確定反射功率的製作方法
2023-06-01 14:47:56
專利名稱：確定反射功率的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種確定開關電路中反射功率的方法；特別但不唯一地，本發明涉及一種確定諸如雙向返馳式轉換器(flayback converter)和降壓型轉換器(buck-type converter)這樣的開關電路中反射功率的方法。並且，本發明也涉及使用前述方法的開關電路，例如開關式電源(SMPS)。
背景技術：
開關電路是公知的，例如，諸如雙向返馳式轉換器和降壓型轉換器這樣的開關式轉換器經常在開關式電源中使用。
美國專利6069804描述了一種多輸出、多方向功率轉換器。該轉換器包括輸入雙向開關和至少一個第一輸出雙向開關。並且，該轉換器包括耦合電感器，該耦合電感器具有輸入線圈和至少一個輸出線圈。該輸入線圈與輸入電壓源和輸入開關串聯。每個輸出線圈與諸如關聯的電容這樣的相應輸出電壓源及每個輸出線圈各自的輸出開關串聯。而且，該轉換器包括時鐘電路，該時鐘電路產生用於驅動輸入開關和至少一個輸出開關的二元狀態控制信號。
類似地，美國專利6198638描述了用於連續模式(CCM)和不連續模式(DCM)下零電壓開關(ZVS)的返馳式電路，該電路適於減小與轉換器的次級側使用的例如MOSFET這樣的MOS電晶體的充電寄生二極體有關的功率損耗，該MOS電晶體用於提供同步整流。該電路的突出之處在於它包括同步整流驅動器，用於延遲從該驅動器的脈衝寬度調製部分輸出的相關柵極驅動信號。並且，該驅動器使驅動信號反相，以減小在前述次級側寄生二極體充電的瞬間出現的損耗，從而基本實現在DCM下以固定頻率操作的ZVS。
發明概述本發明的第一個目的是提供一種確定開關電路中反射功率的方法。本發明的第二個目的是提供一種在無需初級側傳感器的情況下確定開關電路中反射功率的方法。本發明的第三個目的是提供一種開關電路，該開關電路能夠具有其中減小的硬開關。獨立權利要求限定本發明。從屬權利要求限定有益的實施例。
發明人認識到在雙向返馳式轉換器，經常指雙激式轉換器(bidiflyconverter)中，利用從該轉換器的次級側得到的控制信號，確定該轉換器中初級開關和/或次級開關的適當開啟時刻是可行的。具體地，發明人認識到通過測量這樣的轉換器中的返回能量也稱為反射能量的幅值，可以得到適於調整轉換器內出現的初級側硬開關的程度的控制信號；然後可以使用該返回能量的幅值結合硬開關的檢測在轉換器內提供基本的軟開關。另外，發明人認識到這樣的能量測量基於開關電流的模仿(emulation)是有利的，該開關電流的模仿在實際實施中成本低，還能提高轉換器的操作效率。
本發明的優勢在於所述方法能夠提供更精確的電路操作的指示，例如用於控制電路的操作。
優選地，所述電路還包括反饋控制裝置，該反饋控制裝置用於接收反射功率的測量值，所述方法還包括步驟將反射功率和參考值進行比較，並調整驅動裝置的時間上的操作，使得操作中的所述電路內產生預定程度的硬開關。通過採用較低程度的硬開關，所述方法能夠減少所述電路中的損耗。
優選地，當確定電感元件中存在的磁化電流的測量值時，使用電流模仿由該至少一個線圈上形成的信號來產生磁化電流的測量值。更優選地，電流模仿利用對該信號的時間積分來產生磁化電流的測量值；利用該積分可以無需內嵌電流感測元件。優選地，該時間積分被周期地復位，且該復位與開關裝置的開關操作同步；這樣的復位能夠提高模仿的精確性。
或者，優選地通過與該至少一個線圈串聯的電流感測裝置(例如，一個或多個電阻性電流感測裝置、霍爾效應電流感測裝置和電感耦合電流感測裝置)來確定磁化電流的測量值。優選地，感測裝置包括多個電感耦合傳感器，每個傳感器被配置成與電感元件的相應線圈串聯；電感耦合傳感器與電阻性電流感測元件相比能夠導致更小的功率損耗。更優選地，考慮多個傳感器的各個線圈的相對線圈匝數比，將由該多個傳感器產生的電流指示信號求和，以產生磁化電流的測量值；這樣的相對線圈匝數比的調節使得能夠更精確地確定磁化電流的測量值。更優選地，利用至少一個印刷電路板製成的空心(air-cored)傳感器來實現電流感測裝置；該空心傳感器的結構抗幹擾，製造成本低且能提供非常精確的電流測量值。
