塊空時分組編碼的dft-s-ofdm傳輸方法和裝置的製作方法
2023-05-28 15:18:06
專利名稱：塊空時分組編碼的dft-s-ofdm傳輸方法和裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及單載波FDMA傳輸技術，特別涉及一種基於塊空時分組編碼的DFT-S-OFDM的傳輸方法和裝置。
背景技術：
在LTE寬帶移動通信系統中，3GPP確定上行鏈路採用基於DFT-S-OFDM的單載波FDMA傳輸方案，與OFDM傳輸方案相比，DFT-S-OFDM傳輸方案具有低峰均比及在頻域保持用戶正交的特性。但最近研究表明基於單天線的DFT-S-OF匿傳輸方案不能利用多天線提供空間發射分集增益來提高鏈路傳輸的可靠性，也不能利用多天線提供空間復用增益來提高鏈路的傳輸容量。因此在3GPP最近啟動LTE-Adv研究計劃中，眾多公司希望在LTE-adv系統上行鏈路採用多天線發射技術。 目前，存在兩種基於多天線的DFT-S-OF匿傳輸方案。 一種是基於空頻分組編碼(SFBC)的DFT-S-OFDM傳輸方案，另一種是基於空時分組編碼(STBC)的DFT-S-OFDM傳輸方案。下面簡單介紹這兩種多天線DFT-S-OFDM傳輸方案。 圖1為基於兩發射天線的SFBC-DFT-S-OF匿系統發射機及接收機框圖。在發射機中，調製器輸出復符號序列以長度L為單位進行分組，分組長度L與系統分配給用戶的子信道(子載波)數目相同，第k個調製符號分組記為xk = [Xu， xk,2， xk,3， xk,4， . . . ， xk, JT，第k個調製符號分組通過L點DFT預處理後表示為Xk = [Xka， Xk,2， Xk,3， Xk,4， . . . ， Xk, JT， Xk送入空頻分組編碼器(SFBC)進行空頻二維編碼，空頻分組編碼器輸出碼字矢量記為
Xi" = [&,,, ' , 4,4 ,..., A乂 ]7及Xi2) = [-<2 ,《,,,—<4 ,《,3 ,…，—X",《丄—,。將碼
字矢量Xk(1)映射到第1發射通路的L個連續子信道傳輸，將碼字矢量Xk(2)映射到第2發射通路的L個連續子信道傳輸，且兩個通道使用的L個子信道相同。 在接收機中，來自天線的射頻信號經射頻及中頻單元處理，經採樣後形成數字基帶信號，數字基帶信號首先移除循環前綴，然後進行W點FFT變換處理，隨後接收機在系統分配的L個子信道接收信號，並在頻域進行合併與均衡處理，最後通過L點IDFT運算將信號轉換為時域，並通過逐符號最大似然檢測獲得發射復符號序列的估計值。
與單天線DFT-S-OFDM系統相比，基於SFBC編碼的DFT-S-OFDM系統優點為，接收機線以線性運算複雜度獲得滿發射分集增益，而基於SFBC編碼的DFT-S-OF匿系統存在問題是，在發射機進行空頻分組編碼時，依據Xk構造的兩個空頻碼字矢量Xk(1)及X,)中，碼字矢量&(2)與輸入矢量Xk存在顯著差異，破壞了原信號Xk的低峰均比特性。
圖2為基於兩發射天線的STBC-DFT-S-OF匿系統發射機及接收機框圖。在發射機中，調製器輸出復符號序列以長度L為單位進行分組，分組長度N與系統分配給用戶子信道(子載波)數目相同，第k個調製符號分組表示為xk = [Xu， xk,2， xk,3， xk,4， ， xk, JT，第k個調製符號分組通過L點DFT預處理後表示為Xk = [Xka， Xk,2， Xk,3， Xk,4， . . . ， Xk, JT， DFT預處理後信號Xk送入空時分組編碼器(STBC)進行空時二維分組編碼。在空時分組編碼器中，編碼以兩個連續的符號{Xu， Xk,i+1}為單位進行，具體地，兩個連續符號Xu和Xk,2按照以下方式進行，在時刻k輸出編碼符號和Xu，在時刻k+1輸出編碼符號_Xk,2*和Xka*，並將Xka和_Xk,2*輸出到一條發射通路，將Xk,2和Xu*輸出到另一條發射通路上。其他符號組也採用類似方法進行空時分組編碼。所有編碼輸出進一步構成空時分組編碼的碼字矢量，如圖2所示，在第k時刻第1及第2個發射通路輸出碼字矢量分別記為
X ) ^^^^^,...;f及X(/) =[Zw,XM,...;f ，在第k+1時刻第1及第2發射天線輸出碼字矢
量記為X^ =[—《,2,—X:,4,…]7及X[2+)，最後將第k及第k+1時刻輸出碼字矢量映射到系統分配的L個連續子信道傳輸。 在接收機中，STBC-DFT-S-OFDM接收機工作原理與SFBC-DFT-S-OFDM接收機基本相同，差異僅在於合併處理方式的不同。因此不再贅述。 與單天線DFT-S-OFDM系統相比，基於空時分組編碼的DFT-S-OFDM系統也可以以線性運算複雜度獲得滿發射分集增益，但是，根據Xk = [Xu， Xk,2， Xk,3， Xk,4， . . . ， Xk, J1構造
得到的空時碼字矢量X!" =[^,^，3,..了《)=[^,2,^,4,...]7' 、X^ =[-《,2,-<4，...]7及
=[《,1,《,3,...]7破壞原xk信號的頻域特性，因此也將改變信號時域峰均比特性。
發明內容
有鑑於此，本發明提供一種基於塊空時分組編碼的DFT-S-OF匿傳輸方法和裝
