零電壓開關雙pwm變頻器的製作方法
2023-06-29 01:23:41 1
專利名稱：零電壓開關雙pwm變頻器的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種三相電壓型脈寬調製(PWM)變頻器。
傳統的電壓型PWM變頻器，其輸入側的AC-DC變流器是採用不可控的二極體整流器(見
圖1)，輸入電流裡含有嚴重的諧波成分，造成輸入功率因數低、諧波汙染嚴重。為了克服這些缺點，一般採用硬開關雙PWM變頻方案(見圖2)。該方案雖能提高功率因數，但是，其急劇變化的電壓和電流使半導體功率開關器件承受很大的電應力，造成嚴重的電磁幹擾，半導體功率器件開關損耗也很大。
本發明的目的是要提供一種零電壓開關雙PWM變頻器，既能保持高功率因數，又能抑制電磁幹擾，減少半導體功率器件的開關損耗。
本發明的目的是這樣實現的一種零電壓開關雙PWM變頻器，具有輸入側AC-DC變流器、輸出側DC-AC逆變器、位於輸入側與輸出側之間的中間環節所構成的主迴路和微處理機、微處理機與主迴路之間的電壓電流檢測及處理電路、半導體功率開關器件驅動電路，其特徵在於主迴路的中間環節是一個零電壓開關電路，它由半導體功率開關器件VC1、VC2，二極體VDC1、VDC2，電容Cd1、Cd2及電感Lr組成，半導體功率開關器件VC1發射極接直流母線P極和二極體VDC1的陽極，半導體功率開關器件VC1集電極接電容Cd1和二極體VDC1陰極，電容Cd1另一端接電容Cd2和電感Lr，電容Cd2另一端接直流母線N極；半導體功率開關器件VC2集電極接直流母線P極和二極體VDC2的陰極，半導體功率開關器件VC2發射極接二極體VDC2陽極和電感Lr的另一端；變流器和逆變器的每個半導體功率器件上並聯一個緩衝電容；橋臂上各半導體功率開關器件的開通都落在主迴路上直流電壓為零的區間裡發生。
所述的零電壓開關雙PWM變頻器，其特徵在於，PWM脈衝由電壓比較器U1、U2，反相器U3，驅動器U4、U5及電流過零檢測器構成的電路生成；輸入的鋸齒波分兩路，一路直送電壓比較器U1的反相端，另一路經電阻R1後送至反相器U3的反相端，U3的同相端接地，U3的反相端經電阻R2接至U3的輸出端，該輸出端接至電壓比較器U2的反相端；輸入的調製波e也分兩路，一路送電壓比較器U1的同相端，另一路送電壓比較器U2的同相端；U1的輸出端接至驅動器U4輸入端，U2的輸出端接至驅動器U5輸入端；U4的輸出端接一「或」門U6的一個輸入端，U5輸出端接U6的另一個輸入端；U6的輸出端分兩路，一路驅動逆變器的上橋臂的半導體功率開關器件IGBT，另一路經一反相器U7後驅動逆變器的下橋臂的半導體功率器件IGBT；由電流過零檢測器輸出的信號接至驅動器U4的正選通端和驅動器U5負選通端；在相電流i＞0時，採用正斜率鋸齒波與調製波e比較產生PWM脈衝；在相電流i＜0時，採用經反相器U3倒相後生成的負斜率鋸齒波與調製波e比較產生PWM脈衝。
