周期分時控制電源調壓電路的製作方法
2023-07-03 17:42:16 2
專利名稱：周期分時控制電源調壓電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種交直流電源調壓電路，尤其是一種無輸出波形畸變的低 功耗、高可靠、低成本的周期分時控制正弦波交流電源隔離或非隔調壓電路， 具體地說是一種周期分時控制電源調壓電路。
背景技術：
目前，採用IGBT開關管實現正弦波交流電源(或直流電源)調壓多採用 單管或多管並聯的方法實現，但實際應用中還成在一些難以解決的問題，特 別是在大功率高頻率的狀態下，如何使電能耗降低，提高可靠性、減少製造 成本等還需要在研發設計技術上進一步作努力。
就IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)絕緣柵雙極型功率開 關管而言(以下簡稱IGBT)器件本身發展非常快，特別是低功耗智能化、 小體積、大電流方面正在不斷的進步，這使得大功率工作迴路中的損耗越來 越小，IGBT的專用控制驅動集成電路的出現使控制更加方便、體積小、成本 低、使用可靠性高，專用調壓控制晶片技術研發設計的成熟提高了應用設計 的靈活性、使得所有的調壓、保護等信息高度集成，但僅有成熟的硬體條件 還不夠，要使IGBT高性能的應用與電路設計有直接的關係，IGBT工作時的 熱功耗，特別是在高頻工作狀態下應用，工作頻率越高，IGBT的開關損耗越 嚴重，導致使用可靠性下降和成本的增加。
IGBT在正弦波電源調壓電路中的應用，已經有了一些很好的設計，解決 了因可控矽調壓波形畸變、諧波幹擾和損耗，但就電路進一步的優化從而降 低能耗，工作時的可靠性，特別是散熱及散熱成本，還需要深入的改進，才 能真正的使產品更加順利的進入應用領域。
在大功率高頻調壓迴路中，IGBT隨工作頻率的提高，開關損耗的溫升急 劇增大，由於IGBT芯到散熱器之間熱阻的存在，IGBT在高頻工作時的開關損耗(熱量)很難做到熱量的產生與散熱同步，如能做到它的成本也是無法接受的，由於散熱的遲緩，使得IGBT上的熱量累加劇增，導致IGBT與散熱 器的溫差增大，工作可靠性明顯下降，為了減小這種溫差，往往需要很高的 散熱成本。 發明內容本發明的目的是針對交直流電源調壓電路在高頻工作狀態下開關管熱損 耗大導致可靠性變差、製造成本高的問題，設計一種能大幅度降低開關管溫 升，延長使用壽命，提高穩定性的周期分時控制電源調壓電路。本發明的技術方案是一種周期分時控制電源調壓電路，包括周期分時執行電路1、控制驅動電路2、隔離耦合電路3、相位檢測電路4和主控電路7，其特徵是Lin、 Nin 是周期分時控制電源調壓電路的電源輸入接周期分時執行電路l的輸入，周 期分時執行電路1的控制輸入端接控制驅動電路2的輸出，控制驅動電路2 的輸入通過隔離耦合電路3與主控電路7的周期分時控制輸出口相連；相位 檢測電路4的輸入端接電源的輸入端Lin、 Nin，相位檢測電路4的輸出端接 主控電路7的相位信號檢測端;周期分時執行電路1的輸出或者直接與續流/ 濾波電路5的輸入相連，續流/濾波電路5的輸出Loutl接負載，負載的另一 端接Nout構成迴路;周期分時執行電路1的輸出或者直接與變壓器T的初級 一端相連，初級另一端接Nout構成迴路，變壓器T的次級作為調壓輸出接負 載；周期分時執行電路1的輸出或者通過選擇電路同時與續流/濾波電路5 和變壓器T相連；所述的周期分時執行電路1在每一電源電流方向中Lin流 向Nin或Nin流向Lin，其中至少要有二個不同時工作的開關管或相應的開 關電路周期分時完成。所述的周期分時執行電路1由調壓開關管Q1、 Q2、 Q3、 Q4和二極 管D1、 D2組成，Q1的發射極接Q2的發射極，Q2的集電極接Q4的集電 極，Q4的發射極接Q3的發射極，Q3的集電極接Ql的集電極，Dl的負 極接Q1和Q3的集電極，D1的正極連接到Q1、 Q2、 Q3、 Q4的發射極和 D2的正極，D2的負極接Q2和Q4的集電極，周期分時執行電路1的輸入輸出a端由Ql、 Q3的集電極和Dl的負極相連接組成，周期分時執行電 路1的輸入輸出b端由Q2、 Q4的集電極和D2的負極相連接組成，GN1 是Q1的控制輸入，GN2是Q2的控制輸入，GN3是Q3的控制輸入，GN4 是Q4的控制輸入，GN1、 GN2、 GN3和GN4分別接主控電路7對應的輸出丄山頓。