優選地，該反饋控制裝置用於相對於第一參考值，調整硬開關的測量值；相對於第二參考值，調整磁化電流的測量值和硬開關誤差信號的測量值之間的差值，為了調整所述電路的操作，由硬開關的測量值和第一參考值之間的差值中得到該誤差信號。
更優選地，該第二參考值是由該至少一個電源提供的電壓、開關裝置的電容和電感元件呈現的電感中至少之一的函數。第二參考的這種依據使得能夠更精確地確定反射功率。
將會認識到本發明的特徵可以在不脫離本發明保護範圍的情況下以任何結合方式結合。
現在，只通過示例並參照附圖描述本發明的實施例，其中圖1是傳統雙向返馳式轉換器內初級開關導通的周期圖，其中在操作中出現限制幅值的硬開關；圖2是根據本發明利用電流模仿方法的第一雙激式轉換器的示意圖；圖3是根據本發明利用電流模仿方法的第二雙激式轉換器的示意圖，該雙激式轉換器在它的每個次級電路中包括電流傳感器，用於測量其中的電流(current flow)；和圖4是包括電流模仿特徵的第三降壓型轉換器的示意圖，該轉換器利用了根據本發明的電流模仿方法。
發明的實施例描述在傳統的雙向返馳式轉換器即雙激式轉換器中，通常包括電感式變壓器，該電感式變壓器包括初級線圈和至少一個次級線圈。並且，當前實際中不僅包括初級開關設備，例如MOSFET，用來周期並重複地將初級線圈連接到主電源，而且包括次級開關設備，例如也是MOSFET，用來提供同步整流。另外，眾所周知，操作時這樣一個變壓器在其每個導通周期內使次級設備在該變壓器中的磁化電流已經基本上達到零幅值後的某一停留時間(dwell time)內保持導通。當使用停留時間時，從連接至至少一個次級線圈的電路中獲得的能量可以被儲存在變壓器中，該能量隨後用於向初級開關的漏極-源極電容充電以提供軟開關，由於該軟開關能夠減少轉換器內的功率損耗並從而提高轉換器的操作效率，所以該軟開關是非常可取的。發明人認識到為了獲得更大程度的軟開關，在轉換器每個重複的操作周期中需要儲存在變壓器中的能量，可以根據主電源的電壓、次級反射電壓和初級開關設備在初級線圈處呈現的漏極-源極電容計算出來。
並且，發明人認識到在該轉換器中雙激行程(bidifly stroke)的末尾，該變壓器中儲存的能量由總的變壓器電流確定。在簡單情況下，該轉換器只具有單個次級線圈，變壓器電流等於流過該單個線圈的電流。在具有至少兩個次級線圈的情況下，發明人已經確定該變壓器電流等於該至少兩個線圈中每個線圈電流的總和，出於標準化的目的，通過相關匝數比來度量該至少兩個線圈。
前述類型的傳統雙激式轉換器中，圖1表示了該轉換器的初級開關設備FET1的漏極處產生的瞬時電壓。在圖1中，橫軸10對應時間T，縱軸20對應前述瞬時漏極電壓。所示的電位差V1是提供至初級設備的電源電壓與該初級設備開啟時即被驅動至導通狀態時該設備的漏極電壓之間的差值。並且，電位VR是反射輸出電壓。另外，電位VHARD對應初級開關開啟後在其中出現的硬開關的幅值。
一種確定雙激式轉換器的變壓器中儲存的能量的近似方法，其中該雙激式轉換器包括相關的初級開關設備，該方法是例如利用感測電阻測量流入變壓器的一個次級線圈的電流，並將該電流和預定參考電流Ineg進行比較；根據獲知的儲存能量，能夠相應地調整初級設備的時間上的開關，從而近似實現軟開關。為了實現這種基本上的軟開關，可以使用一種數學關係即方程1來確定參考電流Ineg的適當值。
Ineg=(CL)(V12-VR2)]]>方程1其中C＝初級設備在操作中出現的總漏極電容；和L＝變壓器的初級設備的電感。
發明人認識到前述近似方法存在幾個問題該近似方法的第一個問題是必須感測流入次級線圈的電流。雖然經濟、方便地使用了感測電阻，但是該感測電阻在電阻中的功耗、電阻對轉換器效率的影響、以及電阻中容許產生的饋入轉換器的控制電路中的方便的小信號之間引入一種折衷，例如，該小信號與精確性有關，並與轉換器中存在的由操作的開關模式產生的周圍電路噪聲有關。