所述的零電壓開關雙PWM變頻器，其特徵在於，PWM脈衝由微處理機生成，由一電流極性判別電路給出相電流i的極性轉變識別信號，在相電流i＞0時，採用正斜率鋸齒波調製；在相電流i＜0時，仍採用正斜率鋸齒波調製，用e』＝1－e代替e調製波，生成脈衝的有效性與前者相反；電流極性判別電路由反相門U1、或門U2、三輸入或非門U3、延時電路、死區時間形成電路、電阻R3、光電耦合器U4、電阻R4、施密特整形器U5、反相門U6、與門U7、U8、或門U9、D觸發器U10所構成，驅動半導體功率開關器件VC1IGBT的控制信號經反相門U1後接至或門U2輸入端，驅動半導體功率開關器件VC2IGBT的控制信號直接接至或門U2另一端輸入端，或門U2輸出端接至三輸入或非門U3的一個輸入端；PWM控制信號送至死區時間形成電路，死區時間形成電路輸出兩個信號，其一送至三輸入或非門U3的一個輸入端，同時去驅動逆變器的各個上橋臂的半導體功率器件IGBT，其二送至三輸入或非門U3的另一個輸入端，同時去驅動逆變器的各個下橋臂的半導體功率器件IGBT；三輸入或非門U3的輸出端接至延時電路，延時電路的輸出端分兩路，一路接與門U7的一個輸入端，另一路接與門U8的一個輸入端；由主電路逆變橋輸出端U和直流負母線N檢出的電壓UUN，其U端經電阻R3後接光電耦合器U4的二極體陽極，N端接該二極體陰極；光電耦合器U4的三極體集電極接控制電源Vcc，其發射極經電阻R4接控制電源的地端，該發射極經施密特整形器U5後分兩路，其一接與門U7另一輸入端，其二經反相門U6反相後送與門U8的另一輸入端；與門U7的輸出接或門U9的一個輸入端，與門U8的輸出接或門U9的另一個輸入端；或門U9的輸出接D觸發器U10的時鐘端或去微處理機控制信號輸入端，D觸發器U10的Q端接至D端，Q端去微處理機控制端。
本發明的技術效果在於除具有一般電壓開關雙PWM變頻器高功率因數外，利用緩衝電容和零電壓開關電路之間的諧振動作，使所有半導體功率器件都在直流母線上電壓為零時開通，且由於並聯的緩衝電容存在，這些半導體功率器件的關斷總是在零電壓情況下開始的，從而實現零電壓開通和零電壓關斷，大大減緩電壓的變化率，降低半導體功率器件的開關損耗；又由於以零電壓開關替代硬開關動作，消除了因硬開關引起的電磁幹擾。
下面結合本發明的實施例及其附圖作進一步的說明。
圖1是已知的帶二極體整流器的變頻器主電路。
圖2是已知的三相硬開關變流器-逆變器主電路。
圖3是本發明實施例一的主電路及控制框圖。
圖4是本發明實施例二的主電路及控制框圖。
圖5是實施例一中的PWM脈衝生成電路圖(U相)。
圖6是實施例二中的電流極性判別電路圖(U相)。
圖7是本發明主電路等效電路圖。
圖8是圖7的等效電路圖。
圖9是主電路的諧振動作模式。
圖10是諧振時的波形圖。
圖11是鋸齒波PWM調製示意圖。
圖12是逆變器U相電流流向示意圖。
圖13是鋸齒波的切換示意圖。
圖14是用軟體方法實現PWM調製(U相)的脈衝波形圖。
圖15是正斜率調製示意圖。
圖16是負斜率調製示意圖。
圖3所示的實施例一，三相電源1的輸出端子R、S、T分別經電感LR、LS、LT接到AC-DC變流器的R』、S』、T』端子上。R』橋臂上、下分別接有半導體功率器件V1和V4，V1上並聯有二極體VD1和緩衝電容C1，V4上並聯有二極體VD4和緩衝電容C4；S』橋臂上、下分別接有半導體功率器件V2和V5，V2上並聯有二極體VD2和緩衝電容C2，V5上並聯有二極體VD5和緩衝電容C5；T』橋臂上分別接有半導體功率器件V3和V6，V3上並聯有二極體VD3和緩衝電容C3，V6上並聯有二極體VD6和緩衝電容C6；V1、V2、V3的集電極都接到直流母線的正極P上，V4、V5、V6的發射極都接到直流母線的負極N上。
