一種多相交錯並聯直流變換器的製作方法

2023-06-12 07:51:41 2

本發明屬於直流變換器技術領域，更具體地，涉及一種多相交錯並聯直流變換器。

背景技術：

雙向直流變換器能夠實現能量雙向流動，能夠實現傳統兩個單向變換器的作用，達到「一機兩用」的目的，在電池充放電、電動汽車、不間斷電源系統、電力系統、航空電源系統等場合得到越來越多的應用。

現有的非隔離型雙向直流變換器通常採用buck/boost結構，這種結構拓撲簡單，控制方案成熟，但為了減小電流紋波，通常需要在低壓側加入較大的濾波電感。為解決這一問題，一般採用交錯並聯技術，但傳統方式的交錯並聯需要多個濾波電感，同時由於驅動信號的移相引入電路的短路模態導致交錯的兩相之間存在較大的環流。因此，需要能夠承受更大器件應力的開關器件或採用更大感值的濾波電感以限制環流。

技術實現要素：

針對現有技術的缺陷，本發明提供了一種多相交錯並聯直流變換器，目的在於基於耦合電感構造多相交錯並聯雙向直流變換器，可以抑制環流，同時使差模濾波電感能夠按照交錯並聯後的更高的頻率設計，從而減小所需的電感值。

為實現上述目的，本發明提供了一種多相交錯並聯直流變換器，包括：耦合電感、橋式電路和輸出濾波電容，耦合電感具有一個輸入端，k個輸出端，且耦合電感的輸入端用於連接電源正極；橋式電路包括：k相橋臂，每相橋臂的中點作為橋式電路的輸入端，橋式電路的k個輸入端分別與耦合電感的k個輸出端連接，橋式電路的第一輸出端與輸出濾波電容的第一輸入端相連並作為輸出正極，橋式電路的第二輸出端與所述輸出濾波電容的第二輸入端相連並作為輸出負極；耦合電感用於抑制共模環流，存儲能量和差模濾波；橋式電路的各相橋臂的驅動信號的載波互差360°/k，k為大於等於2的整數。

本發明採用一個具有共模環流抑制能力的耦合電感替代傳統拓撲的分離濾波電感結構，能夠減少磁性元件數量，使得差模濾波電感能夠按照交錯後的更高的頻率設計，減小所需的感值。耦合電感兼具共模環流抑制能力和存儲能量與差模濾波的作用。同時，本發明所述耦合電感可由多個標準磁芯拼接而成，便於標準化生產。

更進一步地，耦合電感為k+1柱結構，k柱的繞組匝數相同記為N1，另一柱的繞組匝數記為N2；k+1柱的繞組中一側的k+1個出線端相連，另一側的k+1個出線端中繞組匝數為N2的出線端作為耦合電感的輸入端，繞組匝數為N1的k個出線端分別作為耦合電感的k個輸出端。

更進一步地，k+1柱磁芯的截面積相同。

更進一步地，耦合電感的k+1柱繞組的繞向均相同。

更進一步地，繞組匝數為N2的磁柱中部開氣隙，並填充以非鐵磁性物質。

更進一步地，在繞組匝數為N2的磁柱中部填充空氣、絕緣膠帶、塑料、紙、低導磁膠水、磁膠粉或玻璃珠膠水。

本發明採用交錯並聯的方式後，各相橋臂電流相位互差360°/k，各相橋臂電流疊加後總電流的等效開關頻率提高為原來的k倍；在濾除相同的電流紋波的情況下，電流頻率越高所需電感值越小，故在交錯並聯的方式下可以抑制環流，可減小所需電感值。

附圖說明

圖1是本發明的電路原理圖。

圖2是本發明第一實施例提供的一種電路原理圖。

圖3是本發明第二實施例提供的一種電路原理圖。

圖4是本發明實施例提供的三相交錯並聯雙向直流變換器的電路原理圖。

圖5是本發明實施例提供的三相交錯並聯直流變換器的一種耦合電感結構圖。

圖6是本發明實施例提供的四相交錯並聯直流變換器的一種耦合電感結構圖。

圖7是本發明實施例提供的k相交錯並聯直流變換器的一種耦合電感結構圖。

圖8是本發明實施例提供的三相交錯並聯雙向直流變換器的載波移相120°的PWM波調製過程圖。

圖9是本發明實施例提供的k相交錯並聯雙向直流變換器的載波移相360°/k的PWM波調製過程圖。

圖10是本發明實施例提供的三相交錯並聯雙向直流變換器的電流紋波圖。

具體實施方式

為了使本發明的目的、技術方案及優點更加清楚明白，以下結合附圖及實施例，對本發明進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發明，並不用於限定本發明。