置，該傳輸方案能夠在充分利用多天線系統提供發射分集增益的同時，保持傳輸方案具有DFT-S-0FDM系統的低峰均比特性。 為實現上述目的，本發明採用如下的技術方案 —種基於塊空時分組編碼的DFT-S-0F匿的發送方法，包括 將離散傅立葉變換DFT在兩個相鄰時刻k及k+l輸出的信號矢量{Zk， Zk+1}同時送入塊空時分組編碼，且以信號矢量為單位進行塊空時分組編碼，在所述相鄰兩個時刻的前一時刻k輸出兩個碼字矢量{Zk， Zk+J，在所述相鄰兩個時刻的後一時刻k+1輸出另兩個碼字矢量{_Zk+1*， Zk*}; 將塊空時分組編碼輸出的碼字矢量Zk和-Zk^送入第一發射通路並進行子信道映射、逆快速傅立葉變換IFFT、插入循環前綴、中頻及射頻發射處理；將塊空時分編碼輸出的碼字矢量Zk+1和Zk*送入第二發射通路並進行子信道映射、逆快速傅立葉變換IFFT、插入循環前綴、中頻與射頻發射處理。 —種基於塊空時分組編碼的DFT-S-0F匿發射機，包括調製器、DFT預處理器、塊空時分組編碼器、第一映射器、第二映射器、第一 IFFT處理器、第二 IFFT處理器、第一循環前綴插入器、第二循環前綴插入器、第一中頻與射頻處理器、第二中頻與射頻處理器、第一發射天線和第二發射天線， 所述DFT預處理器，用於將在兩個相鄰時刻k及k+l產生的信號矢量{Zk，Zk+1}同時送入所述塊空時分組編碼器； 所述塊空時分組編碼器，用於接收所述DFT預處理器的信號矢量{Zk，Zk+1}，且以信號矢量為單位進行塊空時分組編碼，在所述相鄰兩個時刻的前一時刻k輸出兩個碼字矢量{Zk， ZkJ，在所述相鄰兩個時刻的後一時刻k+l輸出另兩個碼字矢量{_Zk+1*， Zk*};其中，將
6碼字矢量Zk和-Zk^輸出給所述第一映射器，將碼字矢量Zw和Zj輸出給所述第二映射器。
—種基於塊空時分組編碼的DFT-S-0F匿接收方法，包括 來自每根接收天線的射頻信號經射頻、中頻處理、採樣、循環前綴移除、快速傅立
葉變換FFT和解映射，得到兩個接收信號矢量Yk(n)和Y
(n)
1，2，
，N，N為接收天線
總數；對每根接收天線，將k時刻接收信號矢量Yk(n)和k+l時刻接收信號矢]
(n)
的共軛
^ +
,按列排列形成每根接收天線的修正接收信號Y'。=
(")
Y
A + l
所有接收天線的修正接收
信號按列排列形成總的修正接收信號Y =
Y'
Y'— 根據每根發射天線與每根接收天線間各個子信道的頻率響應構造等效信道矩陣
h
h' 其中，h',
h,
h2
Hm
diag(Hm,n(l)，Hm,n(2)，…，H邁,n(j)，
Hm
Hm,n(j)代表第m個發射天線到第n個接收天線的第l個子信道的頻率響應，m = l或2， 1=f (j)為發射信號時在任一發射通路內的信道映射關係，1為映射到的子信道編號，j為所述任一發射通路內碼字矢量的第j個分量，j = 1， . . . ， L， L為發射信號DFT變換的點數；
計算所述等效信道矩陣的共軛轉置與所述總的修正接收信號之積，將乘積結果作為等效接收信號f = h"Y;
, 1 利用
1
—
計算發射端信號矢量Zk和Zw的估計值，其中，a (j)
=(lHu(j)卩+lHu(j) 12+….+lHLn(j) |2+|H2,n(j) 12+….+lHu(j) |2+|H2,N(j) | 2) ，&,及《,分別為《及^的第j個分量，《和義分別為f的前N個分量和後N個分量所構成的信號矢量； 對所述發射端信號矢量Zk和Zk+1的估計值進行逆傅立葉變換IDFT，再進行檢測得
到發射符號的估計值。 較佳地，當接收天線為1根時， 總的修正接收信號為Y =
V(i)
1,' ' 1
，等效矩陣為h-
Hi
h:
h2
L2'l "1，
計算發射端信號矢量估計值的方式為
利用
7formula see original document page 8計算發射端信號矢量的估計值。 較佳地，當接收天線為2根時， 總的修正接收信號為Y二
formula see original document page 8，等效矩陣為h二 計算發射端信號矢量估計值的方式為利用
formula see original document page 8
L計算發射端信號矢量的估計值，其中，a (j) = (lHu(j) |2+|H2a(j)卩+lHu(j) |2+|H2,2(j) l2)。 —種基於塊空時分組編碼的DFT-S-0F匿接收機，包括與N根接收天線一一對應的N個接收器、N個循環前綴移除器、N個FFT處理器、N個解映射器、合併處理器、均衡器、IDFT處理器和解調器； 任一接收器，用於接收發送端發送的信號，並進行射頻、中頻以及採樣處理後輸出給與其相連的循環前綴移除器； 任一循環前綴移除器，用於從接收的信號中移除循環前綴，並輸出給與其相連的FFT處理器； 任一 FFT處理器，用於對接收的信號進行FFT處理，並輸出給與其相連的解映射器； 任一解映射器，用於對接收的信號按照與發送端相應的方式進行解映射，得到兩個接收信號矢量Yk(n)和Yk+1(n)， n為本解映射器對應的接收天線編號； 所述合併處理器，針對每根接收天線，將k時刻的接收信號矢量Yk(n)和k+1時刻對
接收信號矢量^+,)的共軛 按列排列形成每根接收天線的修正接收信號Y、=
l"
將所有接收天線的修正接收信號按列排列形成總的修正接收信號formula see original document page 8
;根據每根發射天線與每根接收天線間各個子信道的頻率響應構造等效信道矩陣11 =
formula see original document page 9，並輸出
給與其相連的均衡器，其中，h、二formula see original document page 9