變頻器的輸出側，即DC-AC逆變器部分的結構與AC-DC變流器類似，其輸出端U、V、W與用作負載2(如三相電機)的繞組輸入端相接。U橋臂上、下分別接有半導體功率器件V7和V10，V7上並聯有二極體VD7和緩衝電容C7，V10上並聯有二極體VD10和緩衝電容C10；V橋臂上、下分別接有半導體功率器件V8和V11，V8上並聯有二極體VD8和緩衝電容C8，V11上並聯有二極體VD11和緩衝電容C11；W橋臂上、下分別接有半導體功率器件V9和V12，V9上並聯有二極體VD9和緩衝電容C9，V12上並聯有二極體VD12和緩衝電容C12；V7、V8、V9的集電極都接到直流母線的正極P上，V10、V11、V12的發射極都接到直流母線的負極N上。
中間環節是一個零電壓開關電路，半導體功率器件VC1的發射極和VC2的集電極都接到直流母線的正極P上。VC1與二極體VDC1並聯後，其集電極接電容Cd1，Cd1的另一端與電容Cd2相接，Cd2的另一端與直流母線的負極N連接。Cd1與Cd2的連接點與電感Lr連接。VC2與二極體VDC2並聯後，其發射極與上述電感Lr的另一端相接。
變頻器的輸入側、輸出側、中間環節構成主迴路，一微處理機3與主迴路之間設有電壓電流檢測及處理電路4、半導體功率開關器件驅動電路7。
圖4所示的實施例二與實施例一的主迴路、微處理機3、電壓電流檢測及處理電路4、半導體功率開關器件驅動電路7相同。
本發明是利用緩衝電容和零電壓開關電路之間的諧振動作，使所有半導體功率器件都在直流母線上電壓為零時開通。為了說明主電路的諧振動作，可以用等效電路圖7來表示。由於變流器-逆變器的載波頻率遠高於電網頻率和逆變器的輸出頻率，因此可以認為在一個載波周期內變流器的輸入電流和逆變器的輸出電流是恆定的，從而可以用恆電流源IS和IL來表示輸入電流和輸出電流。且由於Cd1、Cd2容量很大，在一個載波周期裡Cd1、Cd2上的電壓基本一定，為方便起見，圖7中分別用Ed/2來表示Cd1、Cd2上的電壓。圖7中的Vs、VDs、Cr分別表示變流器和逆變器的功率開關、續流二極體和緩衝電容。由於三相橋的上下臂功率開關總有一方接通，故圖7中取Cr＝3Cs。在Cr的電壓Ucr為零期間，三相橋的功率開關進行動作切換。由於系統工作時，變流器和逆變器的開關切換動作是同步進行的，因此圖7可以進一步用圖8等效電路來表示，此時Cr＝6Cs。下面分析圖8的開關動作，它由9個模式組成，如圖9所示。諧振時電感Lr的電流波形和緩衝電容Cr的電壓波形如圖10所示。
Mode a(～Vc2＝on)(～t1)穩態時Vc1導通，直流電源IS和Ed提供負載電流IL，且iLr＝0，Ucr＝Ed。
Mode b(Vc2＝on～Vc1＝off)(t1～t2)在t1時刻讓Vc2導通，則Lr上施加有Ed/2電壓，Lr的電流在增加，顯然Vc2的導通是以ZVS、ZCS方式進行的。當iLr＝Ir1(Ir1為設定值，Ir1＞IL)時，關斷Vc1。
Mode c(Vc1＝off～VDs＝on)(t2～t3)在t2時刻關斷Vc1，則Lr、Cr間產生諧振，電容Cr上電荷經Lr和負載IL放電，電壓Ucr逐漸下降。由於Lr上的電壓等於Es/2，所以Vc1的關斷是以ZVS方式進行的。當Ucr＝0時，二極體VDs導通。
Mode d(VDs＝on～VDc2＝on)(t3～t4)由於VDs的導通，Lr的能量轉移到電源Ed/2上，iLr逐漸減小，直至iLr＝0。