本發明涉及電路領域，並且更具體地，涉及一種耦合電感和多相交錯並聯的雙向直流變換器。本發明採用具有環流抑制能力的耦合電感來替代傳統的分立電感或無環流抑制作用的耦合電感能夠使系統有明顯改善，同時，能夠使差模濾波電感按照交錯並聯後的更高的等效開關頻率設計，減小所需的電感值。

如圖1所示，本發明涉及一種基於耦合電感構造的多相交錯並聯雙向直流變換器，包括耦合電感100、多相橋臂組成的橋式電路200、輸出濾波電容300；其中，耦合電感的輸入端與電源正極相連，其k個輸出端分別與多相橋臂組成的橋式電路的k個橋臂中點相連。多相橋臂組成的橋式電路的兩個輸出端分別經輸出濾波電容的兩端與輸出相連。多相橋臂組成的橋式電路的k個橋臂的驅動信號的載波差360°/k，每個橋臂的上下管驅動互補；k為大於等於2的整數。

在本發明實施例中，耦合電感具有k+1柱結構，k+1柱磁芯的截面積相同。所述耦合電感的k+1柱繞組的繞向均相同，其中k柱的繞組匝數相同且均為N1，另一柱的繞組匝數為N2；N1取決於設計的共模電感感值，N2取決於設計的差模電感感值，二者無直接數值關係。繞組匝數為N1的磁柱中部不開氣隙，整個磁柱均為高磁導率材料，以保證其較大的電感感值，從而實現環流抑制的作用；繞組匝數為N2的磁柱中部開氣隙，並填充以非鐵磁性物質，旨在提高其傳輸功率時的磁芯抗飽和能力，防止電感流經較大電流時的磁芯飽和情況，保證在設計範圍內的大電流情況下也能起到差模濾波的作用。k+1柱的繞組其中一側的k+1個出線端相連，另外k+1個出線端中繞組匝數為N2的出線端作為耦合電感的輸入端，另外k個出線端作為耦合電感的k個輸出端分別與多相橋臂組成的橋式電路200的橋臂中點相連。

在本發明實施例中，採用交錯並聯的方式後，各相橋臂電流相位互差360°/k，各相橋臂電流疊加後總電流的等效開關頻率提高為原來的k倍。在濾除相同的電流紋波的情況下，電流頻率越高所需電感值越小，故在交錯並聯的方式下可減小所需電感值，即耦合電感中匝數為N2的磁柱呈現的差模電感感值。

在本發明實施例中，耦合電感能夠實現環流抑制作用，同時，能夠起到差模濾波與儲存能量的作用。因為交錯並聯變換器與常規直接並聯的變換器有所不同，其k個橋臂的輸出電壓波形相位不完全相同，兩個不同橋臂之間的電壓差若作用在較小的電感上則會產生較大的環流。而耦合電感在流經環流時，磁通相互疊加作用後仍能呈現較大的磁通量，故而呈現較大的共模電感感值，起到抑制環流的作用。

在本發明實施例中，耦合電感在實現抑制環流，減小所需電感值的同時，結構簡單，磁芯具有高度對稱性，能夠使用多個標準磁芯拼接而成，便於生產加工。

通過本發明所構思的上述技術方案，能夠使濾波電感按照交錯並聯後得到的更高的等效開關頻率設計，減小所需的電感值。

在本發明實施例中，橋式電路200包括k個橋臂，每個橋臂包括兩個開關管正向串聯連接，開關管串聯連接端作為橋臂的中點，且作為橋式電路200的一個輸入端。開關管的驅動極用於接收驅動信號，每個橋臂中兩個開關管的驅動極接收的驅動信號互補，任意兩個橋臂的驅動信號的載波互差360°/k。若開關管選用絕緣柵雙極型電晶體時，其驅動極為門極；若開關管選用金屬-氧化物半導體場效應管時，其驅動極為柵極；其餘類型的開關管也具有相應的驅動極。

在本發明實施例中，輸出濾波電容300用於濾除輸出電壓的電壓紋波，其取值取決於變換器設計時對輸出電壓紋波的要求，所要求的輸出電壓紋波越小，輸出電容容值越大。

本發明提出一種基於耦合電感的多相交錯並聯雙向直流變換器，能夠使得濾波電感按照交錯並聯後得到的更高的等效開關頻率設計，減小所需的電感值。在圖1的基礎上，將開關器件更換為二極體得到如圖2、圖3所示的多相交錯並聯直流變換器亦為本發明的內容，不再贅述。