第二個問題是，當變壓器包括至少兩個次級線圈並且只感測一個次級線圈的電流時，在某種情況下，可能流入沒有提供電流感測的線圈中的電流，在決定關閉該轉換器中的次級開關設備的時刻不是零，該關閉即進入非導通狀態。在這樣的情況下，根據方程1確定的參考電流Ineg的值不適合實現初級設備中的軟開關。如果在這種情況下採用方程1的參考電流Ineg的值，則在初級設備中會出現不希望的硬開關或者次級設備會太早關斷。這種初級設備的硬開關和/或次級設備的不恰當控制會導致轉換器的操作不合要求，例如不能在一個或多個次級線圈處傳送期望的負載電流。
第三個問題是參考電流Ineg是關於方程1中電壓V1所說明的電源電壓的函數。為了使得參考電流Ineg減小至較小值，轉換器在初級線圈的次級側必須獲得實際電位。為了提供這樣的實際電位，需要額外的電路元件，從而增加轉換器的製造費用；並且，該電位優選的是能夠處理與電源電壓波動有關的最壞情況的幅值。實際上，作為折衷，期望轉換器具有較大的參考電流Ineg的值，從而導致了轉換器內相關的大的無功電流以及相關的升高的功率損耗。
在設計本發明時，發明人一直尋求解決一個問題，即找到一種方法來確定開關電路如雙激式轉換器中的反射功率；且該方法在基本上不使用感測元件去感測電流的情況下優選地實現。為了解決該問題，發明人已經提出一種方法，該方法包括使用電流模仿。
在電流模仿中，將前述變壓器線圈之一中產生的電壓對時間t積分。這樣，該方法用於對具有電感L的電感元件如變壓器或電感器中的電流IL進行模仿，通過對電感元件中產生的電壓UL的測量值進行方程2所示的處理實現該模仿。
IL=1LULdt]]>方程2類似考慮關於，如方程3所示根據流經電容C的相關電流IC確定電容器C中產生的電壓UC。
UC=1CICdt]]>方程3在簡單的電路中，電感L中產生的電壓UL通過連接至電感L的電阻R1被轉換成感測電流，電容連接於電阻R1用來提供感測電流對於時間的積分，然後通過方程4描述該電容中產生的電壓UCUC=1R1CULdt]]>方程4
通過將電阻R2連接至電容C，方程4的電壓UC可以轉換成模仿電流IEM，電流IEM代表電流IL並可以根據方程5確定IEM=1R1R2CULdt]]>方程5這樣，根據方程5，通過監視電壓UL，並利用與電感器的電感L對應的時間常數即對應於電感L的時間常數τ＝R1.R2.C對電壓UL相對於時間t積分，可以得到模仿電流IEM。但是，通過單獨應用方程5可以發現，除非電感L的值已知，否則由IEM、R1、R2、C不能確定IL。
在開關電路中，例如開關式轉換器和相關設備中，發明人認識到方程5描述的模仿可被用於控制相關的初級開關設備中出現的硬開關。
接下來，將會考慮包括變壓器的雙激式轉換器。雙激式轉換器的初級線圈經由初級開關設備連接至交流電源，其次級線圈經由次級開關設備連接至儲存電容。並且，現在將描述前述電流模仿與這種電源相結合的應用。
當次級設備關閉即切換至非導通狀態後，在初級設備開啟即切換至導通狀態的時刻，粗略地假定變壓器電流在該時刻基本上為零，該時刻定義了按照方程5的積分可以開始的瞬間，以獲得流入變壓器的電流的模仿。實際上，也適合於更複雜的環境，即如果恰當的負電流被施加於次級設備的柵極，則變壓器內的電流只在初級設備開啟的瞬間為零幅值。
為了改進電流模仿，發明人認識到將模仿電流與預定負電平的總和進行比較是非常有利的，該負電平為例如後面描述的偏移量、可調電平和第二偏移量。並且，在次級開關設備關閉即切換至非導通狀態的時刻，將模仿電流與這些電平進行比較也是有益的。如果次級設備中的電流比必須的更負，則初級設備的漏極電壓將達到基本上零值，那麼變壓器內的磁化電流將不是基本上零值；即初級開關設備產生了本領域中公知的「谷(valley)」導通特徵的缺失。發明人已經能夠利用基於計算機的電路模型來模擬這樣的情況。
所以發明人認識到，為了在雙激式轉換器中進行更精確的開關控制，需要附加的控制迴路去適應第二偏移量，以實現在初級開關設備的漏極處僅具有相關的少量硬開關的谷底導通特性。由於期望利用從轉換器的次級側得到的信號來控制初級設備的硬開關，所以發明人設計了硬開關檢測電路，用於從轉換器的變壓器的次級線圈接收信號。當該電路操作時，將硬開關的幅值，即從次級側信號檢測到的初級設備的所述幅值與硬開關的期望幅值進行比較，以產生與兩幅值之間差值對應的誤差信號。然後對該誤差信號有益地進行積分和信號濾波，以產生第二偏移量。有益地，從預定的負偏移量中減去第二偏移量，以產生用於控制初級開關設備和/或次級開關設備的最終信號。因此，例如在轉換器初始通電時，轉換器在其少許開關周期內恰當地調整流入轉換器的雙激式電流。