Mode e(VDc2＝on～VDs＝off，Vs＝on)(t4～t5)電源Ed/2經二極體VDc2向Lr積蓄電能。由於Lr上施加有Ed/2電壓，方向與模式b時恰相反，故iLr方向發生顛倒，且逐步增大。此間讓Vc2關斷，顯然該動作是在ZVS狀態下進行的。在t5時刻，iLr等於負載IL，二極體VDs關斷。
Mode f(VDs＝off，Vs＝on～Vs＝off)(t5～t6)為了使後面的諧振能完整進行，必須給開關Vs以瞬間的短路，使Lr繼續施加Ed/2電壓，iLr繼續增大。
Mode g(Vs＝off～VDc1＝on)(t6～t7)在t6時刻，iLr等於設定值Ir2關斷Vs，則Cr和Lr間又發生諧振。Vs的導通與關斷都是在母線間電壓為零時進行的，故其開關動作屬於ZVS。由於iLr＞IL，iLr開始向Cr充電，直至Ucr＝Ed。
Mode h(VDc1＝on～VDc1＝off，Vc1＝on)(t7～t8)電容Cr停止充電，二極體VDc1導通，Lr中多餘能量返回直流電源Ed/2。此時讓Vc1導通，顯然Vc1的動作是以ZVS方式進行的。Lr的電流在向電源回饋過程中逐漸減小。
Mode i(VDc1＝off，Vc1＝on～VDc2＝off)(t8～t9)當iLr＜IL時，二極體VDc1關斷，直流電源IS和Ed同時向負載IL提供電流。直至iLr＝0時，則負載電流IL完全由Ed提供。
前已述及，變流器和逆變器橋臂上各功率器件的導通都是借零電壓開關電路諧振期間直流母線P、N上電壓為零時進行的，其導通為零電壓導通。另一方面，各功率器件上都並聯有緩衝電容，其關斷在任何時候進行都必然是零電壓方式。因此，對這些器件的關斷可以放在任何時候進行。對於三相PWM變流器—逆變器來說，在各載波周期，每相橋臂上下的功率器件都必須分別導通和關斷一次。
本發明是使用鋸齒波作為載波與調製波生成PWM脈衝來控制各功率器件的導通和關斷，參見圖11(a)所示，雖然三相調製波與鋸齒波斜邊的交點在不同時刻，但與後沿的相交總是在鋸齒波後沿時點上(稱後沿調製)。由於功率器件的關斷可以在任意時刻進行，從而可以讓三相功率器件的開通集中放在鋸齒波的後沿時刻進行。這樣，如圖中所示，鋸齒波就有著相同的周期，從而可以以固定周期觸發VC1、VC2，使之發生諧振，方便了控制電路的設計。圖中陰影部分表示零電壓開關電路諧振期間，在此期間，各有關功率器件觸發導通。由於鋸齒波有固定周期，每個周期裡只有一次諧振，即只有一次陰影(或電壓為零)，從而減少了直流母線P、N間零電壓輸出的次數，相應地也提高了變頻器的電壓利用率。
對PWM變頻器，習慣上有如下定義，即當調製波信號大於載波信號時，觸發變流器或逆變器的上橋臂功率器件導通，與此同時封鎖對應下橋臂的器件導通，上下橋臂觸發脈衝時序如圖11(a)所示。
當iu＞0時，U+＝1使iu從P極經V7流入負載2的繞組Lu，如圖12(a)實線所示，U-＝0使V10關斷。U+觸髮結束後，即U+＝0，U-＝1時，V7關斷，V10雖然觸發導通，但由於Lu裡電流iu不會突然改變方向，iu將改道由N極經VD10流進Lu，換句話說，此時V10和VD7都沒有發揮作用。
當iu＜0時，U-＝1使iu從負載2的繞組Lu裡流出，經V10到N極，如圖12(b)實線所示，U+＝0使V7關斷。U-觸髮結束後，即U-＝0，U+＝1時，V10關斷，V7重又導通，同樣道理，由於Lu裡電流iu不會突然改變方向，iu將改道從Lu經VD7進入P極，此時V7和VD10也都沒有發揮作用。