如圖5、圖6、圖7所示分別為三相、四相、k相交錯並聯直流變換器的一種耦合電感結構圖。本發明以三相交錯並聯變換器的耦合電感為例，對本發明加以解釋。三相交錯並聯變換器的耦合電感由4根磁柱構成，每個磁柱的磁芯橫截面積相同。4根磁柱的其中3個柱不開氣隙，另外1個柱開氣隙，並可填充以非鐵磁性物質，如空氣、絕緣膠帶、塑料、紙、低導磁膠水、磁膠粉、玻璃珠膠水等。4個磁芯上的繞組繞向均相同，其中3個不開氣隙的磁芯上的繞組匝數相同為N1，另一個開氣隙的磁芯上的繞組匝數為N2。4個繞組的其中一端相連，繞組匝數為N1的3個繞組的另一端分別為A、B、C用於連接至三相橋式電路的三個橋臂中點，繞組匝數為N2的繞組的另一端為N用於連接至輸入電源的正極。匝數N1確定共模電感的感值大小，氣隙的大小取決於輸入電流大小，防止磁芯飽和，匝數N2則與氣隙共同決定集成的差模濾波電感的大小。

對於四相交錯並聯直流變換器的耦合電感，則共有5根磁柱，其中4根磁柱不開氣隙，另外一個磁柱開氣隙，並填充以非鐵磁性物質。其繞組繞制方式及匝數確定方式參照三相交錯並聯直流變換器的耦合電感。

對於k相交錯並聯直流變換器的耦合電感，則共有k+1根磁柱，其中k根磁柱不開氣隙，另外一個磁柱開氣隙，並填充以非鐵磁性物質。其繞組繞制方式及匝數確定方式參照三相交錯並聯直流變換器的耦合電感。

本發明以三相交錯並聯雙向直流變換器為例，對本發明加以解釋。圖4示出了本發明實施例中三相交錯並聯雙向直流變換器的結構示意圖，為了便於說明，僅示出了與本發明實施例相關的部分，以下所述均為圖4中功率由V1流向V2的情況，當功率反向即由V2流向V1時情況類似，不再贅述。具體地，詳述如下：

本實施例所述基於耦合電感的三相交錯並聯雙向直流變換器包括耦合電感100、三相橋式電路200、輸出濾波電容300；耦合電感1第一輸入端與輸入電源正極相連，耦合電感100第一、第二、第三輸出端分別與三相橋式電路200第一、第二、第三輸入端相連。三相橋式電路200第一輸出端與輸出濾波電容300第一輸入端相連作為輸出正極，三相橋式電路200第二輸出端與輸出濾波電容300第二輸入端相連作為輸出負極。

三相橋式電路的三個橋臂同一橋臂的上管與下管的驅動信號互補，上下管互補導通，不同橋臂的上管或不同橋臂的下管之間驅動信號互差120°。三相橋式電路用於將耦合電感與輸入或輸出相連。

耦合電感用於抑制交錯並聯的三相，即一相與二相，二相與三相，三相與一相之間的環流，同時起到能量存儲與濾波的作用。其特點是對環流表現出較大的感抗，抑制環流大小，對輸入電流表現出較小的感抗，可以防止較大的電流流過耦合電感時電感飽和的情況。

圖8中示出了所提的一種三相交錯並聯雙向直流變換器的驅動PWM波形及其生成原理。調製波為控制算法的輸出結果，最終三相橋式電路會根據調製波最終生成輸出電壓。載波用於對調製波進行調製，產生能用於驅動電力開關器件的PWM波。在無交錯並聯的常規直流變換器中，只有一種載波，一般是一個三角波，三角波的頻率為開關頻率。在三相交錯並聯的雙向直流變換器中，有三個載波，分別是第一載波、第二載波、第三載波。以下說明PWM波生成過程。第一載波、第二載波、第三載波分別與調製波進行運算。當調製波大於載波時，輸出高電平，當調製波小於載波時則輸出低電平。第一載波與調製波比較運算的結果用於驅動三相橋式電路中的第一橋臂(一相橋臂)的上管，即第一開關管，與之互補的驅動信號用於驅動對應的下管，即第二開關管。第二載波與調製波比較運算的結果用於驅動三相橋式電路中的第二橋臂(二相橋臂)的上管，即第三開關管，與之互補的驅動信號用於驅動對應的下管，即第四開關管。第三載波與調製波比較運算的結果用於驅動三相橋式電路中的第三橋臂(三相橋臂)的上管，即第五開關管，與之互補的驅動信號用於驅動對應的下管，即第六開關管。

圖9示出了k相交錯並聯雙向直流變換器的驅動PWM波形及其生成原理。其每相載波之間相差360°/k，每相PMW波根據調製波與每相載波比較得到，並用於驅動相應的電力開關器件。

圖10所示為本發明實施例提供的三相交錯並聯雙向直流變換器的輸出電流紋波圖。可知，採用耦合電感後，根據交錯並聯後得到的更高的等效開關頻率設計的較小的電感值，亦能使系統的電流紋波達到相同的效果。

本領域的技術人員容易理解，以上所述僅為本發明的較佳實施例而已，並不用以限制本發明，凡在本發明的精神和原則之內所作的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本發明的保護範圍之內。