所述的周期分時執行電路1由調壓開關管Q1'、 Q2'、 Q3'、 Q4'、 二極 管D1'、 D2'、 D3'、 D4'組成，Ql'的集電極接D1'的負極，Q2'的集電極 接D2，的負極，Q3'的集電極接D3'的負極，Q4'的集電極接D4，的負極， 周期分時執行電路l的輸入輸出a端由Q2'的發射極、Dl'的正極、Q4，的 發射極、D3'的正極相連接組成，周期分時執行電路1的輸入輸出b端由D2' 的正極、Ql'的發射極、D4'的正極、Q3'的發射極相連接組成，GN1，是 Ql，的控制輸入，GN2，是Q2，的控制輸入，GN3，是Q3，的控制輸入，GN4' 是Q4，的控制輸入，GN1'、 GN2'、 GN3'、 GN4，分別接主控電路7對應的輸 出端。所述的周期分時執行電路1由調壓開關管Q1"、 Q2"、 二極體D1"、 D2"、 D3"、 D4"組成，Dl"的負極、Ql"的集電極、Q2"的集電極和D3"的負極 相連接，D2的正極、Ql"的發射極、Q2"的發射極和D4"的正極相連接，周 期分時執行電路1的輸入輸出a端由Dl"的正極和D2"的負極相連接組成， 周期分時執行電路1的輸入輸出b端由D3"的正極和D4"的負極相連接組成， GN1"是Q1"的控制輸入，GN2"是Q2"的控制輸入，GN1"和GN2"分別接 主控電路7對應的輸出端。所述的控制驅動控制2或由專用驅動集成電路組成，或由分立元件電路 組成。是所述的隔離耦合電路3可由光電耦合器組成。所述的驅動控制電路2和隔離耦合電路3可由光電隔離內帶功率驅動輸 出於一體的光電耦合器組成。所述的相位檢測電路4在交流正弦波電源調壓工作中檢測正弦波正負半 周的起始值以實現正負半周調壓，它可由電壓傳感器組成，也可由電壓互感器組成。所述的續流/濾波電路5由續流部分和濾波部分二個緊密相聯的電路組成，它有三個電源端a'端、b'端、c'端和可選的續流控制輸入端，其中 續流部分可由開關管和二極體組成，濾波部分可由儲能電感和電容組成，續 流部分是其中儲能電感的放電通路，它的a'端和b'端可以是雙向的也可以 是單向的調壓主電路電流通路，它的b'端和c'端可以組成雙向的也可以組成單向的儲能電感續流通路，在單向或直流電源調壓中可以不需要控制輸入 端可直接由二極體組成儲能電感的續流通路。所述的續流/濾波電路5的續流部分或由開關管和串入了反向抑制電感 的二極體組成，或開關管Q5、 Q6和二極體D5、 D6以及串接的反向抑制電感 L2組成，或直接由單個二極體和串入的反向抑制電感L2組成，所述的濾波 部分由電感L1和電容C2組成，GN5和GN6是開關管Q5、 Q6的控制輸入端。本發明是採用多個獨立控制迴路的開關管周期分時控制實現電源調壓， 使單個開關管的工作頻率成倍的降低、從而降低熱損耗及散熱成本，又進一 步的確保了開關管實現高頻電源變換工作的可靠性。周期分時控制技術方法的實現目前是基於FPGA(Field Programmable Gate Array)即現場可編程門陣列器件而提出的一種新的設計方案，其工作原 理是周期分時控制，是指在一個電源電流控制迴路中的高頻PWM周期均分到二 個或二個以上獨立控制迴路的開關管上周期分時循環控制工作(使其中的單 個開關管工作頻率降低)，使調壓開關管的熱損耗下降。圖6是周期分時控制技術在正弦波電源調壓應用中假設的每一正弦波電源內的周期分時控制工作原理時序說明，設主控電路7的周期分時控制輸出口 有獨立的四路輸出L一A1、 L一A2、 N—Al、 N—A2組成雙向調壓控制，其中L—Al、 L—A2完成L向調壓(L組)，N_A1、 N—A2完成N向調壓(N組)，圖6中的a圖是正弦波電源調壓的波形，其中填充的部分為高頻PWM周期中的電流開通期，圖 6中的b圖是L組和N組周期分時控制輸出L一Al、 L—A2、 N_A1、 N一A2端的各輸出 控制端工作時序波形，其中L一A1、 L一A2和N—Al、 N一A2經驅動電路2、隔離耦合電路3分別對應控制了四個調壓開關管Q1、 Q3和Q2、 Q4，從圖6中的b圖可以看 出在一個正弦波電源周期內正負半周各由18個P麗控制周期完成一周正弦波 的調壓，在L周期間Q1分配的P麗周期是1、 3、 5、 7、 9、 11、 13、 15、 17 (稱 奇數周)Q3分配的P麗周期是2、 4、 6、 8、 10、 12、 14、 16、 18 (稱偶數 周)；同理在負半周Q2分配的P麗周期是1、 3、 5、 7、 9、 11、 13、 15、 17， Q4分配的P麗周期是2、 4、 6、 8、 10、 12、 14、 16、 18，顯然在每一方向電 源電流迴路中的PWV1周期均分到了二個調壓開關管上，單個調壓開關管的工作 頻率降低了一半，如果在每一方向電源電流迴路中並聯二個以上或更多個調 壓開關管調壓開關管的工作頻率將隨調壓開關管的應用數量的增加而成倍的 降低，調壓開關管的工作頻率越低它的開通和關斷損耗就相對減小，工作溫 度下降。