從以上分析可以看出，當iu＞0時，U+使V7剛好在圖11(a)鋸齒波後沿處開始導通，即正好在零電壓開關電路諧振期間導通；而V10可以在任何時候導通，因為有VD10的旁路作用，使V10的導通毫無關係。而當iu＜0時，V10和VD7的導通卻至關重要。如果仍按圖11(a)的控制策略使V10觸發導通，則U-的脈衝前沿都不在鋸齒波的後沿(陰影區)處，即無法使V10在諧振期間開通。為此，須將鋸齒波的方向調頭，如圖11(b)所示，這樣V10的開通就可以調整到在鋸齒波的上升沿(陰影)處，即諧振期間發生。
綜上，本發明的載波必須是方向相對/相背反覆交錯排列的鋸齒載波，如圖13所示，圖中從上到下依次為iu、iv、iw與鋸齒載波的調製示意圖。當電流iu＞0時，用正斜率的鋸齒載波；當電流iu＜0時，用負斜率的鋸齒載波。
在雙PWM變頻器中，變流器和逆變器共有6個相，因此有6列鋸齒載波，見圖13，每列鋸齒載波根據各自電流極性的變化切換，方向相對/相背反覆交錯地排列著。這6列鋸齒載波由編製程序做到嚴格同步，使6組陰影區重迭，如圖13中垂直虛線所示。這樣，主電路的諧振期間全部落在陰影區內，供零電壓開關動作。這些動作是由PWM生成電路6或由微處理機3生成的PWM脈衝來觸發驅動的，因6個相的電路和過程相同，以下說明僅以U相為例。
本發明的兩個實施例採用兩種PWM脈衝的生成方法，實施例一的PWM脈衝由硬體電路生成，設有PWM脈衝生成電路6；實施例二的PWM脈衝由微處理機3軟體生成，設有電流極性判別電路5。由硬體PWM脈衝生成電路6或由微處理機3軟體生成的PWM脈衝信號經半導體功率開關器件驅動電路7後驅動主電路上各功率開關器件。
參見圖3和圖5，實施例一採用的PWM脈衝生成電路6(U相)是由電壓比較器U1、U2，反相器U3，驅動器U4、U5及電流過零檢測器構成的電路所組成。輸入的鋸齒波(U相)分兩路，一路直送電壓比較器U1的反相端，另一路經電阻R1後送至反相器U3的反相端，U3的同相端接地，U3的反相端經電阻R2接至U3的輸出端，該輸出端接至電壓比較器U2的反相端；輸入的調製波eu也分兩路，一路送電壓比較器U1的同相端，另一路送電壓比較器U2的同相端；U1的輸出端接至驅動器U4輸入端，U2的輸出端接至驅動器U5輸入端；U4的輸出端接一「或」門U6的一個輸入端，U5輸出端接U6的另一個輸入端；U6的輸出端分兩路，一路驅動逆變器的上橋臂的半導體功率開關器件V7的IGBT，另一路經一反相器U7後驅動逆變器的各個下橋臂的半導體功率器件V10的IGBT；由電流過零檢測器輸出的信號接至驅動器U4的正選通端和驅動器U5負選通端。如圖5所示，U相正斜率鋸齒波經反相器U3倒相後生成負斜率鋸齒波，正負斜率鋸齒波同時進入比較器U1、比較器U2的反相端「-」。U相調製波信號電壓eu同時進入比較器U1、U2的正相端「+」，U1的輸出端接緩衝器U4的輸入，U2的輸出端接緩衝器U5的輸入。另一方面，由電流互感器(系PWM變頻器的常用件，圖中未示)檢測到的U相電流iu經過零檢測電路處理後形成極性判別電平。在相電流iu＞0時，採用正斜率鋸齒波與調製波eu比較產生PWM脈衝，選通U4，即選擇正斜率鋸齒波調製的PWM脈衝；在相電流iu＜0時，採用經反相器U3倒相後生成的負斜率鋸齒波與調製波eu比較產生PWM脈衝，選通U5，即選擇負斜率鋸齒波調製的PWM脈衝。兩路脈衝最終都經過或門U6送出，用於觸發功率器件V7和V10。