diag(H邁,n(l)， Hm,n(2)，
formula see original document page 9
n(j)， ...Hm,n(N))， Hm,n(j)代表第m個發射天線到第n個接收天線的第l個子信道的頻率響應，m二 1或2，1 = f(j)為發射信號時在任一發射通路內編碼輸出碼字的子信道映射關係，1為映射到的子信道編號，j為所述任一發射通路內編碼輸出碼字的第j個分量，j =1， . . . ， L， L為發射信號時DFT變換的點數；計算所述等效信道矩陣的共軛轉置與所述總的修正接收信號之積，將乘積結果作為等效接收信號f = hWY ，並輸出給與其相連的均衡器；
一 1 所述均衡器，接收等效接收信號和等效信道矩陣H，利用
formula see original document page 9
+ |Hu(j) |2+|H2,和後N個分量所
formula see original document page 9
計算發射端信號矢量的估計值，並輸出給與其相連的IDFT處理器，其中，
a (j) = (lHu(j)卩+lHu(j) 12+….+lHLn(j) |2+|H2,n(j) |2+..N(j) m及il,分別為義及^的第j個分量，f,和A分別為f的前N個分構成的矢量； 所述IDFT處理器，用於對接收的信號進行逆離散傅立葉變換IDFT，並將變換結果輸出給與其相連的解調器； 所述解調器，用於對接收信號進行解調得到發射符號的估計值。
由上述技術方案可見，本發明中，在發送端，將經過DFT預處理得到的第k和k+1時刻的信號矢量{Zk， Zk+1}同時送入塊空時分組編碼器進行空時二維編碼，具體而言，在時刻k得到兩個碼字矢量{Zk， ZkJ，在時刻k+l得到另兩個碼字矢量{_Zk+1*， Zk"，將時刻k得到的碼字矢量Zk和時刻k+1得到的碼字矢量_Zk+1*送入第一發射通路，並經子信道映射、IFFT運算、插入循環前綴和發射處理；將時刻k得到的碼字矢量Zk+1和時刻k+1得到的碼字矢量ZJ送入第二發射通路，並經過子信道映射、IFFT運算、插入循環前綴和發射處理。以此方式， 一個方面通過塊空時分組編碼使得信號在兩個發射通路上進行傳輸，從而獲得空間發射分集增益；另一方面，塊空時分組編碼以矢量形式進行空時二維編碼，避免編碼碼字矢量頻域特性的改變，從而保證塊空時分組編碼的DFT-S-OFDM系統具有低峰均比特性。
在接收端，接收機在每個傳輸通路的k及k+1時刻接收信號並進行信道估計，並按照發送端空時分組編碼的方式，利用接收信號與各個子信道的信道估計構造總的修正接收信號和系統等效信道矩陣，再利用該總的修正接收信號和系統等效信道矩陣計算等效接收信號，並計算預處理信號的估計值，對該估計值進行IDFT處理後得到發射符號的估計值，完成信號檢測。
圖1為基於兩發射天線的SFBC-DFT-S-OFDM系統的發射機及接收機框圖。 圖2為基於兩發射天線的STBC-DFT-S-OFDM系統發射機及接收機框圖。 圖3為本發明提供的BST-DFT-S-OFDM發射機具體結構示意圖。 圖4為本發明提供的BST-DFT-S-OFDM接收機具體結構示意圖。 圖5為QPSK調製方式下單天線DFT-S-OFDM、單天線OFDM、 STBC-DFT-S-OFDM、
SFBC-DFT-S-OFDM及本發明BST-DFT-S-OFDM系統的峰均比性能比較示意圖。 圖6為16QAM調製方式下單天線DFT-S-OFDM、單天線OFDM、STBCDFT-S-OFDM、SFBC
DFT-S-OFDM及本發明BST-DFT-S-OFDM系統的峰均比性能比較示意圖。 圖7為兩發射天線單接收天線SFBC-DFT-S-OFDM、 STBC-DFT-S-OFDM及
BST-DFT-S-OF匿系統在低速TU信道環境下的比特差錯性能比較示意圖。 圖8為兩發射天線兩接收天線SFBC-DFT-S-OFDM、 STBC-DFT-S-OFDM及
BST-DFT-S-OFDM系統低速TU信道環境下的比特差錯性能比較示意圖。 圖9為兩發射天線四接收天線SFBC-DFT-S-OFDM、 STBC-DFT-S-OFDM及
BST-DFT-S-OFDM系統低速TU信道環境下的比特差錯性能比較示意圖。
具體實施例方式
為使本發明的目的、技術手段和優點更加清楚明白，以下結合附圖對本發明做進一步詳細說明。 本發明的基本思想是在發送端對DFT預處理後信號進行塊空時分組編碼時，不同於傳統空時分組編碼，本發明以矢量形式對DFT預處理後信號矢量在空時二維進行編碼，並保持編碼後碼字矢量的低峰均比特性，以下將上述分組編碼方式稱為塊空時分組編碼(BST)，本發明提供的系統稱為BST-DFT-S-OFDM。 圖3為本發明中BST-DFT-S-OF匿發射機的具體結構圖。如圖3所示，該發射機包括調製器、DFT預處理器、塊空時分組編碼器、第一映射器、第二映射器、第一 IFFT處理器、第二 IFFT處理器、第一循環前綴插入器、第二循環前綴插入器、第一中頻與射頻處理器、第二中頻與射頻處理器、第一發射天線和第二發射天線。本發明的兩發射天線的DFT-S-OF匿發送方法可以在圖3所示的發射機中實施。下面就具體介紹利用該發射機的發送具體流程。 首先，信源輸出的比特信息送入信道編碼器進行信道編碼，信道編碼輸出送入調製器進行符號調製，調製器輸出的復符號以長度L為單位進行分組，分組長度L與系統分配
