一種電流控制型同步整流驅動電路的製作方法
2023-06-26 04:28:31
專利名稱：一種電流控制型同步整流驅動電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種電流型同步整流驅動電路，尤指一種應用於高頻開關電源的電流 控制型同步整流驅動電路。
背景技術：
隨著各種電能轉換裝置的節能的要求越來越高，必須提高電源的轉換效率。傳統 的DC/DC電源轉換中，變壓器副邊大都採用肖特基二極體進行整流。傳統的二極體整流 由於二極體本身的導通損耗而使電源效率急劇下降，尤其當輸出電流較大時，二極體的損 耗更加明顯，這限制了電源效率的提高。為了提高效率，同步整流技術應運而生，它採用 MOSFET代替肖特基二極體進行整流，降低了整流管損耗，實現提高電源效率的目的。由此， 同步整流技術被廣泛地應用在低電壓高電流的DC/DC變換電路中。同步整流技術有多種，其中電流型同步整流技術以其能夠有效消除電流反 向，輕載效率較高而備受青睞。如圖1所示，已有發明專利(中國發明專利申請號 200810061336.3。)採用較為簡單的電路實現了同步整流技術，具有成本低、輕載時效率高 等特點，但是該電路產生的驅動電壓上升緩慢，在高頻情況下，電源效率會大大降低，此外， 該電路應用場合受主電路輸出電壓限制，主電路輸出電壓升高時，電源效率也會降低。開關 電源的高頻化是一種發展趨勢，事實上，無論是理論分析的結果還是從實際經驗的結論都 表明，電路中變壓器、電感和電容的重量及體積，都與供電電源頻率平方根成反比，那麼提 高頻率會顯著地節約能量和成本。原有電路(電路圖如圖1(a)，典型波形圖如圖1(b))中 同步管驅動電路也可以用於高頻開關電源，但是存在如下缺點1)同步管開通緩慢。原因如下在同步管關斷階段，整形與復位電路中的三極體 SQl會進入飽和狀態，在同步管重新開通之前，SQl要從飽和狀態中恢復，恢復過程需要一 段時間，在這段時間內，電流互感器(Current Transformer，後文簡稱CT) 二次側的電流不 能給門極電容充電，導致同步管開通緩慢，體二極體導通，損耗增加，電源效率下降，這種影 響在高開關頻率時愈發明顯。2)、當主電路輸出電壓較大時(V。> 20V)，整流驅動電路不能使用了。原因如下 現有技術(圖1 (a))的的驅動電壓大小為V。+Vd(Vd代表二極體的導通壓降)，當V。> 20V 時，同步管驅動電壓必將大於20V，而這已經超過了同步管MOSFET門極電壓所允許的最大 值，同步管會被燒壞。原電路添加了齊納管VRl來限制輸出電壓，這種方法損耗非常大，在 實際應用中非常不切實際。
發明內容
本發明要解決的技術問題是，針對現有技術現狀，提供一種在高頻率下能夠提高 開關電源的效率並具有較寬使用範圍的電流控制型同步整流驅動電路。為了解決上述技術問題，本發明提供一種電流控制型同步整流驅動電路，包括電 流互感器CT、整形與復位電路、推挽電路三個部分；
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在整形與復位電路中加入電容Cp，利用該電容Cp的存儲電荷所形成反向電壓抽取 飽和三極體少子；控制電流互感器，使得在給同步管門極電容充電的初始時刻，電容Cp上存 有電荷，此時三極體Q1處於飽和狀態，利用電容Cp的反向電壓來抽取三極體Q1中由於飽和 而在的基極和集電極中積累的少子，使該三極體迅速從飽和狀態中恢復，從而提高同步管 開通速率；或者在整形與復位電路中，加入一條用於少子放電的通路，所述通路由三極體Q4 和電阻R3構成；在給同步管門極電容充電的初始時刻，三極體Q1處於飽和狀態，基極和集電 極含有由於飽和而積累的少子，此時三極體Q4開通，所述少子通過三極體Q4流走，使三極體 Q1迅速從飽和狀態中恢復，從而提高同步管開通速率。作為本發明的電流控制型同步整流驅動電路的改進在整形與復位電路和推挽電 路之間添加齊納穩壓管ZD1、二極體D3及電阻R2,由此構成一個電壓箝位電路來箝住同步管 的門極電壓，使其適應高輸出電壓的開關電源電路。