另二相(V、W相)的由硬體電路生成的PWM脈衝與U相原理相同。
實施例二的PWM脈衝由微處理機3軟體生成，由一給出相電流i的極性轉變識別信號，根據相電流i的極性採用不同的調製波。參見圖4和圖6，電流極性判別電路5由反相門U1、或門U2、三輸入或非門U3、延時電路、死區時間形成電路、電阻R3、光電耦合器U4、電阻R4、施密特整形器U5、反相門U6、與門U7、U8、或門U9、D觸發器U10所構成，驅動半導體功率開關器件VC1IGBT的控制信號經反相門U1後接至或門U2輸入端，驅動半導體功率開關器件VC2IGBT的控制信號直接接至或門U2另一端輸入端，或門U2輸出端接至三輸入或非門U3的一個輸入端；PWM控制信號送至死區時間形成電路，死區時間形成電路輸出兩個信號，其一送至三輸入或非門U3的一個輸入端，同時去驅動逆變器的上橋臂的半導體功率器件V7的IGBT，其二送至三輸入或非門U3的另一個輸入端，同時去驅動逆變器的下橋臂的半導體功率器件V10的IGBT；三輸入或非門U3的輸出端接至一延時電路，延時電路的輸出端分兩路，一路接與門U7的一個輸入端，另一路接與門U8的一個輸入端；由主電路逆變橋輸出端U和直流負母線N檢出的電壓UUN，其U端經電阻R3後接光電耦合器U4的二極體陽極，N端接該二極體陰極；光電耦合器U4的三極體集電極接控制電源Vcc，其發射極經電阻R4接控制電源的地端，該發射極經施密特整形器U5後分兩路，其一，接與門U7另一輸入端，其二，經反相門U6反相後送與門U8的另一輸入端；與門U7的輸出接或門U9的一個輸入端，與門U8的輸出接或門U9的另一個輸入端；或門U9的輸出接D觸發器U10的時鐘端或去微處理機控制信號輸入端，D觸發器U10的Q端接至D端，Q端去微處理機控制端。
參見圖14所示的用微處理機3軟體實現的U相PWM脈衝波形圖，其中圖14(a)所示的連續單增PWM調製方式，當iu＞0時必須採用圖14(a)鋸齒波調製，由它生成的PWM脈衝如圖14(c)、(d)所示。當iu＜0時，必須採用圖14(b)所示的鋸齒波調製，由它生成的PWM脈衝如圖14(e)、(f)所示。但微處理機3不具備圖14(b)所示的PWM調製功能。本發明採用eu』＝1－eu代替eu，且賦予圖14(c)相反有效極性的定義，則可摒棄圖14(b)，繼續沿用圖14(a)所示的正斜率鋸齒波實現iu＜0時的PWM調製，如圖14(g)，由其生成的PWM脈衝如圖14(h)、(i)，它與圖14(e)、(f)完全一樣，從而使iu＜0時V10的開通也能落在正斜率鋸齒波的垂直後沿處(諧振期間)。這種方法只需採用正斜率鋸齒波，便可同時滿足對iu＞0和iu＜0的調製。
在變頻器裡，為了防止上下橋臂功率器件(如圖12(a)的V7、V10)直通，一般都必須設置死區時間Td(Dead Time)，當iu＞0時，如圖12(a)所示，在Td期間，V7、V10都不導通，iu經VD10流入Lu，U點電位Uu近乎為零；反之，當iu＜0時，如圖12(b)所示，iu從Lu裡流出，經VD7到達P極，U點電位Uu近乎P點電平。但是以上情況不適合於零電壓開關電路諧振期間，因為諧振期間P、N間電壓總是零，即Uu也是零，因此本發明用圖6所示的電流極性判別電路5來達到防止上下橋臂功率器件直通。