給用戶子信道(子載波)數目相同，第k個調製符號分組記為ZkE [Zu，Zu，...，Zk,i，...，
zk, jt，其中，zk,i代表第k個調製符號分組中第i個調製符號，zk經L點DFT預處理後輸出信號矢量記為Zk三[Zu， Zk,2， . . . ， Zk, j， . . . ， Zu]t， Zk與zk為離散傅立葉變換關係 、,5|x,.f—'——，.一i,...，a (i) 第k及k+1時刻DFT預處理後的信號矢量{Zk， Zk+1}同時進入塊空時分組編碼器進行空時二維的編碼處理。 不同於基於STBC-DFT-S-OF匿所採用的空時分組編碼，本發明在塊空時分組編碼
10時以信號矢量為單位進行。具體地，將兩個信號矢量Zk和Zk+1作為一組進行編碼，在k時刻得到兩個碼字矢量Zk和Zk+1，在k+1時刻得到另兩個碼字矢量_Zk+1*和Zk*。在第k時刻，將碼字矢量{Zk， Zk+1}中的第一碼字矢量Zk送入第1個發射通路傳輸，將第二碼字矢量Zw送入第2個發射通路傳輸；在第k+1時刻，將碼字矢量{_Zk+1*，Zk*}中的第一碼字矢量_Zk+1*送入第1個發射通路傳輸，將第二碼字矢量Zk*送入第2個發射通路傳輸，以上過程參見圖3所示。 在頻率域內，對信號的共軛運算可等效為相應時域信號在時域的循環移位運算，因此對頻域信號進行共軛運算不改變信號的時域峰均比特性；此外，在頻率域內，對頻域信號進行取負號運算也不會改變時域信號的峰均比特性，可見，依照本發明中塊分組編碼方式，輸出碼字矢量{Zk， Zk+1， _Zk+1*， Zk*}與編碼輸入信號矢量{Zk， Zk+1}在時間域具有相同峰均比特性。 將塊空時分組編碼後的碼字矢量送入發射通路後按照以下方式處理 塊空時編碼後的碼字矢量通過信道映射器映射到系統分配的L個連續子信道傳
輸，映射器輸入與輸出關係表示為 Xka = Zk,j， 1 = f (j) ， j = 1， ， L (2) 其中，f。)代表映射函數，(2)表明信號Zk,j映射到第{1|1 = f(j)，j = l，...，
L}個子信道傳輸。將第1發射通路第k及k+1時刻映射後信號Xk及-&+1*、第2發射通路第k及k+1時刻映射後信號Xk+1及Xk*依次送入IFFT處理器、循環前綴插入器及中頻與射頻處理器，最後分別送入兩個天線發射。 上述即為本發明中BST-DFT-S-OF匿發射機的具體構成以及具體的信號發送方式。 接下來，對本發明提供的針對上述發送信號進行的接收檢測過程以及接收機進行詳細描述。 圖4為本發明提供的BST-DFT-S-OF匿接收機的具體結構示意圖。如圖4所示，該接收機包括N個接收器、N個循環前綴移除器、FFT處理器、N個解映射器、合併處理器、均衡器、IDFT處理器和解調器。其中，N代表接收天線數目。本發明的兩發射天線的DFT-S-OF匿接收方法可以在圖4所示的接收機中實施。下面就具體介紹利用該接收機進行信號接收檢測的具體流程。 由圖4可見，接收機中合併處理器前存在N個接收通路，每個接收通路對應一根接收天線。在進行信號接收處理時，每個接收通路的處理方式相同，這裡以其中一個接收通路為例進行介紹。 具體地，接收器在第k及k+l時刻接收來自天線的射頻信號，並經射頻、中頻處理後進行採樣得到數字基帶信號，再利用循環前綴移除器對數字基帶信號移除循環前綴，然後通過FFT處理器進行W點的FFT變換處理，最後由解映射器提取L個子信道的接收信號，其中，解映射方式與發射端的映射方式相對應。設第n個接收通路第k及第k+l時刻解映射器輸出信號矢量表示為[YkW，Yk+，]T，其中，Y" E[C^,…l2),…,d)f ,Yk,/n)代表第n個接收通路第k時刻第1個子信道接收到的信號。 如上即得到各個接收通路的傳輸信號，將這些傳輸信號送入合併處理器中。接下來，利用合併處理器和均衡器對各個子信道傳輸信號進行合併處理和均衡，得到預處理信
11號矢量Zk和Zk+1的估計值，然後在IDFT處理器中對所述估計值進行L點的IDFT運算得到^和^+,，最後，在解調器中分別對矢量^和矢量^+,的每分量進行最大似然檢測可得到發射
符號Zk和Zk+1的估計^三[^.pf4,2,…，&,，…,4乂]和^ + 1三[4+1,1,4+|,2，""4+1,,'"',4+1,/.] °如
果發射機在調製器前使用信道編碼器，則在接收端依據^和^+,可獲得發射符號的軟判決信息，軟判決信息進一步送入信道解碼器後可得到發射比特序列的估計值。 下面推導合併處理器和均衡器的工作原理。
(i)
及Yk
考慮單個接收天線情況，此時n取值為l，則Y:
《,,=""- (力z:+,j.+《L
其中，Hm,n(j)代表第m個發射天線到第n個接收天線第{1N}個子信道的頻率響應。將所有子信道接收信號表示為矢量形式
(i)主-
表示為
(3)
f(j)， j :
1，
Y
H,,Z,,+H，,Zt,,+N
0)(i) Y)1)-其中HM:2)"《')，…'0' ,Hm,n=diag(Hm,n(l)，Hm,n(2)，,
2),...,Ag，...A^]\ (4)進一步整理得到(i)
，H邁,n(j)，…H邁
(5)合併為矩陣形式
+ N
(i)*4+i
_ V(i)—H2J、一+
———h;'-h;j《
(6)
(6)式進一步表示為Y = HZ+N (7) 其中，Y三
V(i)
v(i)-
、H三
H
、Z
乙,
z
，w
《;
，進一步由Y構造信號
Y:
Y = HWY
利用HHH矩陣運算結果，(8)進一步表示為