由於模仿電流值需要幾個導通周期來穩定，並且初級開關設備在導通期間需要充分低的漏極電壓來表示初級的行程將要開始，所以為了保證在轉換器初始通電時提供充分的負偏移量而基本上僅包括預定的負偏移量。因為該負偏移量使轉換器響應更快而至少部分地補償提供到初級開關設備的輸入整流交流電源中的變化，所以該負偏移量也對轉換器有利。
為了進一步描述本發明的方法和利用該方法的本發明的實施例，將參照圖2至4描述本發明的實施例。
在圖2中示出了由50表示的根據本發明的雙激式轉換器。轉換器50包括由TR1表示的變壓器，例如鐵芯變壓器，該變壓器包括初級線圈P1和分別纏繞在該變壓器上的第一和第二次級線圈S1、S2。線圈P1、S1、S2優選的是一個或多個銅線圈和金屬箔線圈，例如鋁和/或銅箔線圈。初級線圈P1經由初級開關設備FET1連接至整流交流電源60，該整流交流電源60用於提供操作時的電壓Vmains；設備FET1的漏極連接至第一次級線圈S1的節點由X1表示。初級設備FET1包括柵極，該柵極響應於施加於其上的控制信號，來控制該設備FET1的源極和漏極之間的導通；如圖所示，設備FET1的柵極連接至控制器100。並且，變壓器TR1的第二次級線圈S2經由整流二極體D1連接於儲存電容C2；在操作時，如圖所示，電容C2上產生電壓Voutl。
如圖所示，第一次級線圈S1經由次級開關設備FET2連接至儲存電容C1，在操作時電容C1上產生電壓Vout2；線圈S1連接至電容C1的節點由X3表示，作為參考點。轉換器50與現有技術的區別在於，它包括如圖所示由110表示包括在虛線105內的第一控制電路。該第一控制電路包括積分器115、硬開關檢測器120、復位電路130、信號濾波器/積分器140、運算放大器150、用於產生參考電流偏移電壓Inegoffset的負偏移量發生器160、比較器170、加法單元175和設定-復位觸發器180。
積分器115包括第一輸入和第二輸入，該第一輸入和第二輸入連接至跨越第一次級線圈S1的節點X1、X3。積分器115用於對提供至其輸入端的電位差值進行積分。並且，積分器115包括復位輸入端RI，如圖所示該復位輸入端連接至復位電路130的相應輸出端；復位輸入端RI用於在變壓器TR1的磁化電流為零的時刻，將積分器115內的積分復位至零狀態。積分器115還包括輸出端Iemulate1，該輸出表示變壓器TR1中存在的總磁化電流的模仿；如圖所示該輸出端Iemulate1連接至加法單元175的非反相單元。觸發器180的驅動輸出端Q連接至次級開關FET2的柵極，輸出端Q也由節點X2表示。節點X1、X2連接至硬開關檢測器120的各個輸入端，檢測器120包括第一輸出端prim_on和第二輸出端Vhard，該第一輸出指示初級開關設備FET1何時處於導通狀態，該第二輸出指示初級設備FET1中出現的硬開關的幅值。輸出端Vhard連接至運算放大器150的非反相輸入端；放大器150的反相輸入端連接至參考電壓Vref。並且，輸出端prim_on連接至復位電路130的相應輸入端。運算放大器150的輸出E對應於誤差信號。輸出端E連接至濾波器/積分器140的相應輸入端。濾波器/積分器140的輸出是如上所述的第二偏移量，其連接至加法單元175的反相輸入端。單元175的輸出端Iemulate2連接於比較器170的反相輸入端。類似地，與前述Ineg對應的偏移量發生器160的輸出端Inegoffset連接至比較器170的非反相輸入端。在操作時，比較器170用於提供二元邏輯輸出end_bidifly，即表示高和低邏輯狀態，該二元邏輯輸出端連接至觸發器180的復位輸入端R和復位電路130的輸入端。觸發器180的設定輸入端連接至定時發生器(未示出)，該定時發生器用於輸出信號strt_bidifly，指示何時執行雙激行程。