當用正斜率鋸齒波為載波時，同時參見圖6、圖15，圖6中的虛框是表示死區時間形成電路。圖15(a)為正斜率鋸齒波PWM調製，圖15中信號波eu與載波鋸齒波比較生成PWM脈衝，如圖15(g)所示，經圖6的死區時間形成電路處理後，生成觸發V7、V10的電壓如圖15(h)、(i)。由圖10知道，諧振的發生是由Vc1、Vc2觸發信號決定的，在t1時刻，VC2有一正跳變觸發，如圖15(c)；t7之後VC1也有一正跳變觸發，如圖15(b)，經圖6的U1反相後如圖15(e)，在U2邏輯或之後，得圖15(f)波形。諧振期間，P、N間電壓UPN為零，如圖15(d)。此後，在iu＞0時，V7的觸發導通使UUN＝Ed，見圖15(j)及圖6的UUN。由於光耦管U4的的遲延效應，a點電位Ua較UUN滯後(一般2～3μS)，如圖15(k)。當iu＜0時，V7的觸發尋通也使UUN＝Ed，但由圖12(b)知道，此時UUN的後沿延遲一個Td時間後才下降到零，比較圖15(n)、(j)，此時的Ua如圖15(o)。如果將Uc適當延時生成Ud，如圖15(m)，則Ud、Ua相與後得到UR，如圖15(p)，它由圖6中U7的R端輸出。
電流極性判別電路5能檢測出正斜率鋸齒波PWM調製下電流從iu＞0到iu＜0時的第一次極性(從正到負)轉變的識別信號UR，並指令控制系統由正斜率鋸齒波PWM調製轉為負斜率鋸齒波PWM調製，如圖16(a)所示。
圖16所示的控制機理與圖15相同，比較圖16(g)與圖15(g)，可見區別在於PWM調製脈衝的極性順序相反，由其生成的V7、V10觸發脈衝如圖16(h)、(i)。當iu＞0時，UUN、Ua如圖16(j)、(k)所示；iu＜0時，UUN、Ua如圖16(o)、(p)所示。Ua倒相後為Ub，ia＞0與ia＜0時的Ub如圖16(l)、(q)，顯然，圖16(1)的脈衝下降沿比圖16(q)滯後Td時間。由圖6的U3檢測到的Td時間信號UC如圖16(m)，適當延時UC，得Ud，如圖16(n)。Ud與圖16(l)的Ub相與，可得負斜率鋸齒波PWM調製下電流從iu＜0到iu＞0時的第一次極性(從負到正)變化的識別信號Us，如圖16(r)，它由由圖6中U8的S端輸出，並指令控制系統由負斜率鋸齒波PWM調製轉為正斜率鋸齒波PWM調製，即返回圖15(a)的調製。
權利要求
1.一種零電壓開關雙PWM變頻器，具有輸入側AC-DC變流器、輸出側DC-AC逆變器、位於輸入側與輸出側之間的中間環節所構成的主迴路和微處理機、微處理機與主迴路之間的電壓電流檢測及處理電路、半導體功率開關器件驅動電路，其特徵在於主迴路的中間環節是一個零電壓開關電路，它由半導體功率開關器件VC1、VC2，二極體VDC1、VDC2，電容Cd1、Cd2及電感Lr組成，半導體功率開關器件VC1發射極接直流母線P極和二極體VDC1的陽極，半導體功率開關器件VC1集電極接電容Cd1和二極體VDC1陰極，電容Cd1另一端接電容Cd2和電感Lr，電容Cd2另一端接直流母線N極；半導體功率開關器件VC2集電極接直流母線P極和二極體VDC2的陰極，半導體功率開關器件VC2發射極接二極體VDC2陽極和電感Lr的另一端；變流器和逆變器的每個半導體功率器件上並聯一個緩衝電容；橋臂上各半導體功率開關器件的開通都落在主迴路上直流電壓為零的區間裡發生。