本發明解決上述問題的技術方案是提供兩種方法使三極體Q1迅速從飽和狀態中 恢復，從而加快同步管開通速率，提高高頻開關電源的效率；提供一種箝位電路，拓寬同步 整流驅動電路的使用範圍。所述的加速開通的一種方法是在原有整形與復位電路中加入電容Cp，利用該電 容的存儲電荷所形成反向電壓抽取飽和三極體少子。合理設計CT的勵磁電感等其他參數， 使得在同步管門極電容充電的初始時刻，電容Cp上存有電荷並形成反向電壓，利用電容Cp 的反向電壓來抽取飽和三極體Q1中基極和集電極中的少子，使該三極體Q1迅速從飽和狀態 中恢復，從而達到加速同步管開通的目的。所述的加速開通的另一種方法是在原有整形與復位電路中，加入一條用於少子 放電的通路，該通路由三極體Q4和電阻R3構成。在同步管門極電容充電的初始時刻，三極 管Q4開通，飽和三極體Q1中基極和集電極的少子通過三極體Q4流走，使三極體Q1迅速從飽 和狀態中恢復，從而達到加速同步管開通的目的。上述兩種改進方法都可以明顯地改善同步管的驅動信號，如圖2所示，可以看到， 相比於改進前，加速開通後的驅動信號的上升速率明顯加快。所述的箝位電路由齊納穩壓管ZD1、二極體D3及電阻R2構成，D3與R2並聯然後與 ZD1串聯，其中D3的陽極與ZD1的穩壓端相連。箝位電路添加在整形與復位電路和推挽電路 之間，將輸出電壓箝位在ZD1的額定電壓。由於箝位電路在推挽電路的前級，損耗非常小。具體為根據本發明，加速開通的電流型同步整流驅動電路，可以採用這樣的連接方式CT 的二次側繞組N2同名端與NPN三極體Q1的集電極相連；將Q1的發射極作為該整流驅動電 路的參考地(後文簡稱參考地)，與同步管(MOSFET)的源極相連；電容Cp與電阻R1並聯組 成阻抗，該阻抗一端與N2的非同名端相連，另一端與Q1基極相連；二極體D1的陰極與N2的 非同名端相連,D1的陽極與參考地相連；NPN三極體Q2和PNP三極體Q3構成推挽電路，其中 Q2、Q3的基極相連構成推挽的輸入端，Q2、Q3的發射極相連構成推挽的輸出端；推挽電路的輸 入端與Q1的集電極和二極體D2的陽極相連，D2的陰極與Q2的集電極以及開關電源輸出的 正電壓端相接；推挽電路的輸出端接同步管的門極；Q3的集電極與參考地相連；該電路的 參考地與開關電源輸出的負電壓端相連。該電路中多餘的能量通過二極體D2回饋到開關
4電源的主電路中。根據本發明，加速開通的電流型同步整流驅動電路，還可以採用另一種實現方式 CT的二次側繞組N2同名端與NPN三極體Q1的集電極相連；將Q1的發射極作為參考地，與同 步管(MOSFET)的源極相連；NPN三極體Q4的集電極與Q1的基極相連，Q4的發射極與Q1的 發射極相接；電阻R2和Q4構成少子放電通路，R2 一端與Q4的基極相接，另一端與Q4的集電 極相連；電阻R1的一端與N2的非同名端相連，另一端與三極體Q1基極相連；二極體D1的陰 極與N2的非同名端相連，D1的陽極與參考地相連；NPN三極體Q2和PNP三極體Q3構成推挽 電路，其中Q2、Q3的基極相連構成推挽的輸入端，Q2、Q3的發射極相連構成推挽的輸出端；推 挽電路的輸入端與Q1的集電極和二極體D2的陽極相連，D2的陰極與Q2的集電極以及開關 電源輸出的正電壓端相接；推挽電路的輸出端接同步管的門極；Q3的集電極與參考地相連； 該電路的參考地與開關電源輸出的負電壓端相連。該電路中多餘的能量通過二極體D2回 饋到開關電源的主電路中。根據本發明，為了拓寬同步整流驅動電路的使用範圍，提高同步整流驅動電路的 穩定性，在上述電路基礎上添加箝位電路，箝位電路的連接方式是電阻R3與二極體D3並 聯，然後與齊納穩壓管ZD1串聯構成箝位電路，其中D3的陽極與ZD1的穩壓端相連；箝位電 路一端與CT 二次側繞組N2的同名端相連，另一端與三極體Q1的射極一起接入驅動電路的 地；推挽電路的輸入端(Q2、Q3的基極)接入ZD1的穩壓端。