現在參照圖2描述轉換器50的操作。
積分器115被設置成以參考前述方程5所描述的方式進行操作，即積分器115用於對第一次級線圈S1上產生的電位進行積分，以得到流經第一次級線圈S1的電流的模仿，由Iemulate1表示。如上所述，積分器115優選地被復位以避免偏移，並且被時間地選通以對線圈S1上產生的周期性電位的期望部分進行積分。通過處理次級設備FET2的柵極和漏極之間的電位差，硬開關檢測器120確定初級設備FET1中以前述方式出現的硬開關的測量值。放大器150作為控制放大器用於調整次級設備FET2的開關，以使電壓Vhard與參考電壓Vref匹配，以獲得預定程度的硬開關。誤差信號E在濾波器/積分器140中被濾波並被積分，以產生前述第二偏移量信號。然後加法單元175的輸出Iemulate2與偏移電壓Inegoffset進行比較，以經由觸發器180控制次級設備FET2的開關。偏移電壓Inegoffset的值可以保持為恆定值。或者，電壓Inegoffset的值可以是整流交流電壓Vmains、反相電壓Vreverse』變壓器TR1在初級線圈P1中的電感L和初級設備FET1的漏極-源極電容C中至少之一的函數。
總而言之，積分器115用於通過模仿得到變壓器TR1中磁化電流的測量值。檢測器120用於得到在初級設備FET1中出現的硬開關Vhard的測量值。根據電流模仿Iemulate1與測量值Vhard的結合，該電路能夠確定變壓器TR1中儲存的反射功率的幅值，從而確定轉換器50為了在其初級設備FET1中得到預定程度的硬開關而必須採用的反射功率的誤差量。
這樣，虛線105中所示的第一電路110用於執行下述功能
(a)通過模仿，例如根據前述方程5，得到變壓器TR1中磁化電流的測量值；(b)從次級線圈S1，得到初級開關設備FET1中出現的硬開關的測量值；(c)得到從變壓器TR1的次級側到初級側的反射功率的測量值；和(d)根據反射功率的測量值調整初級設備FET1的開關，以在初級設備FET1中獲得操作時預定程度的硬開關。
在無需向變壓器TR1的初級側提供感測設備的情況下，在轉換器50中能夠實現(a)至(d)的所有功能。並且，在轉換器50中使用這些功能可以提高其操作效率，即減少轉換器50中的功耗。
將認識到本發明的方法可以應用於其它轉換器結構。例如，在圖3中示出了由200表示的第二開關模式轉換器，該第二開關模式轉換器利用了根據本發明的確定反射功率的方法。轉換器200與轉換器50類似，不同之處在於轉換器200包括分別與次級線圈S1、S2串聯的第一電流傳感器230和第二電流傳感器220；並且，轉換器200包括由210表示包含在虛線205內的第二控制電路；第二電路210在某些方面與轉換器50中採用的第一電路110不同。但是，第二電路210包括許多在第一電路110中採用的相同元件，即硬開關檢測器120、放大器150、濾波器/積分器140、發生器160、加法單元175、比較器170和觸發器180。
在轉換器200中，初級線圈P1以與轉換器50類似的方式經由初級開關設備FET1連接至整流交流電源60。類似地，第二次級線圈S2以與轉換器50類似的方式經由二極體D1連接至電容C2，除了包括第二電流傳感器220來感測流入第二次級線圈S2的電流IS2。
在轉換器200中，第一次級線圈S1以與轉換器50類似的方式經由次級設備FET2連接至電容C1。但是，轉換器200額外包括第一電流傳感器230，用於感測流過第一次級線圈S1的電流IS1。
