號37和Q信號38的頻率的頻率檢測構件；52為頻率檢測構件51的輸出信號；46為根據從低通濾波器45輸出信號的符化變化測出符號變化點，輸出推定符號中央定時的鐘信號53的時鐘同步構件；49為將與上述信號52相對應的延遲量加到鍾信號53上的信號延遲構件；47為根據低通濾波器45的輸出信號，用信號延遲構件49的輸出信號定時進行符號判定的符號判定；48為符號判定構件47所得的最終解調結果。
下面對以上那樣結構說明其動作。首先，上述I信號37、Q信號38雖然總是保持90°的相位差，但隨著發射信號的符號變化，相互間的相位關係翻轉。解調構件43根據檢測上述I信號37、Q信號2之間的相位關係，判定發射信號的符號。判定所得解調結果44通過低通濾波器45進行波形整形後，提供給時鐘同步構件46和符號判定構件47。這裡，接收FSK信號的載波與本機振蕩器33之間存在頻率偏差時，隨著發射符號的變化，作為上述I信號37、Q信號38的基帶信號的頻率也變化。
圖8(b)和8(a)分別就接收FSK信號載波和本機振蕩器之間有、無頻率偏差的兩種情況，畫出發射信號(甲)、基帶信號(乙)、解調結構(丙)三者之間的關係。(丁)為接收FSK信號與本機振蕩器34的輸出信號之間的頻率關係。
分別設接收FSK信號載波頻率為FRF，本機振蕩器振蕩頻率為FLO，FSK頻率偏移為FD。在圖8(a)的情況下，與(甲)所示發射信號的符號變化無關，(乙)所示基帶信號的頻率為FD。這裡，解調構件43的符號檢測延遲量一般與FD成反比。本例情況下，符號間的I信號的頻率相同，所以符號檢測延遲量大致恆定，解調結果(丙)所示解調結果的點空比為1/2。
圖8(b)為接收FSK信號載波與本機振蕩器之間有頻率偏差時的關係，這種情況下如(丁)所示，FRF與FLD之間有頻率偏差，所以隨著(甲)所示發射信號的符號變化，(乙)所示基帶信號的頻率在FPD1和FD2處變化。
上述解調裝置43的符號判定延遲量大致與基帶信號頻率成反比，因而基帶信號頻率變化，符號間的符號判定延遲量也變化。於是，如圖8(b)中(丙)所示，基帶信號頻率低為FD1時的延遲量變大，極端情況時往往低達符號中央附近。這種情況下，若符號判定構件47中進行以往所作那樣的符號中央處的符號判定，則估計符號判定結果中誤差增多。
本例中，通常不在符號中央進行符號判定，而是根據上述延遲量，使符號判定點從符號中央移至後方，因而能減少解調誤差。在圖7的結構中，時鐘同步構件46根據低通濾波器45輸出信號中的符號變化，進行符號變化點檢測，再推定符號中央的定時，然後，由頻率檢測構件51測出上述I、Q基帶信號37、38的頻率變化，並將頻率檢測構件51的輸出信號提供給信號延遲構件49。該信號延遲構件49又對表示時鐘同步構件46所推定的符號中央位置的鐘信號53，作與上述輸出信號52相對應的延遲的信號提供給符號判定構件47，從而根據上述I、Q基帶信號頻率的變化程度，將符號判定構件47的符號判定點移向符號的後方。即，利用根據接收FSK載波信號與本機振蕩器之間的頻率偏差，後移所預測上述I、Q基帶信號37、38判定延遲量的符號判定點，進行符號的符號判定後，獲得最終解調結果48。
以上說明的結構是做成由頻率檢測構件51測出接收FSK載波信號與本機振蕩器之間的頻率偏差後，在符號判定構件47中進行與上述頻率偏差相對應的符號判定點移動，但即使與上述頻率偏差量無關地預先簡單地使符號判定點後移一定量，也能改善發生上述頻率偏差時的靈敏度。這種情況下，可省去頻率檢測構件51和信號延遲構件49。