實際中我們發現(IGBT)調壓開關管在高頻下工作時，工作頻率的 升高如果沒有非常好的散熱裝置，溫度會急劇的上升，這種溫度的上升相比 於周期分時控制遠遠的大於分時控制的總損耗，所以採用周期分時控制技術， 能有效的降低散熱成本、電能損耗、提高調壓開關管工作時的可靠性，同時 雙能增加電源迴路的工作頻率，從而進一步的提高工作效力。利用本發明的周期分時執行電路1可以組成單向電源開關電路，也可以 組成雙向電源開關電路。在單向開關電路中它至少由二個或者二個以上獨立 控迴路的開關管組成，在雙向開關電路中至少是四個或者四個以上獨立控制 迴路的開關管組成。還可用二極體作電流通路以對開關管進行保護。本發明的有益效果1、 開關管工作的熱損耗大幅度下降，電路的工作可靠性得到進一步的提高；2、 使單個調壓開關管的工作頻率成倍降低，而調壓電源電流回中的工作 頻率可以設計得更高，提高工作效率；3、 電源調壓輸出的波形不失真具有高度的純淨，對供電電源電網沒有汙染；4、 可使散熱器的製造成本大幅度的得到降低，同時減小了設備的體積；5、 因單個控制輸入迴路的工作頻率降低，所以產品製造過程中對電子元器的選擇範圍擴大了，這對降低產品製造成本有及大的好處，使很多低頻低 成本的電子元器件得到充分應用；6、 周期分時控制工作方法比常規的控制方法應用更優越，常規的開關管並聯調壓在高頻下工作，並聯應用時難以做到均流，單靠開關管的正溫特性 均流是有限的，並聯應用電路設計及結構布置要求高，開關管還要配對，特別是控制部分的布線要求嚴格的均等，現在的IGBT能承受的電流已經是很大 的，關鍵是在高頻率下工作管溫會急劇的累加，因此本發明能夠很好地解決 高頻下的電路運行，使開關管在大電流下可靠工作。7、 針對不同的應用場合，可實現非隔離或隔離調壓輸出；8、 專用調壓控制電路晶片的設計簡單，可採用FPGA編制，使控制電路 高度集成，提高了應用的可靠性，大大縮小了體積、應用設計顯得非常靈活 方便、能耗及成本明顯降低，過去要實現多路獨立控制是一件非常難的事， 而且成本高、佔用面積大、工作期間的信息處理響應慢可靠性差。9、 本發明的電路還能方便的實現多種電源變換電路恆壓、恆流、恆功率 輸出。
圖1是本發明的電原理結構框圖。圖2是本發明的實例電原理圖之一。圖3是本發明的實例電原理圖之二。圖4是本發明的實例電原理圖之三。圖5是本發明的集成電路式調壓控制晶片的原理框圖。圖6是本發明的周期分時控制輸出時序圖。
具體實施方式
下面結合附圖和實施例對本發明作進一步的說明。如圖1、 2、 5、 6所示。一種周期分時控制電源調壓電路，包括周期分時執行電路1、控制驅動 電路2、隔離耦合電路3、相位檢測電路4和主控電路7，周期分時執行電路1的輸入接電源輸入端Lin、 Nin，其控制輸入端接控制驅動電路2的輸出， 控制驅動電路2的輸入通過隔離耦合電路3與主控電路7的周期分時控制輸 出口相連，電源的輸入端Lin、 Nin接相位檢測電路4的輸入端，相位檢測電 路4的輸出端接主控電路7的相位信號檢測端；周期分時執行電路1的輸出 或者直接與續流/濾波電路5的輸入相連，續流/濾波電路5的輸出Loiitl接 負載，負載的另一端接Nout構成迴路；周期分時執行電路1的輸出或者直接 與變壓器T的初級一端相連，初級另一端接NoLit，變壓器T的次級作為調壓 輸出接負載;周期分時執行電路1的輸出或者通過選擇電路同時與續流/濾波 電路5和變壓器T相連，如圖1所示。所述的周期分時執行電路l由調壓開關管Q1、 Q2、 Q3、 Q4和二極 管D1、 D2組成，Ql的發射極接Q2的發射極，Q2的集電極接Q4的集電 極，Q4的發射極接Q3的發射極，Q3的集電極接Q1的集電極，Dl的負 極接Ql和Q3的集電極，Dl的正極連接到Ql、 Q2、 Q3、 Q4的發射極和 D2的正極，D2的負極接Q2和Q4的集電極，周期分時執行電路1的輸入 輸出a端由Ql、 Q3的集電極和Dl的負極相連接組成，周期分時執行電 路1的輸入輸出b端由Q2、 Q4的集電極和D2的負極相連接組成，GN1 是Ql的控制輸入，GN2是Q2的控制輸入，GN3是Q3的控制輸入，GN4 是Q4的控制輸入，GN1、 GN2、 GN3和GN4分別接主控電路7對應的輸出 端。如圖2所示。所述的控制驅動控制2或由專用驅動集成電路組成，或由分立元件電路 組成。所述的隔離耦合電路3由光電耦合器組成。所述的驅動控制電路2和隔離耦合電路3由光電隔離內帶功率驅動輸出 於一體的光電耦合器組成。所述的相位檢測電路4在交流正弦波電源調壓工作中檢測正弦波正負半 周的起始值以實現正負半周調壓，它可由電壓傳感器組成，也可由電壓互感 器組成。