第二電路210包括加法器和換算器(scaler)單元215，用於分別從傳感器230、220接收第一和第二電流指示輸出信號VIS1、VIS2。加法器和換算器單元215包括輸出端Imagnetize，該輸出端連接至加法單元175的非反相輸入端，並且該輸出指示變壓器TR1中的總磁化電流。第二電路210包括硬開關檢測器120，該硬開關檢測器的第一輸入端連接至次級開關FET2與第一次級線圈S1的連接點處的節點X1，第二輸入端連接至觸發器180的驅動輸出端Q，驅動輸出端Q連接至第二設備FET2的柵極，如圖3所示。檢測器120的硬開關指示輸出端Vhard連接至放大器150的非反相輸入端；並且，該放大器的反相輸入端連接至參考電壓Vref。放大器150的誤差輸出端E連接至濾波器/積分器140的輸入端，該濾波器/積分器的輸出端連接至所示的加法單元175的反相輸入端。加法單元175的輸出端Iemulate連接至比較器170的反相輸入端。以與轉換器50類似的方式，轉換器200的比較器170的非反相輸入端連接至用於提供前述參考電壓Inegoffset的發生器160。比較器170的邏輯輸出端連接至觸發器180的復位輸入端R；並且，觸發器180的設定輸入端S連接至信號strt_bidifly，用來控制雙激行程的開始。
傳感器220、230優選地是電感耦合元件，例如使用鐵芯的螺旋變壓器類型元件。或者，當需要超線性電流感測時，傳感器220、230可以由空心(air-cored)設備實現，例如使用WO 02/082105A1和WO01/11376A1中所述形式的印刷電路板電流感測結構，在此引入這兩篇文獻中關於空心電流傳感器的公開作為參考。
或者，一個或多個傳感器220、230可以由固態霍爾效應設備實現，例如適於印刷電路板裝配的表面安裝元件(SMPs)，該表面安裝元件設置在用於傳送流入兩個次級線圈的電流的導體附近，例如，沿電路板的銅軌道傳送電流。再或者，一個或多個傳感器220、230可以由感測電阻實現，該感測電阻上產生的電壓指示變壓器TR1中與該感測電阻相關的次級線圈中流過的相應電流。
加法器和換算器單元215與傳感器220、230結合，用於對電流IS1、IS2的測量值求和，它考慮了傳感器220、230的相對電流測量值靈敏度和兩個次級線圈S1、S2的相對匝數比。如果需要，可以去除加法器和放大器單元215，而安排電流傳感器220、230顯示電流測量值靈敏度以考慮兩個次級線圈S1、S2的相對繞組比，並且將傳感器220、230串聯以產生信號Imagnetize。
操作時，如前所述，加法器和換算器單元215產生信號Imagnetize，該信號指示變壓器TR1中存在的總磁化電流。並且，硬開關檢測器120根據次級設備FET2的柵極和漏極處產生的電位得到信號Vhard，該信號指示初級開關FET1中出現的硬開關。因此，根據信號Vhard和電流Imagnetize，第二電路210能夠得到轉換器200中產生的反射功率的測量值。該測量值在比較器170內與來自發生器160的偏移電壓Inegoffset進行比較，以影響次級設備FET2的時間上的開關，從而在初級設備FET1中獲得預定幅度的硬開關。雖然轉換器200由於通過傳感器220、230使用了實際的總電流測量值，而沒有使用變壓器TR1的磁化電流的模仿，但是該轉換器為了調整其操作確實得到了該轉換器200中出現的反射能量的測量值。
本發明的用於確定反射功率的方法也可應用於前述雙激式轉換器之外其它類型的轉換器。例如，圖4中示出了由300表示的降壓型轉換器。轉換器300包括變壓器TR2，該變壓器上纏有單個線圈305，線圈305用「F」表示並具有第一端子和第二端子。並且，轉換器300額外包括整流交流電源60，該整流交流電源用於在所示的第一和第二開關設備FET1、FET2上產生電壓Vmains。設備FET1和FET2之間的節點Y1連接至線圈F的第一端子。線圈F的第二端子連接至電容C1的第一電極。並且，電容C1的第二電極連接至第二開關設備FET2與交流電源60相連接的節點Y2。如圖所示，控制單元310連接至第一開關設備FET1，例如該控制設備利用在其它相關元件(未示出)之中的觸發器實現。
降壓型轉換器300的不同之處在於它還包括由315表示包含在虛線320中的第三控制電路。電路315包括前述積分器115、硬開關檢測器120、復位電路130、濾波器/積分器140、放大器150、偏移量發生器160、比較器170、加法單元175和觸發器180。