圖9是設想為省去圖7中的頻率檢測構件51和信號延遲構件49的解調器，由計算機仿真而得的其特性改善結果。圖9中，橫軸以1個符號10％表示符號判定構件47的符號判定位置；縱軸為進行橫軸其位置的符號判定時的誤碼率(BER)。BER為解調數據中誤差數據數對總發射數據數的位比率。這裡讓接收FSK載波信號與本機振蕩器之間的頻率偏差由0變化為3KHz，特別是在上述頻率偏差為3KHz的情況下，將符號判定位置於符號中央時，BER約為0.04，該位置設定於1符號長度的3/4(即75％)處時，BER約為0.004，可證實誤碼率降低。誤碼率的降低關係到直接接收靈敏度的提高，因而等於證實本發明的結構帶來未接收靈敏度的改善。
實施例6下面參照圖10、圖11說明本發明的第6實施例。圖10為本發明第6實施例直接變換接收機所用解調電路主要部分的電路系統圖。本實施例也與第1實施例一樣，其結構為直接變換接收機，所以也用對以往技術所說明過的直接變換所得的上述I信號37和Q信號38進行解調。因此，圖10中，信號放大器30B、混頻器31、混頻器32、本機振蕩器33、90°移相器34、低通濾波器35、36都和圖12中的結構相當。此外，圖10中，43為解調構件，44為解調構件1的輸出信號，45為將上述信號44進行波形整形的低通濾波器，以上結構與圖7的相同。
另一方面，圖10中，46為時鐘同步構件，該構件根據從低通濾波器45的輸出信號中的符號變化測出符號變化點，輸出推定符號中央的定時的鐘信號53；47為根據低通濾波器45的輸出信號，用上述鍾信號53的定時進行符號判定的符號判定構件；50為CPU等運算處理構件；48為符號判定構件所得的最終解調結果。
下面對以上那樣的結構說明其動作。此第6實施例中，到取得低通濾波器45的輸出信號為止的動作與上述第5實施例相同，所以對其後的動作進行說明。
時鐘同步構件46根據低通濾波器45的輸出信號的符號變化進行符號變化點檢測後，將推定符號中央定時的鐘信號53提供給符號判定裝置47。然後，低通濾波器45的輸出信號在符號判定裝置47中，以鍾信號53的定時進行符號中央位置上的符號判定，獲得最終解調結果48。
這裡，採用解調動作中增加運算處理操作的結構時，運算處理構件50往往與符號周期同步地進行間歇性動件。這時，運算處理構件50由數字電路組成的情況下，往往成為問題的是動作引發噪聲且洩漏至其解調部分造成接收靈敏度劣化。
本實施例使運算處理構件50根據時鐘同步裝置46提供的鐘信號53進行同步動作，又將動作開始的定時設在符號判定構件47中符號判定點之後。這樣，就做成能以在符號判定構件47中符號判定時影響小的定時內進行運算處理構件50的動件，將運算處理構件50動作噪聲洩漏引起的接收靈敏度劣化限制在最少限度。
圖11是設想為圖9所示結構的解調器，由計算機仿真而得的特性改善結果。在圖11中，橫軸以1個符號為100％表示各符號中運算處理構件50的啟動位置，縱軸為此時的BER。圖11所示實施例將符號判定設於符號中央，若該判定點之前存在產生噪聲的因素，則噪聲混入的影響變大，雖然靈敏度會劣化。再通過運算處理構件50的動作啟動點設定於上述判定點之後，洩漏噪聲的影響會減少。
於是，需要讓預計會產生噪聲的運算處理構件50等的電路與符號周期同步動作時，通過做成使運算處理構件50等的動作根據由上述鍾信號53進行啟動，從而可在符號判定構件47的符號判定後，使運算處理構件50動作，並且如以上用圖11所說明的那樣，可用比較簡易的方法提高接收靈敏度。
第5、第6實施例中，均就接收信號調製方式為FSK的情況進行了說明，但通過在解調構件43中採用適應其他調製方式的解調器，顯然其他調製方式的接收機也能應用本發明的解調。
第5、第6實施例均就接收方式設為直接變換接收的情況進行了說明，但若將載波信號設為中頻信號，顯然外差式解調方式也能應用本發明的解調。
綜上所述，若利用本發明，則即使在出現接收FSK信號載波與接收機本機振蕩器之間產生頻率偏差這種直接變換接收中的大問題時，也能較正確地進行符號判定，所以能實現適應較窄頻帶、高速FSK的解調器。
還有，若利用本發明，則裝入CPU等運算處理構件的接收機時，可減輕運算處理構件所產生的噪聲影響，能使解調靈敏較高。