2.根據權利要求1所述的零電壓開關雙PWM變頻器，其特徵在於，PWM脈衝由電壓比較器U1、U2，反相器U3，驅動器U4、U5及電流過零檢測器構成的電路生成；輸入的鋸齒波分兩路，一路直送電壓比較器U1的反相端，另一路經電阻R1後送至反相器U3的反相端，U3的同相端接地，U3的反相端經電阻R2接至U3的輸出端，該輸出端接至電壓比較器U2的反相端；輸入的調製波e也分兩路，一路送電壓比較器U1的同相端，另一路送電壓比較器U2的同相端；U1的輸出端接至驅動器U4輸入端，U2的輸出端接至驅動器U5輸入端；U4的輸出端接一「或」門U6的一個輸入端，U5輸出端接U6的另一個輸入端；U6的輸出端分兩路，一路驅動逆變器的上橋臂的半導體功率開關器件IGBT，另一路經一反相器U7後驅動逆變器的下橋臂的半導體功率器件IGBT；由電流過零檢測器輸出的信號接至驅動器U4的正選通端和驅動器U5負選通端；在相電流i＞0時，採用正斜率鋸齒波與調製波e比較產生PWM脈衝；在相電流i＜0時，採用經反相器U3倒相後生成的負斜率鋸齒波與調製波e比較產生PWM脈衝。
3.根據權利要求1所述的零電壓開關雙PWM變頻器，其特徵在於，PWM脈衝由微處理機生成，由一電流極性判別電路給出相電流i的極性轉變識別信號，在相電流i＞0時，採用正斜率鋸齒波調製；在相電流i＜0時，仍採用正斜率鋸齒波調製，用e』＝1－e代替e調製波，生成脈衝的有效性與前者相反；電流極性判別電路由反相門U1、或門U2、三輸入或非門U3、延時電路、死區時間形成電路、電阻R3、光電耦合器U4、電阻R4、施密特整形器U5、反相門U6、與門U7、U8、或門U9、D觸發器U10所構成，驅動半導體功率開關器件VC1IGBT的控制信號經反相門U1後接至或門U2輸入端，驅動半導體功率開關器件VC2IGBT的控制信號直接接至或門U2另一端輸入端，或門U2輸出端接至三輸入或非門U3的一個輸入端；PWM控制信號送至死區時間形成電路，死區時間形成電路輸出兩個信號，其一送至三輸入或非門U3的一個輸入端，同時去驅動逆變器的各個上橋臂的半導體功率器件IGBT，其二送至三輸入或非門U3的另一個輸入端，同時去驅動逆變器的各個下橋臂的半導體功率器件IGBT；三輸入或非門U3的輸出端接至延時電路，延時電路的輸出端分兩路，一路接與門U7的一個輸入端，另一路接與門U8的一個輸入端；由主電路逆變橋輸出端U和直流負母線N檢出的電壓UUN，其U端經電阻R3後接光電耦合器U4的二極體陽極，N端接該二極體陰極；光電耦合器U4的三極體集電極接控制電源Vcc，其發射極經電阻R4接控制電源的地端，該發射極經施密特整形器U5後分兩路，其一接與門U7另一輸入端，其二經反相門U6反相後送與門U8的另一輸入端；與門U7的輸出接或門U9的一個輸入端，與門U8的輸出接或門U9的另一個輸入端；或門U9的輸出接D觸發器U10的時鐘端或去微處理機控制信號輸入端，D觸發器U10的Q端接至D端，Q端去微處理機控制端。
全文摘要
本發明涉及一種三相電壓型脈寬調製(PWM)變頻器,其特徵在於主迴路的中間環節是一個零電壓開關電路,橋臂上各半導體功率開關器件的開通都落在主迴路上直流電壓為零的區間裡發生,各半導體功率開關器件的動作是由PWM生成電路6或由微處理機3生成的PWM脈衝來觸發驅動,除具有一般雙PWM變頻器優點外,減緩了電壓變化率,降低了開關損耗,消除了因硬開關引起的電磁幹擾。
文檔編號H02M5/00GK1336716SQ0011952
公開日2002年2月20日 申請日期2000年7月28日 優先權日2000年7月28日
發明者陳國呈 申請人:上海新源變頻電器有限公司