所述的續流/濾波電路5由續流部分和濾波部分二個緊密相聯的電路組成，它有三個電源端a'端、b'端、C'端和可選的續流控制輸入端，其中 續流部分可由開關管和二極體組成，濾波部分可由儲能電感和電容組成，續流部分是其中儲能電感的放電通路，它的a'端和b'端可以是雙向的也可以 是單向的調壓主電路電流通路，它的b'端和c'端可以組成雙向的也可以組成單向的儲能電感續流通路，在單向或直流電源調壓中可以不需要控制輸入端可直接由二極體組成儲能電感的續流通路。如圖2所示。所述的續流/濾波電路5的續流部分或由開關管和串入了反向抑制電感 的二極體組成，如由開關管Q5、 Q6和二極體D5、 D6以及串接的反向抑制電 感L2組成，或直接由單個二極體和串入的反向抑制電感L2組成，所述的濾 波部分由電感Ll和電容C2組成，GN5和GN6是開關管Q5、 Q6的控制輸入端。 本實施例的工作原理是在主控電路的控制作用下，將正弦波電源每一 周期中的高頻調壓P麗斬波周期數均分到周期分時執行電路中的開關管上， 使單個調壓開關管的工作頻率降低，從而降低調壓開關管的熱功耗。 本實施例的具體的工作過程如下主控電路的周期分時控制輸出口的各輸出端跟隨相位信號輸出控制，各 輸出端經光電隔離耦合通過控制驅動連接到對應周期分時控制執行電路的控 制輸入實行周期分時控制。當正弦波電源電流從L流向N的半周時稱正半周電源電流從Lin經周期分時執行電路的a端通過調壓IGBT開關管Ql和 Q3周期分時工作經二極體D2流向周期分時執行電路的b端，此時選擇電路l、 2端連接，故經儲能濾波電感L1到負載，經負載流向Nout，完成正半周的調 壓工作，在該正半周的周期分時工作過程如下參見圖6中的b圖。在第l、 3、 5、 7、 9、 11、 13、 15、 17……P麗周期期間控制了Q1開 關管工作，Q3、 Q2、 Q4處於關閉狀態；在第2、 4、 6、 8、 10、 12、 14、 16、 18 ......P麗周期期間控制了Q3開關管工作，Ql、 Q2、 Q4處於關閉狀態。同時L1續流迴路中的開關管受續流控制輸出口控制，跟隨正弦波電源的相位信號正負半周交替工作，在該電源周期下，Q5關閉，Q6導通。實施例二。如圖1、 3、 5、 6所示。一種周期分時控制電源調壓電路，包括周期分時執行電路1、控制驅動 電路2、隔離耦合電路3、相位檢測電路4和主控電路7，周期分時執行電路 1的輸入接電源輸入端Lin、 Nin，其控制輸入端接控制驅動電路2的輸出， 控制驅動電路2的輸入通過隔離耦合電路3與主控電路7的周期分時控制輸 出口相連，電源的輸入端Lin、 Nin接相位檢測電路4的輸入端，相位檢測電 路4的輸出端接主控電路7的相位信號檢測端；周期分時執行電路1的輸出 或者直接與續流/濾波電路5的輸入相連，續流/濾波電路5的輸出Loutl接 負載，負載的另一端接Nout構成迴路；周期分時執行電路1的輸出或者直接 與變壓器T的初級一端相連，初級另一端接Nout,變壓器T的次級作為調壓 輸出接負載;周期分時執行電路1的輸出或者通過選擇電路同時與續流/濾波 電路5和變壓器T相連。如圖1所示。所述的周期分時執行電路l由調壓開關管Q1'、 Q2'、 Q3'、 Q4' 二極體 Dl'、 D2'、 D3'、 D4'組成，Ql'的集電極接D1，的負極，Q2'的集電極接 D2'的負極，Q3'的集電極接D3'的負極，Q4'的集電極接D4'的負極，周 期分時執行電路l的輸入輸出a端由Q2'的發射極、Dl'的正極、Q4'的發 射極、D3'的正極相連接組成，周期分時執行電路1的輸入輸出b端由D2' 的正極、Ql'的發射極、D4'的正極、Q3'的發射極相連接組成，GN1'是 Ql'的控制輸入，GN2，是Q2，的控制輸入，GN3，是Q3，的控制輸入，GN4， 是Q4，的控制輸入，GN1，、 GN2，、 GN3，、 GN4'分別接主控電路7對應的輸 出端，如圖3所示。所述的控制驅動控制2或由專用驅動集成電路組成，或由分立元件電路 組成。所述的隔離耦合電路3由光電耦合器組成。所述的驅動控制電路2和隔離耦合電路3由光電隔離內帶功率驅動輸出 於一體的光電耦合器組成。13所述的相位檢測4在交流正弦波電源調壓工作中檢測正弦波正負半周的 起始值以實現正負半周調壓，它可由電壓傳感器組成，也可由電壓互感器組 成。所述的續流/濾波電路5由續流部分和濾波部分二個緊密相聯的電路組 成，它有三個電源端a'端、b，端、c'端和可選的續流控制輸入端，其中 續流部分可由開關管和二極體組成，濾波部分可由儲能電感和電容組成，續 流部分是其中儲能電感的放電通路，它的a'端和b'端可以是雙向的也可以 是單向的調壓主電路電流通路，它的b'端和c'端可以組成雙向的也可以組 成單向的儲能電感續流通路，在單向或直流電源調壓中可以不需要控制輸入 端可直接由二極體組成儲能電感的續流通路。