此外，構成要素可用數字電路元件來實現，因而可集成電路化，能適應小型化和廉價化，其工業效用大。
圖中有關標號含義如下。1I基帶信號、2Q基帶信號、3第1I端限幅放大器、4第1Q端限幅放大器、5I端H限幅放大器；6I端L限幅放大器、7Q端H限幅放大器、8Q端L限幅放大器、9—14相位判定電路、15信號選擇電路、16低通濾波器、20兩沿檢測電路、21單觸發電路、22「與」電路、23「異或」電路、24三態電路，25觸發輸入端子、26相位輸入端子、27輸出端子、30接收機輸入端、31、32混頻器、33本機振蕩器、3490°移相器、35、36低通濾波器、37I信號、38Q信號、39、40限幅放大器、41、42數位訊號、43解調構件(觸發器)、44輸出信號、45低通濾波器、46時鐘同步構件、47符號判定構件、49信號延遲構件、51頻率檢測構件、50運算處理構件、54接收電場強度檢測構件、55鍾信號發生構件、56解碼開始信號、57解調結果取樣構件、58接收電場強度取樣構件、59第1存儲構件、60第2存儲構件、61第1加權構件、62第2加權構件、63第n加權構件、64合成構件、65數據發射開始檢測構件、66數據發射完畢檢測構件、67第n＋1加權構件、68加法器、69第3存儲構件、70讀出構件、71—74三態電路。
權利要求
1.一種直接變換接收機，其特徵在於具有直接變換接收的解調構件；檢測接收信號強度的接收電場強度檢測構件；利用接收開始信號的輸入，生成頻率大於等於數字發射信號符號率的鐘信號的鐘信號發生構件；以上述鍾信號的定時，對上述解調構件輸出的解調結果進行取樣的解調結果取樣構件；以上述鍾信號的定時，對上述接收電場強度檢測構件的檢測值進行取樣的接收電場強度取樣構件；設n為大於、等於2的整數，m為n以下的自然數，在發射臺n次發射同一數據串時，將上述鍾信號作為同步信號，將上述解調結果取樣構件的解調結果取樣值作為數據輸入信號，保持n次所發射的同一信號解調結果的第1存儲構件；將上述鍾信號作為同步信號，將上述電場強度取樣構件的電場強度取樣值作為數據輸入信號，對與保持上述第1存儲構件的解調數據為同一定時內的n次電場強度取樣結果進行保持的第2存儲構件；用上述第2存儲構件所存第m次各對應定時內的取樣值對上述第1存儲構件所存取樣值進行加權的第m加權構件；將上述第1至第n加權構件的輸出結果進行合成的合成構件。
2.一種直接變換接收機，其特徵在於具有直接變換接收的解調構件；對上述解調構件所輸出的解調結果進行取樣的解調結果取樣構件；設n為大於、等於2的整數，m為n以下的自然數，在發射臺n次發射同一數據串時，將上述解調結果取樣構件的解調結果取樣值作為數據輸入信號，保持n次所發射同一信號的解調結果的第1存儲構件；將上述第1存儲構件的輸出進行合成的合成構件。
3.一種直接變換接收機，其特徵在於具有直接變換接收的解調構件；檢測接收信號強度的接收電場強度檢測構件；對上述解調構件所輸出的解調結果進行取樣的解調結果取樣構件；對上述接收電場強度檢測構件的檢測值進行取樣的接收電場強度取樣構件；設n為大於等於2的整數，m為n以下的自然數，在發射臺n次發射同一數據串時，將上述鍾信號作為同步信號，將上述解調結果取樣構件的解調結果取樣值作為數據輸入信號，保持n次所發射同一信號的解調結果的第1存儲構件；將上述電場強度取樣構件的電場強度取樣值作為數據輸入信號，對與保持上述第1存儲構件的解調數據為同一定時內的n次電場強度取樣結果進行保持的第2存儲構件；用上述第2存儲構件所存第m次各對應定時內的取樣值對上述第1存儲構件所存取樣值進行加權的第m加權構件；將上述第1至第n加權構件的輸出結果進行合成的合成構件。