電路315的組成部件如圖4所示連接在一起。即，積分器115的兩個輸入端跨接至線圈F上；並且，積分器115的復位輸入端連接至復位電路130的相應輸出端RI。類似地，硬開關檢測器120的兩個輸入端分別連接至第一開關設備FET1的柵極和節點Y1。檢測器120的Vhard輸出在操作時指示第一設備FET1中出現的硬開關的幅值；輸出端Vhard連接至所示的放大器150的非反相輸入端。該放大器的反相輸入端連接至電壓參考Vref。放大器150的輸出端E經由濾波器/積分器140連接至加法單元175的反相輸入端。比較器170的反相輸入端連接至加法單元175的輸出端Iemulate，非反相輸入端連接至參考發生器160，該參考發生器用於提供基本上恆定的參考電壓Inegoffset。比較器170用於提供邏輯輸出，該邏輯輸出端連接至觸發器180的復位輸入端R和復位電路130的輸入端。啟動行程發生器(未示出)連接至觸發器180的設定輸入端S，用於提供指示開關設備FET1、FET2中導通行程開始的信號strt_syncfet_stroke。觸發器180的Q輸出端連接至第二開關設備FET2的柵極。
現在參考圖4描述降壓型轉換器300的操作。控制器310在它的Q輸出端提供輸出信號，該輸出信號用於周期地驅動第一設備FET1進入導通狀態，在本發明的上下文中也稱為「行程」。當第一設備FET1開啟時，即第一設備切換至導通狀態時，電路315保持第二設備FET2關閉，即非導通狀態，以避免整流電源60經由設備FET1、FET2直接短路。第一設備FET1的導通引起電流IF流經線圈F，從而導致在變壓器TR2中產生磁場。當第一設備FET1隨後關閉時，即第一設備切換至非導通狀態時，第二設備FET2開啟，即第二設備切換至導通狀態，因此使得線圈F中形成的磁場衰減，以經由第二設備FET2對電容C1充電。然後周期地重複這樣的導通周期。
施加於設備FET1、FET2柵極的控制信號用於減少設備FET1、FET2中出現的硬開關，並因此減少轉換器300中的損耗。並且，該控制信號也用於減少對於電容C1上產生的輸出電位的擾動。
為了在轉換器300中產生前述控制信號，電路315用於確定轉換器300中產生的反射功率的幅值，並相應調整對第二設備FET2的驅動。積分器115用於對線圈F上產生的電壓進行積分，並通過應用前述方程5來確定流經線圈F的電流IF的模仿測量值Imagnetize。如前所述，復位電路130用於周期地復位積分器115，以保證積分器115提供的模仿電流測量值是期望的。通過監視第一設備FET1柵極和源極之間產生的電壓，硬開關檢測器120用於得到第一設備FET1中出現的硬開關的測量值。
放大器150作為控制放大器，用於在轉換器300中保持預定程度的硬開關，該預定程度取決於提供給放大器150的電壓Vref的值。放大器150產生的誤差信號E在濾波器/積分器140中被積分，以產生第二偏移量信號，從模仿電流Imagnetize中減去該第二偏移量信號而產生信號Iemulate，比較器170中使用信號Iemulate和來自發生器160的參考電壓Inegoffset，以控制第二設備FET2的關閉。電路315根據其操作能夠確定轉換器300中的反射功率的測量值，並以反饋方式利用該測量值來控制設備FET1、FET2的時間上的操作，從而在轉換器300中獲得預定程度的硬開關。優選地，該預定程度的硬開關對應於降低程度的硬開關，從而使轉換器300比相應的當前已知轉換器更有效率。
應該認識到在不脫離本發明保護範圍的情況下，能夠對本發明的上述實施例進行修改。還應該認識到前述單數形式應該解釋為也涉及複數形式。並且，諸如「包括」、「含有」、「包含」、「有」這樣的表達應該解釋為不排其它部分的存在。在權利要求中，括號中的參考標號不能解釋為對權利要求的限制。元件前的單詞「一個」不排除多個這樣的元件的存在。在列舉了幾個裝置的設備權利要求中，這些裝置中的幾個裝置可以通過一個相同的硬體實施。在彼此不同的從屬權利要求中列舉了某些措施這個事實不表示不能使用這些措施的結合獲得好處。
權利要求
1.一種用於確定開關電路(50；200；300)中反射功率的方法，所述電路(50；200；300)包括電感元件和開關裝置，所述電感元件包括至少一個線圈，所述開關裝置連接於至少一個電源(60)和所述至少一個線圈之間，其中所述開關裝置還連接至驅動裝置，所述驅動裝置周期地驅動所述開關裝置導通，以從所述至少一個電源傳送功率至所述電感元件，所述方法包括步驟確定所述電感元件中存在的磁化電流的測量值；得到所述開關裝置中出現的硬開關的測量值；由所述磁化電流的測量值和所述硬開關的測量值確定經由所述電感元件傳送的反射功率的測量值。