作為本發明的進一步改進，本發明也可以採用自供電的形式，自供電電路沒有能 量回饋，而是在二極體D2陰極和驅動電路的參考地之間，添加一個電容Cb來提供偏置電壓， 自供電型電路的參考地無需與主電路的地相連，使用時無需考慮同步管的位置，這在一定 程度上也擴大了使用範圍。綜上所述，本發明的主要發明點是1、利用電容上的電荷來抽取飽和三極體基極和集電極的少子，提高同步管的開通 速率，從而達到提高開關電路效率的目的，並使該同步整流驅動電路能夠應用於高頻開關 電源。2、也可以利用三極體和電阻構成的少子放電通路使三極體迅速從飽和狀態恢復， 達到提高同步管開通速率的目的。3、添加箝位電路，拓寬了該同步電流驅動電路的使用範圍。與現有技術相比，本發明的優點如下1、同步管開通速率快，減少了體二極體開通時間，提高了開關電源的效率，能夠適 應電力電子高頻化的發展趨勢，而且電路簡單，易於實現。2、添加箝位電路，使本發明能夠適應各類輸出電壓電流的開關電源電路，拓寬了 該同步電流驅動電路的使用範圍，並在一定程度上提高了電源的穩定性。
下面結合附圖對本發明的具體實施方式
作進一步詳細說明。圖1(a)為現有技術中電流控制同步整流驅動電路圖，圖1(b)為該電路的典型工 作波形圖。圖2為現有技術同步整流電路與加速開通後的驅動波形對比圖。
圖3為能夠加速開通的一種電流型同步整流驅動電路。圖4為能夠加速開通的另一種電流型同步整流驅動電路。圖5為箝位後的加速開通型電流型同步整流驅動電路。圖6為箝位後的另一種加速開通型電流型同步整流驅動電路。圖7為自供電的加速開通箝位型同步整流驅動電路。圖8為圖5實施方式在反激同步整流應用的電路圖。圖9為圖7實施方式在反激同步整流應用的電路圖。圖10為圖8所示電路的關鍵節點的電壓與電流波形圖。
具體實施例方式本發明所列出的應用於反激式變換器的兩個實施例是為了更好的說明本發明的 工作原理，而不是將本發明更廣泛的特徵限制在所述的實施例中，事實上，本發明可用於各 類DC/DC變換電路中。參考圖3至圖10，對本發明進行詳細描述如下。實施例1、一種加速開通的電流型同步整流驅動電路，如圖3所示，包括一個電流 互感器CT，CT由磁芯、繞組N1和N2構成，一個同步管M0SFET，一個整形與復位電阻R1, —個 加速電容Cp，一個復位三極體Q1,兩個推挽電路三極體Q2、Q3，兩個二極體電路Dp D2。CT的二次側繞組N2同名端與NPN三極體Q1的集電極相連；將Q1的發射極作為該 整流驅動電路的參考地(後文簡稱參考地)，與同步管(MOSFET)的源極相連；電容Cp與電 阻R1並聯組成阻抗，該阻抗一端與N2的非同名端相連，另一端與Q1基極相連；二極體D1的 陰極與N2的非同名端相連，D1的陽極與參考地相連；NPN三極體Q2和PNP三極體Q3構成推 挽電路，其中Q2、Q3的基極相連構成推挽的輸入端，Q2、Q3的發射極相連構成推挽的輸出端； 推挽電路的輸入端與Q1的集電極和二極體D2的陽極相連，D2的陰極與Q2的集電極以及開 關電源輸出的正電壓端相接；推挽電路的輸出端接同步管的門極；Q3的集電極與參考地相 連；該電路的參考地與開關電源輸出的負電壓端相連。該電路中多餘的能量通過二極體D2 回饋到開關電源的主電路中。實施例2、另一種加速開通的電流型同步整流驅動電路，如圖4所示，包括一個電 流互感器CT，CT由磁芯、繞組N1和N2構成，一個同步管M0SFET，一個整形與復位電阻R1, — 個加速電阻R2，一個加速三極體Q4,兩個推挽電路三極體Q2、Q3，兩個二極體電路Dp D2。CT的二次側繞組N2同名端與NPN三極體Q1的集電極相連；將Q1的發射極作為參 考地，與同步管(MOSFET)的源極相連；NPN三極體Q4的集電極與Q1的基極相連，Q4的發射 極與Q1的發射極相接；電阻R2和Q4構成少子放電通路，R2 一端與Q4的基極相接，另一端與 Q4的集電極相連；電阻R1的一端與N2的非同名端相連，另一端與三極體Q1基極相連；二極 管D1的陰極與N2的非同名端相連，D1的陽極與參考地相連；NPN三極體Q2和PNP三極體Q3 構成推挽電路，其中Q2、Q3的基極相連構成推挽的輸入端，Q2、Q3的發射極相連構成推挽的 輸出端；推挽電路的輸入端與Q1的集電極和二極體D2的陽極相連，D2的陰極與Q2的集電極 以及開關電源輸出的正電壓端相接；推挽電路的輸出端接同步管的門極；Q3的集電極與參 考地相連；該電路的參考地與開關電源輸出的負電壓端相連。該電路中多餘的能量通過二 極管D2回饋到開關電源的主電路中。