4.一種直接變換接收機，其特徵在於不用權利要求1或3中所述的第1存儲構件，第2存儲構件、第1至第n加權構件和合成構件，而代之以設置根據接收電場強度檢測構件的輸出信號，對解調結果取樣構件的輸出信號進行加權的第n+1加權構件；按順序保持與上述一次發射時間相當的鐘信號數的數據的第3存儲構件；上述第n＋1加權構件的輸出信號作為一輸入，上述第3存儲構件所保持數據中，從上述接收開始信號輸入時刻開始將存儲數據作為另一輸入，並對此二輸入信號進行加法運算的加法器；將上述加法器的輸出結果作為按上述第3存儲構件中上述存儲數據的保持順序再次保持的數據，用n次解調信號合成後的上述第3存儲裝置中保持的數據進行解調的讀出構件。
5.一種直接變換接收機，其特徵在於不用權利要求1或2所述的第1存儲構件、第2存儲構件、第1至第n加權構件和合成構件，而代之以設置按順序保持與上述一次發射時間相當的鐘信號數的數據的第3存儲構件；將權利要求1或3所述解調結果取樣構件的輸出信號作為一輸入，上述第3存儲構件所保持數據中，從上述接收開始信號輸入時開始將存儲的數據作為另一輸入，並對此二輸入信號進行加法運算的加法器；將上述加法器的輸出結果作為按上述第3存儲構件中上述存儲數據的保持順序再次保持的數據，用n次解調信號合成後的上述第3存儲構件中保持的數據進行解調的讀出構件。
6.根據權利要求1、2、4或5所述的直接變換接收機，其特徵在於第1至第3存儲構件採用移位寄存器，該移位寄存器的數據輸入端上輸入信號，時鐘輸入端上輸入鍾信號。
7.根據權利要求1、2、4或5所述的直接變換接收機，其特徵在於不用電場強度檢測構件，採用接收信號處理中的自動增益控制電路增益轉換信號作為電場強度檢測值。
8.一種直接變換接收機用的移頻鍵控解調器，其特徵在於具有相位關係方面互成正交且根據移頻調製信號正負頻偏而相對反轉的基帶信號I、Q的振幅的中點，分別設定閾值，並對上述I信號判定正負的第1I端電壓比較器；對上述Q信號判定正負的第1Q端電壓比較器；將上述第1I端電壓比較器的輸出信號作為相位輸入，將上述第1Q端電壓比較器的輸出信號作為觸發輸入，並輸出第1I端判定信號的I端相位判定電路；將上述第1Q端電壓比較器的輸出信號作為相位輸入，將上述第1I端電壓比較器的輸出信號作為觸發輸入，並輸出第1Q端判定信號的Q端相位判定電路；輸入上述I端判定信號和上述Q端判定信號且輸出選擇信號的信號選擇電路；利用上述信號選擇電路的輸出信號進行數據解調的數據解調構件。
9.根據權利要求8所述的直接變換接收機用的FSK解調器，其特徵在於還具有在基帶信號I、Q振幅中點附近設定任意n個數值互異的閾值，設m為從2到n＋1的整數，用上述第m個閾值將I信號雙態化的第m個I端電壓比較器群，用上述第m個閾值將Q信號雙態化的第m個Q端電壓比較器群，將上述第1I端電壓比較器的輸出信號作為相位輸入，將上述第m個Q端電壓比較器的輸出信號作為觸發輸入，並輸出第m個I端判定信號的第m個I端相位判定電路群，將上述第1Q端電壓比較器的輸出信號作為相位輸入，將上述第m個I端電壓比較器群的輸出信號作為觸發輸入，並輸出第m個Q端判定信號的第m個Q端相位判定電路群；將上述第1至第n＋1個I端判定信號和上述第1至第n＋1個Q端判定信號作為輸入，並輸出選擇信號的信號選擇電路；用上述信號選擇電路的輸出信號進行數據解調的數據解調構件。
10.根據權利要求8或9所述的直接變換接收機用的FSK解調器，其特徵在於相位判定電路檢測觸發輸入信號的符號變化，在符號從正變為負時輸出與相位輸入信號相同符號的判定信號，在符號從負變為正時，輸出與相位輸入信號符號相反的判定信號。
11，根據權利要求8或9所述的直接變換接收機用的FSK解調器，其特徵在於相位判定電路檢測觸發輸入信號的符號變化，在符號從正變為負時，輸出與相位輸入信號符號相反的判定信號，在符號從負變為正時，輸出與相位輸入信號符號相同的判定信號。