Zr,J 三,l 0
0 *
(9)進一步化簡為
(8)
f2
H,'Iin +H2IH2J
「 A ，
+
A一
(9)
$ =(H;,HU+!!;,,112:
Y2 = H:,H,j+H;H2
考慮到UHu+HjHu為對角矩陣，且其第j個對角元素為(lHu(j) |2+|H2
12
則(10)進一步化簡為標量形式 formula see original document page 13 其中，^及il,分別為f,及義的第j個分 及Zk+^的估計值
:l,…,iV (ID
對(11)進行標量均衡後得到信號Zk,j
formula see original document page 13其中，O 2為i^ ,》2，噪聲方差。如前所述，進一步對^ =[《"^,2,…4,，…,^,1
進行L點的IDFT運算可以得到^ =[5^,^,2,..4,,，最後分別對^矢量每個分量進行 最大似然檢測可得到發射符號zk的估計^ E[^,，^"...,5^了 ，如果發射機在調製器
前使用信道編碼器，則在接收端依據^可獲得發射符號的軟判決信息，軟判決信息進一步 送入信道解碼器後可得到發射比特數據的估計值。 由上述推導過程可見，可按照公式(8)利用信號Yk(1)、Yk+1(1)和信道信息Hu、H^進 行合併處理，得到修正信號S和義，再按照公式(12)對修正信號^和A進行均衡，從而獲取 Zk,j及Zw,j的估計值。 具體接收機中通過合併處理和均衡算法得到Zk,j及Zk+1， j估計值的方式可以總結 為 確定第k時刻第1接收通路L個子信道接收信號Yk(1);確定第k+l時刻第1接收 通路L個子信道接收信號Yk+1(1)及共軛信號Y^,，並將接收信號Yk(1)和共軛信號Y^"按列排
列形成修正接收信號Y的形式，即Y =formula see original document page 13
;根據每根發射天線與接收天線間各個子信道
的頻率響應構造等效信道矩陣hformula see original document page 13 計算等效信道矩陣的共軛轉置與修正接收信號之積，將乘積結果作為等效接收信
號f = h"Y; 利用公式(12)計算發射端信號矢量Zk和Zk+1的估計值。 上述即為單接收天線情況下接收端對基帶信號進行處理和檢測的具體方式。單接 收天線的上述接收原理可以推廣到2/4/8個接收天線的情況。下面以兩根接收天線為例進 行說明。 其中，合併處理器和均衡器之前及之後的處理如前所述，針對每根接收天線對應 的接收通路進行相同的處理。下面具體推導兩根接收天線下合併處理器和均衡器中的具體合併處理及均衡方式。 接收機在第1個接收天線在第k及第k+l時刻的基帶接收信號表示為 為
-V(l)
、+i
h
h
-h:
z
+
N
a)
N
(13)
同理可得到，接收機在第2個接收天線在第k及第k+l時刻的基帶接收信號表示
(14)
Y
(2)
v(2)*
h
1,2
h—
h，
l2
-h:
Z
+
N
(2)
N
u)*
(13)及(14)進一步表示為矩陣形式
一 V(l)— 星ih2, _
V(')* 、+ih;i《、+《；
V(2) I/thl2《)
V(2)* _ " + l —h;2-H;2
(15)
(15)式簡化形式為 Y = HX+N (16) 射 h =
Hi,ih2j
h22
h;2-h;2
(17)
利用H矩陣特性，構造以下接收信號矢: =hhhx + hWN
利用HHH特性(18)表示為:
—A 0 —、.+
—義一0 A一&2
考慮到A為LXL對角陣，且其第j個對角元素為a (j) = (lUj) 12+1 H2 Jj) P+lHu(j) |2+|H2,2(j)卩)。(20)顯示給出矢量表達式可進一步化簡為標量形式
其中，A = h;.,h,, + h; ,h2,, + h;,2hu + h;,2h
(18) (19)
22。 (19)式進一步化簡為 其中，};/及1/2,/分別為$及義的第j個分，
(21 )
對(21)分別進行標量均衡處理
14formula see original document page 15 進一步對預處理信號矢量的估計值^^「4,，2w,
進行L點的IDFT
運算得到^=[^1,^2,...&,,...,^,,]7'，最後分別對^的每個分量進行最大似然檢測可得到發
射符號zk的估計^ = 、,,&2，...,^,...,L」，如果發射機在調製器前使用信道編碼器，則
在接收端依據^可獲得發射符號的軟判決信息，軟判決信息進一步送入信道解碼器後可得到發射比特數據的估計值。 由以上推導過程可見，可以按照公式(18)利用信號Yk(1)、Yk+1(1)、Yk(2)、Yk+1(2)和信道
信息Hu、Hu、Hu、H^進行合併處理，得到修正信號f, 、 f2 ，再按照公式(22)對修正信號
f,和義進行均衡，從而獲取Zk,j及Zk+1,j的估計值。後續IDFT處理器和解調器的處理可以採
用與現有相同的方式進行。具體在合併處理器和均衡器中的合併及均衡處理可以總結為
確定第k時刻第1接收通路L個子信道接收信號Yk(1)和第2接收通路L個子信道
接收信號Yk(2);確定k+1時刻第1接收通路L個子信道接收信號Yk+1u)及共軛信號y^'、第
(i)
2接收通路L個子信道接收信號和Yk+1(2)的共軛信號y,
,(2)*4+1 將第1個接收通路k時刻的接收信號Yk(1)和共軛信號y^'按列排列形成該接收通