實施例3、箝位後的加速開通型電流型同步整流驅動電路，如圖5所示，與實施例1 不同的是，在CT 二次側N2的同名端與推挽電路的輸入端之間，添加箝位電路。具體為電阻R3與二極體D3並聯，然後與齊納穩壓管ZD1串聯構成箝位電路，其中 D3的陽極與ZD1的穩壓端相連；箝位電路一端與N2的同名端相連，另一端接參考地；推挽電 路的輸入端(Q2、Q3的基極)接入ZD1的穩壓端。其餘部分與圖3所示的實施例1相同。該實施例可以應用於主電路輸出電壓高於20V的場合。很明顯，若沒有箝位電路， 該電路產生的門極驅動電壓要大於Vd+20V(Vd代表二極體的導通壓降)，這已經超過了同 步管MOSFET門極電壓所允許的最大值，會燒壞同步管。而添加箝位電路後，驅動電壓會被 箝位在ZD1的穩定電壓Vz。選取合適的穩壓管(例如Vz = 12V)，該同步整流電路又能正常 工作了。而且，由於箝位電路在推挽電路的前級，損耗很小。實施例4、箝位後的另一種加速開通型電流型同步整流驅動電路，如圖6所示，與 實施例2不同的是，在CT 二次側N2的同名端與推挽電路的輸入端之間，添加箝位電路。具 體為電阻R3與二極體D3並聯，然後與齊納穩壓管ZD1串聯構成箝位電路，其中D3的陽極 與ZD1的穩壓端相連；箝位電路一端與N2的同名端相連，另一端接參考地；推挽電路的輸入 端(Q2、Q3的基極)接入ZD1的穩壓端。其餘部分與圖3所示的實施例2相同。該實施例中的箝位電路的作用與前實施例相同。實施例5、一種自供電的加速開通箝位型同步整流驅動電路，如圖7所示。本實施例5與實施例3(如圖5所示)相比，具有如下區別點自驅動電路沒有能 量回饋，而是在二極體D2陰極和驅動電路參考地之間，添加一個用於提供偏置電壓的電容 Cb。參考地與同步管的源極相接。本實施例所述整流驅動電路，通過CT不僅獲得驅動的時間信號，而且獲得了驅動 同步管門極的能量。電容Cb儲存從CT感應得到的能量，可以提供一個穩定的電壓Vbias。Vbias 由CT的匝比、同步管的門極電容和主電路輸出電流決定。本電路的參考地無需和主電路的 地相連，擴大了本電路的使用的靈活性。此外，本實施例的驅動電壓與主電路輸出電壓大小 無關，因此，本實施例可以用於各種輸出電壓的開關電源。本電路中的箝位電路的作用，與實施例3、4類似，也是為了箝位同步管驅動電壓。 但是，這裡不是用於解決輸出電壓過高的問題，而是為了提高電路的穩定性。當輸出電流由 於某些情況(如短路等)變得異常大時，同步管的驅動電壓也容易超出MOSFET的最大允許 值。添加箝位電路後，就可以避免這種情況，因為驅動電壓始終被箝位在Vz。圖8所示是實施例3 (圖5)在反激同步整流電路的應用。具體連接方式是，將實 施例3所示電路的同步管(MOSFET)和CT的一次側繞組N1,串入反激式變換器輸出的負電 壓端。下面結合圖8所示電路的關鍵節點的波形圖(圖10)，對本電路工作過程進行詳細 描述。設反激式變換器工作於斷續模式，輸出電壓大小為V。，設V。> 20V，Vz表示穩壓管的 穩定電壓，Vgs表示同步管(MOSFET)的門極電壓，VeT表示CT 二次側繞組N2的電壓。反激電路原邊的開關管關斷，副邊電流由0迅速增大，如圖10-(a)所示。t = t0 時刻，CT 二次側感應電流超過勵磁電流，通過推挽電路的放大作用，該電流給MOS管的門極 電容充電，其門極電壓Vgs迅速上升，如圖10-(b)所示。t =、時亥IJ，由於穩壓管ZD1的作用，Vgs被箝位在Vz。t >、，Vct大小超過V。，二極體D2導通，多餘能量通過D2回饋到主電路上。在這一階段，勵磁電流、以特定斜率增 大，如圖10-(a)所示。