所述的續流/濾波電路5的續流部分或由開關管和串入了反向抑制電感 的二極體組成，如由開關管Q5、 Q6和二極體D5、 D6以及串接的反向抑制電 感L2組成，或直接由單個二極體和串入的反向抑制電感L2組成，所述的濾 波部分由電感Ll和電容C2組成，GN5和GN6是開關管Q5、 Q6的控制輸入端。本實施例的工作過程和工作原理與實施例一大致相同。實施例三。如圖1、 4、 5、 6所示。一種周期分時控制電源調壓電路，包括周期分時執行電路1、控制驅動 電路2、隔離耦合電路3、相位撿測電路4和主控電路7，周期分時執行電路 1的輸入接電源輸入端Lin、 Nin，其控制輸入端接控制驅動電路2的輸出， 控制驅動電路2的輸入通過隔離耦合電路3與主控電路7的周期分時控制輸 出口相連，電源的輸入端Lin、 Nin接相位檢測電路4的輸入端，相位檢測電 路4的輸出端接主控電路7的相位信號檢測端；周期分時執行電路1的輸出 或者直接與續流/濾波電路5的輸入相連，續流/濾波電路5的輸出LoljU接 負載，負載的另一端接Nout構成迴路；周期分時執行電路1的輸出或者直接 與變壓器T的初級一端相連，初級另一端接Nout，變壓器T的次級作為調壓 輸出接負載;周期分時執行電路1的輸出或者通過選擇電路同時與續流/濾波 電路5和變壓器T相連。如圖1所示所述的周期分時執行電路l由調壓開關管Q1"、 Q2" 二極體D1"、 D2"、 D3"、 D4"組成，Dl"的負極、Ql"的集電極、Q2"的集電極和D3"的負極 相連接，D2的正極、Ql"的發射極、Q2"的發射極和D4"的正極相連接，周 期分時執行電路1的輸入輸出a端由Dl"的正極和D2"的負極相連接組成， 周期分時執行電路1的輸入輸出b端由D3"的正極和D4"的負極相連接組成， GN1"是Q1"的控制輸入，GN2"是Q2"的控制輸入，GN1"和GN2"分別接 主控電路7對應的輸出端，如圖4所示。所述的控制驅動控制2或由專用驅動集成電路組成，或由分立元件電路 組成。所述的隔離耦合電路3由光電耦合器組成。所述的驅動控制電路2和隔離耦合電路3由光電隔離內帶功率驅動輸出 於一體的光電耦合器組成。所述的相位檢測4在交流正弦波電源調壓工作中檢測正弦波正負半周的 起始值以實現正負半周調壓，它可由電壓傳感器組成，也可由電壓互感器組 成。所述的續流/濾波電路5由續流部分和濾波部分二個緊密相聯的電路組 成，它有三個電源端a'端、b，端、c'端和可選的續流控制輸入端，其中 續流部分可由開關管和二極體組成，濾波部分可由儲能電感和電容組成，續 流部分是其中儲能電感的放電通路，它的a'端和b'端可以是雙向的也可以 是單向的調壓主電路電流通路，它的b'端和c'端可以組成雙向的也可以組 成單向的儲能電感續流通路，在單向或直流電源調壓中可以不需要控制輸入 端可直接由二極體組成儲能電感的續流通路。所述的續流/濾波電路5的續流部分或由開關管和串入了反向抑制電感 的二極體組成，如由開關管Q5、 Q6和二極體D5、 D6以及串接的反向抑制電 感L2組成，或直接由單個二極體和串入的反向抑制電感L2組成，所述的濾 波部分由電感Ll和電容C2組成，GN5和GN6是開關管Q5、Q6的控制輸入端。上述實施例一、二、三中所涉及的主控電路7見圖5為一集成電路控制 晶片，可採用Xillnx公司生產的XC4000系列FPGA器件或其它公司的FPGA等相應的器件，加以輔助電路編程實現，也可參照圖5，製成非FPGA器件的 專用集成電路加以實現。FPGA(Field Programmable Gate Array)即現場可編程門陣列器件它是在 PAL、 GAL、 EPLD等可編程器件的基礎上進一步發展的產物。它是作為專用集 成電路(ASIC)領域中的一種半定製電路而出現的，既解決了定製電路的不足， 又克服了原有可編程器件門電路數有限的缺點。FPGA的使用非常靈活，只要 通過硬體語言描述編程不同的數據，就能方便的在同一電路晶片中實現不同 的任何數字功能的電路。該晶片通過[工作方式選擇]的設定，可適用於交流或直流電源，單路、 多路(三相)同步或非同步周期分時控制調壓輸出。控制晶片內部由電源單 元、時鐘源單元、復位信號單元、狀態顯示單元、工作方式選擇單元、調壓 數據並(串)行輸入接口單元、超溫保護單元、過載(短路)保護單元、相位信 號檢測單元、周期分時控制輸出單元、續流控制輸出單元、保護控制輸出單 元，共12個工作單元組成。各主要單元的功能如下工作方式選擇引腳名A0、 Al、 A2、 A3、 CE2。功能由AO、 Al、 A3、 A3的組合編碼，實現不同工作方式的控制。 CE2是工作方式設定的使能，當給其一個前沿觸發信號時，當前組合編 碼數據寫入內部。 