2.一種開關電路(50；200；300)包括電感元件(TR)，所述電感元件包括至少一個線圈(P1，S1，S2)；開關裝置(FET1)，所述開關裝置連接於至少一個電源(60)和所述至少一個線圈之間，所述開關裝置連接至驅動裝置(100)，所述驅動裝置用於周期地驅動所述開關裝置導通，以從所述至少一個電源傳送功率至所述電感元件；第一監視裝置(115；220，230，215)，用於確定所述電感元件中存在的磁化電流的測量值；第二監視裝置(120)，用於得到所述開關裝置中出現的硬開關的測量值；和處理裝置(140，150，160，170，175)，用於由所述磁化電流的測量值和所述硬開關的測量值生成經由所述電感元件傳送的反射功率的測量值。
3.如權利要求2所述的電路(50；200；300)，其中所述電路(50；200；300)還包括反饋控制裝置(170，175)，所述反饋控制裝置用於對所述反射功率的測量值和參考值(160)進行比較，並用於調整所述驅動裝置的時間上的操作，使得操作中的所述電路內產生預定程度的硬開關。
4.如權利要求2所述的電路，其中所述第一監視裝置通過利用在所述至少一個線圈上產生的信號進行模仿，來確定所述電感元件中存在的磁化電流的測量值。
5.如權利要求4所述的電路，其中所述第一監視裝置利用所述信號的時間積分來產生所述磁化電流的測量值。
6.如權利要求5所述的電路，其中所述時間積分被周期地復位，且該復位與所述開關裝置的開關操作同步。
7.如權利要求2所述的電路，其中所述第一監視裝置包括電流感測裝置(220，230)，所述電流感測裝置與所述至少一個線圈串聯，用於產生所述磁化電流的測量值。
8.如權利要求7所述的電路，其中所述感測裝置包括多個傳感器(220，230)，每個傳感器被設置成與所述電感元件中的相應線圈串聯。
9.如權利要求8所述的電路，其中考慮所述多個傳感器的各個線圈的相對線圈匝數比，對所述多個傳感器產生的電流指示信號求和，以產生所述磁化電流的測量值。
10.如權利要求3所述的電路，其中所述反饋控制裝置用於相對於第一參考值，調整所述硬開關的測量值；相對於第二參考值，調整所述磁化電流的測量值與硬開關誤差信號的測量值之間的差值，為了調整所述電路的操作，由所述硬開關的測量值和所述第一參考值之間的差值得到所述誤差信號。
11.如權利要求10所述的電路，其中所述第二參考值(160)是由所述至少一個電源提供的電壓、所述開關裝置的電容和所述電感元件呈現的電感中至少之一的函數。
12.如權利要求12所述的電路，適用於雙向返馳式轉換器，所述轉換器被設置成其電感元件是變壓器，所述變壓器包括初級線圈和至少一個次級線圈，所述初級線圈經由所述開關裝置連接至所述電源，由操作中所述至少一個次級線圈內產生的信號生成所述磁化電流的測量值和所述硬開關的測量值。
全文摘要
提供了一種開關電路(50)，包括變壓器(TR1)和開關設備(FET1)，其中變壓器(TR1)包括至少一個線圈(P1，S1，S2)；開關(FET1)設備連接在電源(60)和變壓器(TR)之間，且連接至驅動電路(100)，該驅動電路用於周期地驅動開關設備(FET1)導通，以從電源(60)向電感元件(TRi)傳送功率。電路(50)還包括第一監視裝置(115)，用於確定變壓器(TR1)中存在的磁化電流的測量值；第二監視裝置，用於得到開關設備(FET1)中出現的硬開關的測量值；和信號處理裝置(140，150，160，170，175)，用於由該磁化電流的測量值和該硬開關的測量值生成經由變壓器(TRI)傳送的反射功率的測量值。
文檔編號H02M3/335GK1806383SQ200480016907
公開日2006年7月19日 申請日期2004年6月16日 優先權日2003年6月19日
發明者約翰·C.·哈爾貝施塔特 申請人:皇家飛利浦電子股份有限公司