t = t2時亥lj，CT的感應電流下降到與勵磁電流相等，此時刻之後，CT 二次側N2輸 出電流反向，三級管Q1導通，形成放電迴路，通過推挽電路的放大作用，MOS管的門極電容上 的貯存電荷通過三極體Q3放電，Vgs迅速下降，如圖10-(b)所示。t = t3時刻，Vgs下降到 O0設t = t4時亥lj，進入下一個周期的充電階段，如圖10-(a)、(b)所示。在t3 t4 階段，三極體Q1進入飽和狀態。勵磁電流依次通過RpCp,以及三極體Q1的基極和集電極所 形成的PN結進行放電，設計R1, Cp以及勵磁電感Lm的大小，使t = t4時刻，勵磁電流沒有 下降到零，使這時電容Cp上存有一定電荷。當進入下一個周期的充電階段，CT 二次側感應 電流超過勵磁電流，也就是t4時刻，電容Cp上的反向電壓迅速抽取三極體Q1中，由於飽和 在基極和集電極中積累的少子，使三極體Q1迅速從飽和狀態恢復，不至於影響到三極體的 開通速度，從而在實質上提高同步管的開通速率。而這一點，也是本發明的關鍵發明點。圖9所示是實施例5 (圖7)在反激同步整流電路的應用。具體連結方式是，將實 施例5所示電路的同步管(MOSFET)和CT的一次側繞組Ni，串入反激式變換器輸出的正電 壓端。其具體工作過程與圖8所示電路非常類似，所不同的是，在、 t2時間段，從CT 的獲得的能量不是回饋到主電路的輸出，而是儲存於偏置電容Cb中，用於下一個周期驅動 同步管。如實施例5的描述，整流驅動電路通過CT，不僅獲得了驅動的時間信號，而且獲得 了驅動同步管門極的能量。同步整流驅動電路的參考地，沒有與反激式變換器輸出端的地 相接。所以這種自驅動的同步整流方案，可以使同步管的位置非常靈活，擴大了該整流方法 的使用範圍。最後，還需要注意的是，以上列舉的僅是本發明的若干個具體實施例。顯然，本發 明不限於以上實施例，還可以有許多變形。本領域的普通技術人員能從本發明公開的內容 直接導出或聯想到的所有變形，均應認為是本發明的保護範圍。
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權利要求
一種電流控制型同步整流驅動電路，包括電流互感器CT、整形與復位電路、推挽電路三個部分，其特徵是在整形與復位電路中加入電容Cp，利用該電容Cp的存儲電荷所形成反向電壓抽取飽和三極體少子；控制電流互感器，使得在給同步管門極電容充電的初始時刻，電容Cp上存有電荷，此時三極體Q1處於飽和狀態，利用電容Cp的反向電壓來抽取三極體Q1中由於飽和而在的基極和集電極中積累的少子，使該三極體迅速從飽和狀態中恢復，從而提高同步管開通速率；或者在整形與復位電路中，加入一條用於少子放電的通路，所述通路由三極體Q4和電阻R3構成；在給同步管門極電容充電的初始時刻，三極體Q1處於飽和狀態，基極和集電極含有由於飽和而積累的少子，此時三極體Q4開通，所述少子通過三極體Q4流走，使三極體Q1迅速從飽和狀態中恢復，從而提高同步管開通速率。
2.根據權利要求1所述的電流控制型同步整流驅動電路，其特徵是在所述整形與復 位電路和推挽電路之間添加齊納穩壓管ZD1、二極體D3及電阻R2,由此構成一個電壓箝位電 路來箝住同步管的門極電壓，使其適應高輸出電壓的開關電源電路。
全文摘要
本發明公開了一種電流控制型同步整流驅動電路，包括電流互感器CT、整形與復位電路、推挽電路三個部分，在整形與復位電路中加入電容Cp，利用該電容Cp的存儲電荷所形成反向電壓抽取飽和三極體少子；控制電流互感器，使得在給同步管門極電容充電的初始時刻，電容Cp上存有電荷，此時三極體Q1處於飽和狀態，利用電容Cp的反向電壓來抽取三極體Q1中由於飽和而在的基極和集電極中積累的少子，使該三極體迅速從飽和狀態中恢復，從而提高同步管開通速率。採用本發明能加快同步管開通速率，提高高頻開關電源的效率。
文檔編號H02M7/217GK101902138SQ20101023028
公開日2010年12月1日 申請日期2010年7月19日 優先權日2010年7月19日
發明者吳新科, 張軍明, 邵帥 申請人:浙江大學