編碼功能如下A3、 A2、 Al、 A0二0000停止工作，在此狀態下通過調壓數據並(串)輸入 接口，輸入相位角補償值；A3、A2、Al、A0::0001交流單相工作方式；A3、A2、Al、AO::0010交流兩相同步工作方式；A3、A2、Al、AO::0011交流兩相非同步工作方式;A3、A2、Al、A0=:0100交流三相同步工作方式；A3、A2、Al、AO::0101交流三相非同步工作方式;A3、A2、Al、A0=:0110直流單組工作方式；A3、 A2、 Al、 A0=0111直流同步兩組工作方式; A3、 A2、 Al、 A0二1000直流非同步兩組工作方式; A3、 A2、 Al、 A0二1001直流同步三組工作方式； A3、 A2、 Al、 A0二1010直流非同步三組工作方式 相位信號檢測引腳名LA、 NA; LB、 NB; LC、 NC三組(A組、B組、C組)連接到相位檢 測傳感器，實現三相制電源控制；功能在交流工作狀態下檢測當前正弦波交流電源電壓波形的相位，控 制各輸出口的輸出狀態，從而控制對應迴路的開關管工作或關閉；內部具有正負相位角補償，補償數據通過調壓數據並(串)行輸入接口輸 入相位角補償值，起到調壓輸出正負半周交域不失真的目的；電壓返饋輸入引腳名A—VI、 B—VI、 C—VI (A、 B、 C三路獨立輸入)從電源輸出中通 過相應的電路獲得輸出電壓電流信號值；功能在閉環工作方式下，根據對輸出電壓電流的設定數值，電路實時 監控返饋信號自動調節主控電路7的周期分時控輸出口 PWM佔空比值，使電 壓或電流恆定在設定的數值上。調壓數據並(串)行輸入接口-引腳名(DO-D7) 8位數據雙向並行口； TDI(雙向串行數據線)；TCK(雙 向串行時鐘線)；WE (寫數據使能，並串有效)；RD(INT有效時，讀數據使能， 並串有效)；CE1 (寫數據允許，並串有效)；PXS(並口或串口選擇)；G^(復位 後，低電平時電源調壓輸出軟起動，高電平時電源調壓輸出值直接跟隨調壓 數據)；功能該接口功能是通過並行口或串行口輸入當前電源電壓輸出的數據 值"0到255"，輸入數據的大小直接控制輸出電壓的高低；在有故障報警信 號(INT低電平)時，從並行口或串行口讀取報警內容的具體數據；在工作 方式選擇的編碼設定為"0000"有效時，(INT高電平狀態時)從並行口或串 行口輸入正負相位角補償值。時鐘源引腳名CLK，接外部晶體振蕩器； 功能是該晶片的內部時鐘源。 復位信號 引腳名RESET;功能低電平復位時，內部初始化，同時停止所有輸出口工作。 過載(短路)保護引腳名AI、 BI、 CI，連接到外部獨立的三路過載(短路)檢測傳感器; 功能對各自正在工作的迴路，過載或短路實時檢測，當發生過載或短 路時立即輸出保護控制，可設內部(延時自動調整)限流重起動輸出功能。 超溫保護引腳名Tl、 T2、 T3，連接到外部獨立的三路溫度檢測傳感器； 功能對各自正在工作的迴路，超溫實時檢測，超溫時立即關閉對應的 調壓迴路，可設延時(檢測)重起動。工作狀態指示引腳名INT、 A—LED、 B一LED、 C_LED;功能各檢測口檢測到過載、短路、超溫時，INT弓l腳立即輸出低電平(報警信號)，此時通過[調壓數據並(串)輸入接口]的並行口或串行口，(發RD讀信號)就可以從並行口或串行口讀到當前故障的具體內容；A—LED、 B—LED、 C—LED外接LED指示燈，各自獨立指示A、 B、 C三個迴路，工作正常 時對應迴路的指示燈常亮、過載或短路時對應迴路的指示燈高速頻閃、超溫 時對應的指示低速頻閃、正常工作時輸出電壓調到等於零時滅燈。周期分時控制輸出口 引腳名奇數周輸出L—Al、 N一A1 (A組)；L一B1、 N—Bl (B組);L—Cl、 N—Cl (C組)；偶數周輸出L—A2、 N一A2 (A組);L一B2、 N一B2 (B組);L—C2、 N—C2 (C組)，三組可同步或非同步調壓電壓輸出；功能該控制輸出口由對稱的雙組組成輸出P麗控制信號電壓，奇偶數 周期分時分別控制雙向調壓電路中對應的調壓幵關管實現高頻調壓。該控制輸出埠由[工作方式選擇]決定它的輸出工作方式，在正弦波交 流電源工作方式下，各組的L端和N端受相位信號檢測的控制，跟隨輸入電 源電壓的正負半周交替工作。續流控制輸出口引腳名LA一I、 NA—I (A組);LB一I、 NB一I (B組);LC一I、 NC一I (C組) 三組；功能該控制輸出口控制雙向續流開關電路中的開關管，在正弦波交流 工作方式下，各組的L端和N端在相位信號檢測的控制下，同步於對應的電 源正負半周交替工作，輸出工作方式由[工作方式選擇]決定。保護控制輸出口當檢測到過載(短路)是，與內部同時輸出保護控制 信號。電源引腳下名VCC1、 VCC2、 GND (連接外部供電電源); 功能該晶片電源輸入接口；綜觀實施例一、二、三，採用多個獨立控制迴路的開關管以並串接等方 式周期分時控制實現電源調壓，使單個開關管的工作頻率成倍的降低、從而 降低熱損耗及散熱成本，又進一步的確保了開關管實現高頻電源變換工作的 可靠性是本發明的核心內容。