路的修正接收信號Y'"即y',二
formula see original document page 15
，將第2個接收通路k時刻的接收信號Yk(2)和確定
的共軛信號(2),按列排列形成該接收通路的修正接收信號Y'formula see original document page 15 將兩個接收通路的修正接收信號Y' JPY' 2按列排列形成總的修正接收信號Y，formula see original document page 15 按照發射端進行塊空時分組編碼以及輸出編碼碼字矢量的方式，根據每根發射天
線與接收天線間各個子信道的頻率響應構造等效信道矩陣h 計算等效信道矩陣的共軛轉置與總的修正接收信號之積，將乘積結果作為等效接收信號f = h"y; 利用公式(22)計算預處理信號矢量Zk和Zk+1的估計值。 上述即為兩根接收天線下接收端對各個子信道接收信號進行處理和檢測的具體方式。由前述的單接收天線的處理以及上述兩根接收天線的處理可見，對於N根接收天線的情況，接收及檢測處理可以如下進行 每根接收天線在相鄰兩個時刻k和k+l進行信號接收、射頻及中頻處理、循環前綴
1，2， ，
移除、快速傅立葉變換FFT和解映射，得到兩個接收信號矢量Yk(n)和Yk+1(n)， n
N ; 對每根接收天線，將k時刻的接收信號矢量Yk(n)和k+l時刻接收信號矢量的共軛(、,按列排列形成每根接收天線的修正接收信號Y' n，即Y、
Y(")* n 將所有接收天線的修正接收信號按列排列形成總的修正接收信號Y，即Y',
Y
A:+l
Y =
Y'—
Y' 根據每根發射天線與每根接收天線間各個子信道的頻率響應構造等效信道矩陣
h =
h'
h'
，其中，
diag(H邁,n(l)， H邁,n(2)，…，H邁,n(j)，
h,
h
2,'
h:
n(N))， Hm,n(j)代表第m個發射天線到第n個接收天線的第l個子信道的頻率響應，m= 1或2，1 = f (j)為發射信號時在任一發射通路內分組編碼輸出碼字矢量的子信道映射關係，1為映射到的子信道編號，j為所述任一發射通路內分組編碼輸出碼字矢量的第j個分量，j = 1， . . . ， L， L為發射信號時DFT變換的點數； 計算所述等效信道矩陣的共軛轉置與所述總的修正接收信號之積，將乘積結果作為等效接收信號f = hWY;
一 1 利用
1
計算信號矢量的估計值，其中，a (j) = (ll
"j)卩+lHu(j) 12+.…+lHLn(j) |2+|H2,n(j) 12+.…+IHln(J) |2+|H2,N(j) | "，《,7及 2,7分別為》及^的第j個分量，《和g分別為f的前N個分量和後N個分量所構成的矢量； 對得到的信號矢量估計值進行逆傅立葉變換IDFT，再進行檢測得到發射符號的估計值。 這樣，即可以完成BST-DFT-S-OFDM的信號接收。在具體系統中，可以根據實際需要選擇進行接收的天線數，通常為單根天線或偶數根天線進行接收。接收天線的數目越多，可以獲得更大的分集增益，例如利用4根天線進行信號接收和檢測，可以獲得8重分集增
.、
本發明對利用上述發送和接收方法構成的信號傳輸進行了仿真，以驗證本發明的BST-DFT-S-OFmi系統的傳輸性能。接下來分別從峰均比及系統差錯性能兩個方面來對比現有的傳輸方式與本發明中提供的傳輸方式。 圖5為QPSK調製方式下單天線DFT-S-OFDM、單天線OFDM、 STBC-DFT-S-OFDM、SFBC-DFT-S-OFDM及本發明BST-DFT-S-OFDM系統的峰均比性能比較示意圖。仿真參數為L = 120， W = 2048。曲線501為本發明BST-DFT-S-OFDM系統的累積分布函數(CDF)與峰均比(PAPR)關係圖，曲線502為單天線OF匿系統的CDF與PAPR關係圖，曲線503為單天線DFT-S-OFDM的CDF與PAPR關係圖，曲線504為SFBC DFT-S-OFDM系統的CDF與PAPR關係圖，曲線505為STBC DFT-S-OFDM系統的CDF與PAPR關係圖。由上述五條曲線的比較可見本發明的BST-DFT-S-OFDM系統與單天線DFT-S-OFDM系統具有相同的峰均比，而SFBC及STBC編碼的DFT-S-OFDM破壞單天線DFT-S-OFDM系統低峰均比性能。
圖6為16QAM調製方式下單天線DFT-S-OFDM、單天線OFDM、STBCDFT-S-OFDM、SFBCDFT-S-OFDM及本發明BST-DFT-S-OFDM系統的峰均比性能比較示意圖。仿真參數為L =120， W = 2048。其中，曲線601為單天線DFT-S-OFDM的CDF與PAPR關係圖，曲線602為單天線OFDM系統的CDF與PAPR關係圖，曲線603為本發明BST-DFT-S-OFDM系統的CDF與PAPR關係圖，曲線604為SFBC DFT-S-OFDM系統的CDF與PAPR關係圖，曲線605為STBCDFT-S-OF匿系統的CDF與PAPR關係圖。觀測得到的結果與圖5完全 一 致，即本發明的BST-DFT-S-OFDM系統與單天線DFT-S-OFDM系統具有相同的峰均比，而SFBC及STBC編碼的DFT-S-OFDM破壞單天線DFT-S-OFDM系統低峰均比性能。 圖7為兩發射天線單接收天線SFBC-DFT-S-OFDM、 STBC-DFT-S-OFDM及BST-DFT-S-OFDM系統在低速TU信道環境下的比特差錯性能比較示意圖。