12.根據權利要求8或9所述的直接變換接收機用的FSK解調器，其特徵在於信號選擇電路分別監視各輸入信號，以後到的順序，在I端判定信號輸入時輸出與該I端判定信號相同符號的信號；在Q端判定信號輸入時，輸出與該Q端判定信號符號相反的信號。
13.根據權利要求8或9所述的直接變換接收機用的FSK解調器，其特徵在於信號選擇電路分別監視各輸入信號，並從檢出輸入信號起在一定時間內，I端判定信號輸入時輸出與該I端判定信號相同符號的信號，Q端判定信號輸入時輸出與該Q端判定信號符號反相的信號。
14.一種直接變換接收機，其特徵在於具有根據因直接變換接收I、Q基帶信號的符號變化而相位關係翻轉，檢測相互間的相位關係，並根據相位關係翻轉檢測發射數據變化的解調構件、對來自上述解調構件的解調檢測信號進行符號判定的符號判定構件、根據上述解調檢測信號的符號變化檢測出符號變化點且將推定符號中央的定時的鐘信號供給上述符號判定構件的時鐘同步構件、將上述鍾信號作為輸入且進行1/2符號長度以下的一定時間的信號延遲的信號延遲構件；上述符號判定構件以來自上述信號延遲構件輸出信號的定時，判定上述解調檢測信號的符號，作為解調符號判定結果輸出，並用該判定結果進行解調。
15.一種直接變換接收機，其特徵在於具有根據因直接變換接收I、Q基帶信號的符號變化而相位關係翻轉，檢測相互間的相位關係，並根據相位關係翻轉檢測發射數據變化的解調構件、根據該解調檢測信號的符號變化測出符號變化點且輸出推定符號中央的定時的鐘信號的時鐘同步構件、將上述I、Q基帶信號作為輸入來檢測輸入信號頻率變化的頻率檢測構件、將上述頻率檢測構件的輸出信號作為控制信號且將上述鍾信號作對應上述控制信號的時延的信號延遲構件、以上述信號延遲構件的輸出信號的定時對上述的解調檢測信號進行符號判定的符號判定構件；上述頻率檢測構件根據上述I、Q基帶信號的頻率變化測出接收機本機振蕩器相對接收FSK載波頻率的頻偏，供給上述信號延遲裝置作為上述控制信號；上述信號延遲構件根據上述頻偏對上述鍾信號進行1/2符號長度以下的延遲後供給上述符號判定構件；上述符號判定構件與上述信號延遲構件的輸出信號同步地對上述解調檢測信號進行符號判定，從而根據上述頻率檢測構件中所檢出的上述本機振蕩器的頻偏；從上述鍾信號的符號中心推定點開始，使符號判定點的延遲量變化。
16.一種直接變換接收機，其特徵在於具有根據因直接變換接收I、Q基帶信號的符號變化而相位關係翻轉，檢測相互間的相位關係，並根據相位關係翻轉檢測發射數據變化的解調構件、對作為來自上述解調構件輸出信號的解調檢測信號進行符號判定的符號判定構件、根據上述解調檢測信號的符號變化檢測出符號變化點且將推定符號中央的定時的鐘信號供給上述符號判定構件的時鐘同步構件、與上述解調檢測信號同步動作的運算處理構件；上述運算處理構件用上述鍾信號的定時，在上述符號判定構件的符號判定點之後進行間歇性動作，從而能在動作噪聲洩漏至解調部分而對解調結果造成影響為小的定時內動作；上述符號判定構件對用上述鍾信號的定時內的上述解調檢測信號進行符號判定，輸出作為解調符號判定結果，再用該解調符號判定結果進行解調。
全文摘要
適於集成電路化和高速數據傳輸的直接變換接收機及其移頻鍵控解調器。將同一信號多次發射接收後進行合成，用檢測出的接收電場強度加權，提高接收靈敏度；將接收的I、Q信號供解調、頻率檢測構件，以頻率檢測構件測得頻偏確定時延，用此時延信號進行判定設於後方的符號判定，取得解調結果。FSK解調器中，I、Q端限幅放大器分別判IQ信號正負，並讓符號與其閾值不同的限幅放大器的符號變化方向乘積分別作為I、Q端相位判定信號，求差獲解調結果。
文檔編號H04B17/00GK1120276SQ9411630
公開日1996年4月10日 申請日期1994年9月13日 優先權日1993年9月13日
發明者三村政博, 長谷川誠, 橫崎克司, 原田博之, 岸上高明, 田中靖也 申請人:松下電器產業株式會社