其中的周期分時控制技術方法的實現是基於FPGA(Field Programmable Gate Array)即現場可編程門陣列器件而設計出的一種新的交直流電源調壓 電路，本發明的周期分時控制調壓，是指在一個電源電流控制迴路中的高頻 P麗周期均分到二個或二個以上開關管上周期分時循環控制工作(使其中的 單個開關管工作頻率降低)，使調壓開關管的熱損耗下降。圖6是周期分時控制技術在正弦波電源調壓中的應用，每一正弦波內的高 頻P麗周期分時調壓主控電路7的周期分時控制輸出口有獨立的四路輸出 L—Al、 L—A2、 N—Al、 N—A2組成雙向調壓控制，其中L—Al、 L—A2完成L向調壓(L組)，N—Al、 N一A2完成N向調壓(N組)，圖6中的a圖是正弦波電源調壓的波 形，其中填充的部分為高頻P麗周期中的電流開通期，圖6中的b圖是L組和N組 周期分時控制輸出L一A1、 L—A2、 N_A1、 N一A2端的各輸出控制端工作時序波形， 其中LA1、 L一A2和N一A1、 N一A2經隔離耦合控制驅動電路2分別對應控制了四個 調壓開關管Q1、 Q3和Q2、 Q4，從圖6中的b圖可以看出在一個正弦波電源周期 內正負半周各由18個P1VM控制周期完成一周正弦波的調壓，在L周期間Q1分配 的P觀周期是1、 3、 5、 7、 9、 11、 13、 15、 17 (稱奇數周)Q3分配的P畫 周期是2、 4、 6、 8、 10、 12、 14、 16、 18 (稱偶數周)；同理在負半周 Q2分配的P麗周期是:1、 3、 5、 7、 9、 11、 13、 15、 17， Q4分配的P麗周期是: 2、 4、 6、 8、 10、 12、 14、 16、 18，顯然在每一方向電源電流迴路中的P麗周 期均分到了二個調壓開關管上，單個調壓幵關管的工作頻率降低了一半，如 果在每一方向電源電流迴路中並聯二個以上或更多個調壓開關管，調壓開關 管的工作頻率將隨調壓開關管的應用數量的增加而成倍的降低，調壓開關管 的工作頻率越低它的開通和關斷損耗就相對減小，工作溫度下降。實際中我 們發現(IGBT)調壓開關管在高頻下工作時，工作頻率的升高如果沒有非常 好的散熱裝置，溫度會急劇的上升，這種溫度的上升相比於周期分時控制遠 遠的大於分時控制的總損耗，所以採用周期分時控制技術，能有效的降低散 熱成本、電能損耗、提高調壓開關管工作時的可靠性，同時雙能增加電源回 路的工作頻率，從而進一步的提高工作效力。本發明的另一內容是可實現隔離或者非隔離調壓電路，可根據實際應用 的需要進行電路選擇，將圖l中選擇電路的連接點"1"和"2"連接起來("3" 不用)就是一個獨立的非隔離的電源調壓電路，或者將"1"和"3"連接起 來("2"不用)就是一個獨立隔離的電源調壓電路。本發明的另一內容是在主控電路7中設計了電壓返饋輸入功能，從電源 的輸出通過相應的電路連接到電壓返饋輸入，可實現隔離或者非隔離恆流、 恆壓、恆功率電源輸出電路。本發明未涉及部分均與現有技術相同或可採用現有技術加以實現。
權利要求
1. 一種周期分時控制電源調壓電路，包括周期分時執行電路(1)、控制驅動電路(2)、隔離耦合電路(3)、相位檢測電路(4)和主控電路(7)，其特徵是Lin、Nin是周期分時控制電源調壓電路的電源輸入接周期分時執行電路(1)的輸入，周期分時執行電路(1)的控制輸入端接控制驅動電路(2)的輸出，控制驅動電路(2)的輸入通過隔離耦合電路(3)與主控電路(7)的周期分時控制輸出口相連；相位檢測電路(4)的輸入端接電源的輸入端Lin、Nin，相位檢測電路(4)的輸出端接主控電路(7)的相位信號檢測端；周期分時執行電路(1)的輸出或者直接與續流/濾波電路(5)的輸入相連，續流/濾波電路(5)的輸出Lout1接負載，負載的另一端接Nout構成迴路；周期分時執行電路(1)的輸出或者直接與變壓器T的初級一端相連，初級另一端接Nout構成迴路，變壓器T的次級作為調壓輸出接負載；周期分時執行電路(1)的輸出或者通過選擇電路同時與續流/濾波電路(5)和變壓器T相連；所述的周期分時執行電路(1)在每一電源電流方向中Lin流向Nin或Nin流向Lin，其中至少要有二個不同時工作的開關管或相應的開關電路周期分時完成。