具體仿真參數為TU信道、終端運動速度為3km/h、無信道編碼。其中，曲線701為SFBC-DFT-S-OFDM系統中信噪比與誤碼率的關係曲線，曲線702為STBC-DFT-S-OF匿系統中信噪比與誤碼率的關係曲線，曲線703為BST-DFT-S-OF匿系統中信噪比與誤碼率的關係曲線。由圖7中三條曲線的比較可見，在相同的信噪比下，BST-DFT-S-OFDM的誤碼率低於優SFBC及STBC編碼的DFT-S-OFDM系統。 圖8為兩發射天線兩接收天線SFBC-DFT-S-OFDM、 STBC-DFT-S-OFDM及BST-DFT-S-OFDM系統低速TU信道環境下的比特差錯性能比較示意圖。具體仿真參數與圖7相同。其中，曲線801為BST-DFT-S-OF匿系統中信噪比與誤碼率的關係曲線，曲線802為SFBCDFT-S-OFDM系統中信噪比與誤碼率的關係曲線，曲線803為STBCDFT-S-OFDM系統中信噪比與誤碼率的關係曲線。曲線觀測結果與圖7完全一致，即BST-DFT-S-OF匿的差錯性能優於SFBC及STBC編碼的DFT-S-OFDM系統。 圖9為兩發射天線四接收天線SFBC-DFT-S-OFDM、 STBC-DFT-S-OFDM及BST-DFT-S-OFDM系統低速TU信道環境下的比特差錯性能比較示意圖。具體仿真參數與圖7相同。其中，曲線901為STBC-DFT-S-OF匿系統中信噪比與誤碼率的關係曲線，曲線902為SFBC-DFT-S-OFDM系統中信噪比與誤碼率的關係曲線，曲線903為BST-DFT-S-OFDM系統中信噪比與誤碼率的關係曲線。曲線觀測結果與圖7及8 —致，即BST-DFT-S-OF匿的差錯性能優於SFBC及STBC編碼的DFT-S-OFDM系統。 由上述本發明的具體實現以及仿真結果可見，本發明中的兩發射天線DFT-S-OF匿
17傳輸方式下，能夠在在提供空間分集增益的同時，保持單天線DFT-S-OF匿的低峰均比特性，比背景技術中描述的SFBC及STBC編碼的DFT-S-OFDM系統具有更好的傳輸性能。
以上僅為本發明的較佳實施例而已，並非用於限定本發明的保護範圍。凡在本發明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護範圍之內。
權利要求
一種基於塊空時分組編碼的DFT-S-OFDM的發送方法，其特徵在於，該方法包括將離散傅立葉變換DFT在兩個相鄰時刻k及k+1輸出的信號矢量{Zk，Zk+1}同時送入塊空時分組編碼，且以信號矢量為單位進行塊空時分組編碼，在所述相鄰兩個時刻的前一時刻k輸出兩個碼字矢量{Zk，Zk+1}，在所述相鄰兩個時刻的後一時刻k+1輸出另兩個碼字矢量{-Zk+1*，Zk*}；將塊空時分組編碼輸出的碼字矢量Zk和-Zk+1*送入第一發射通路並進行子信道映射、逆快速傅立葉變換IFFT、插入循環前綴、中頻及射頻發射處理；將塊空時分編碼輸出的碼字矢量Zk+1和Zk*送入第二發射通路並進行子信道映射、逆快速傅立葉變換IFFT、插入循環前綴、中頻與射頻發射處理。
2. —種基於塊空時分組編碼的DFT-S-OF匿發射機，包括調製器、DFT預處理器、塊空 時分組編碼器、第一映射器、第二映射器、第一 IFFT處理器、第二 IFFT處理器、第一循環前 綴插入器、第二循環前綴插入器、第一中頻與射頻處理器、第二中頻與射頻處理器、第一發 射天線和第二發射天線，其特徵在於，所述DFT預處理器，用於將在兩個相鄰時刻k及k+l產生的信號矢量{Zk，Zk+1}同時送 入所述塊空時分組編碼器；所述塊空時分組編碼器，用於接收所述DFT預處理器的信號矢量{Zk， Zk+1}，且以信號矢 量為單位進行塊空時分組編碼，在所述相鄰兩個時刻的前一時刻k輸出兩個碼字矢量{Zk， ZkJ，在所述相鄰兩個時刻的後一時刻k+l輸出另兩個碼字矢量{-Zk+1*， Zk*};其中，將碼字 矢量Zk和-Zk+1*輸出給所述第一映射器，將碼字矢量Zk+1和Zk*輸出給所述第二映射器。
3. —種基於塊空時分組編碼的DFT-S-OF匿接收方法，其特徵在於，該方法包括 來自每根接收天線的射頻信號經射頻、中頻處理、採樣、循環前綴移除、快速傅立葉變換FFT和解映射，得到兩個接收信號矢』對每根接收天線，將k時刻接收信號矢3Yk(n)和Yk+1(n) ， n = 1 ， 2，. . . ， N， N為接收天線總數；(n)Yk(n)，P k+1時刻接收信號矢量Yk(n)的共軛按列排列形成每根接收天線的修正接收信號Y、=;將所有接收天線的修正接收f號按列排列形成總的修正接收信號Y =formula see original document page 2根據每根發射天線與每根接收天線間各個子信道的頻率響應構造等效信道矩陣 H', formula see original document page 2其中，formula see original document page 3n(j)代表第m個發射天線到第n個接收天線的第1個子信道的頻率響應，m = 1或2， 1 = f (j)為發射信號時在任一發射通路內的信道映射關係，l為映射到的子信道編號，j為所述 任一發射通路內碼字矢量的第j個分量，j = 1， . . . ， L， L為發射信號DFT變換的點數；計算所述等效信道矩陣的共軛轉置與所述總的修正接收信號之積，將乘積結果作為等 效接收信號f = hWY;formula see original document page 3十算發射端信號矢量Zk和Zw的估計值，其中，a (j)(lHu(j)卩+lHu(j) 12+.…+lHLn(j) |2+|H2,n(j) 12+.…+lHu(j) | 2+| H2, N (j) m及f2.,分別 為《及義的第j個分量，S和義分別為f的前N個分量和後N個分量所構成的信號矢量；對所述發射端信號矢量Zk和Zk+1的估計值進行逆傅立葉變換IDFT，再進行檢測得到發 射符號的估計值。
4.根據權利要求3所述的接收方法，其特徵在於，當接收天線為l根時，總的修正接收信號為Y-formula see original document page 3，等效矩陣為h二formula see original document page 3計算發射端信號矢量估計值的方式為利用formula see original document page 31， . . . ， L計算發射端信號矢量的估計值。
5.根據權利要求3所述的接收方法，其特徵在於，當接收天線為2根時，總的修正接收信號為Y-formula see original document page 3，等效矩陣為h^formula see original document page 3計算發射端信號矢量估計值的方式為利用formula see original document page 3L計算發射端信號矢量的估計值，其中，a (j) = (lHu(j)卩+lHu(j) |2+|Hu(j) |2+|H2,2(j) |2)。
6. —種基於塊空時分組編碼的DFT-S-OF匿接收機，其特徵在於，該接收機包括與N 根接收天線一一對應的N個接收器、N個循環前綴移除器、N個FFT處理器、N個解映射器、 合併處理器、均衡器、IDFT處理器和解調器；任一接收器，用於接收發送端發送的信號，並進行射頻、中頻以及採樣處理後輸出給與其相連的循環前綴移除器；任一循環前綴移除器，用於從接收的信號中移除循環前綴，並輸出給與其相連的FFT處理器；任一 FFT處理器，用於對接收的信號進行FFT處理，並輸出給與其相連的解映射器；任一解映射器，用於對接收的信號按照與發送端相應的方式進行解映射，得到兩個接收信號矢量Yk(n)和Yk+1(n)， n為本解映射器對應的接收天線編號；所述合併處理器，針對每根接收天線，將k時刻的接收信號矢量Yk(n)和k+l時刻對接收信號矢量Yk+1w的共軛),按列排列形成每根接收天線的修正接收信號Y',，=formula see original document page 4所有接收天線的修正接收信號按列排列形成總的修正接收信號Yformula see original document page 4;根據每根發射天線與每根接收天線間各個子信道的頻率響應構造等效信道矩陣H二formula see original document page 4，並輸出給與其相連的均衡器，其中，H'。二formula see original document page 4n(N))， Hm,n(j)代表第m個發射天線到第n個接收天線的第l個子信道的頻率響應，m= 1或2，1 = f(j)為發射信號時在任一發射通路內編碼輸出碼字的子信道映射關係，l為映射到的子信道編號，j為所述任一發射通路內編碼輸出碼字的第j個分量，j = 1，. . . ， L， L為發射信號時DFT變換的點數；計算所述等效信道矩陣的共軛轉置與所述總的修正接收信號之積，將乘積結果作為等效接收信號f = H"Y ,並輸出給與其相連的均衡器；1所述均衡器，接收等效接收信號和等效信道矩陣H，利用formula see original document page 4發射端信號矢量的估計值，並輸出給與其相連的IDFT處理器，其中，a (j) = (lHu(j) 12+lH^(j) |2+...十lHLn(j) |2+|H2,n(j) |2+...十IHln(j) |2+|H2,N(j) 12) ， &,,及 2,7分別為^,及f2的第j個分量，》和f2分別為^的前N個分量和後N個分量所構成的矢量；所述IDFT處理器，用於對接收的信號進行逆離散傅立葉變換IDFT，並將變換結果輸出給與其相連的解調器；所述解調器，用於對接收信號進行解調得到發射符號的估計值。
全文摘要
本發明公開了一種基於塊空時分組編碼的DFT-S-OFDM傳輸方法，在發送端，將第k及第k+1時刻的DFT預處理信號矢量{Zk，Zk+1}同時送入塊空時分組編碼器以矢量形式進行空時二維分組編碼處理，並在k時刻輸出兩個碼字矢量{Zk，Zk+1}，在k+1時刻輸出另兩個碼字矢量{-Zk+1*Zk*}；將k時刻得到的碼字矢量Zk和k+1時刻得到的碼字矢量-Zk+1*通過第一發射通路進行子信道映射、IFFT運算、插入循環前綴和發射處理；將k時刻得到的碼字矢量Zk+1和k+1時刻得到的碼字矢量Zk*通過第二發射通路進行子信道映射、IFFT運算、插入循環前綴和發射處理。本發明還公開了基於塊空時分組編碼的DFT-S-OFDM的發射機和接收機。利用本發明，能夠在充分利用多天線系統提供的發射分集增益的同時，保證DFT-S-OFDM系統的低峰均比特性。
文檔編號H04B7/06GK101764636SQ20081024106
公開日2010年6月30日 申請日期2008年12月25日 優先權日2008年12月25日
發明者馮紹鵬, 劉海濤, 莫勇 申請人:普天信息技術研究院有限公司