2、 根據權利要求1所述的周期分時控制電源調壓電路，其特徵是所述 的周期分時執行電路(1)由調壓開關管Q1、 Q2、 Q3、 Q4和二極體D1、 D2組成，Ql的發射極接Q2的發射極，Q2的集電極接Q4的集電極，Q4 的發射極接Q3的發射極，Q3的集電極接Ql的集電極，Dl的負極接Ql 和Q3的集電極，D1的正極連接到Q1、 Q2、 Q3、 Q4的發射極和D2的正 極，D2的負極接Q2和Q4的集電極，周期分時執行電路(1)的輸入輸出 a端由Ql、 Q3的集電極和Dl的負極相連接組成，周期分時執行電路(1) 的輸入輸出b端由Q2、 Q4的集電極和D2的負極相連接組成，GN1是Ql 的控制輸入，GN2是Q2的控制輸入，GN3是Q3的控制輸入，GN4是Q4 的控制輸入，GN1、 GN2、 GN3和GN4分別接主控電路(7)對應的輸出端。
3、 根據權利要求1所述的周期分時控制電源調壓電路，其特徵是所述的周期分時執行電路(1)由調壓開關管Q1'、 Q2'、 Q3'、 Q4'、 二極體Dl'、 D2'、 D3'、 D4'組成，Ql'的集電極接D1'的負極，Q2'的集電極接D2' 的負極，Q3'的集電極接D3'的負極，Q4，的集電極接D4'的負極，周期分 時執行電路(1)的輸入輸出a端由Q2'的發射極、Dl'的正極、Q4'的發 射極、D3'的正極相連接組成，周期分時執行電路(1)的輸入輸出b端由 D2，的正極、Ql'的發射極、D4'的正極、Q3'的發射極相連接組成，GN1' 是Q1，的控制輸入，GN2'是Q2，的控制輸入，GN3'是Q3，的控制輸入， GN4，是Q4，的控制輸入，GN1'、 GN2'、 GN3，、 GN4，分別接主控電路(7) 對應的輸出端。
4、 根據權利要求1所述的周期分時控制電源調壓電路，其特徵是所述 的周期分時執行電路(1)由調壓開關管Q1"、 Q2"、 二極體D1"、 D2"、 D3"、 D4"組成，Dl"的負極、Ql"的集電極、Q2"的集電極和D3"的負極相連 接，D2的正極、Ql"的發射極、Q2"的發射極和D4"的正極相連接，周期分 時執行電路(1)的輸入輸出a端由Dl"的正極和D2"的負極相連接組成， 周期分時執行電路(1)的輸入輸出b端由D3"的正極和D4"的負極相連接 組成，GN1"是Q1"的控制輸入，GN2"是Q2"的控制輸入，GN1"和GN2" 分別接主控電路(7)對應的輸出端。
5、 根據權利要求1所述的周期分時控制電源調壓電路，其特徵是所述的控制 驅動控制(2)或由專用驅動集成電路組成，或由分立元件電路組成。
6、 根據權利要求1所述的周期分時控制電源調壓電路，其特徵是所述的隔離 耦合電路(3)可由光電耦合器組成。
7、 根據權利要求1所述的周期分時控制電源調壓電路，其特徵是所述的驅動 控制電路(2)和隔離耦合電路(3)可由光電隔離內帶功率驅動輸出於一體 的光電耦合器組成。
8、 根據權利要求1所述的周期分時控制電源調壓電路，其特徵是所述的相位 檢測電路(4)在交流正弦波電源調壓工作中檢測正弦波正負半周的起始值以 實現正負半周調壓，它可由電壓傳感器組成，也可由電壓互感器組成。
9、 根據權利要求1所述的周期分時控制電源調壓電路，其特徵是所述的續流/濾波電路(5)由續流部分和濾波部分二個緊密相聯的電路組成，它有三個電源端a，端、b'端、c，端和可選的續流控制輸入端，其中續流部分可由開關管和二極體組成，濾波部分可由儲能電感和電容組成，續流部分是其中儲能電感的放電通路，它的a'端和b'端可以是雙向的也可以是單向的調壓 主電路電流通路，它的b'端和c'端可以組成雙向的也可以組成單向的儲能 電感續流通路，在單向或直流電源調壓中可以不需要控制輸入端可直接由二 極管組成儲能電感的續流通路。
10、根據權利要求l所述的周期分時控制電源調壓電路，其特徵是所述的續 流/濾波電路(5)的續流部分或由開關管和串入了反向抑制電感的二極體組 成，或開關管Q5、 Q6和二極體D5、 D6以及串接的反向抑制電感L2組成，或 直接由單個二極體和串入的反向抑制電感L2組成，所述的濾波部分由電感 Ll和電容C2組成，GN5和GN6是開關管Q5、 Q6的控制輸入端。
全文摘要
一種周期分時控制電源調壓電路，包括周期分時執行電路(1)、控制驅動電路(2)、隔離耦合電路(3)、相位檢測電路(4)和主控電路(7)，其特徵是周期分時執行電路(1)的輸入接電源輸入端，其控制輸入端接控制驅動電路(2)的輸出，控制驅動電路(2)的輸入通過隔離耦合電路(3)與主控電路(7)的周期分時控制輸出口相連，相位檢測電路(4)的輸入端接電源的輸入端，相位檢測電路(4)的輸出端接主控電路(7)的相位信號檢測端；所述的周期分時執行電路(1)的每一電源電流方向中至少要有二個獨立控制輸入迴路的開關管組成。本發明能有效的降低電源變換設備的溫升，使主迴路中的工作開關管工作時的管溫降低，進一步提高了開關管應用的可靠性，同時降低了能耗和成本。
文檔編號H02M1/00GK101262171SQ20081009662
公開日2008年9月10日 申請日期2008年4月29日 優先權日2007年5月8日
發明者韓臘生 申請人:韓臘生