用於放大高頻的電子組件和射頻通訊系統的製作方法
2023-06-22 14:12:11 4
專利名稱：用於放大高頻的電子組件和射頻通訊系統的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種當應用到用於放大高頻信號並輸出所放大的信號的高頻功率放大電路時有效的技術，並涉及一種其中安裝有所述高頻功率放大電路的射頻通訊系統例如可攜式電話。更具體地，本發明涉及一種通過形成電路的各元件來使部件數目減少的技術，該電路用於檢測在射頻通訊系統中常規使用的輸出功率反饋控制所需的輸出電平，該射頻通訊系統具有與發射頻帶相一致的多個高頻功率放大電路。
背景技術：
迄今為止，存在一種採用880到915MHz頻帶內的頻率的稱為GSM(全球移動通訊標準)的系統，歐洲採用它作為射頻通訊設備(移動通訊設備)例如行動電話的系統之一來。在GSM中，作為調製系統，採用了用於根據發射數據來改變載波的相位的稱為GMSK(高斯型最小偏移鍵控)的相位調製系統。
通常，在射頻通訊設備中的發射側輸出部分中，安裝有用於放大調製信號的高頻功率放大電路。在常規的GSM射頻通訊設備中，檢測並反饋所述高頻功率放大電路或天線的輸出電平，以便根據來自一個控制電路例如基帶電路或微處理器的傳輸請求電平來控制所述高頻功率放大電路的放大係數(例如，日本特開平No.2000-151310)。常規地，通常通過採用耦合器、檢測器等來檢測所述輸出電平，並且所述檢測器通常構成為與所述高頻功率放大電路分離的半導體集成電路。
所述耦合器是一種通過電容來檢測輸出電平的器件，該電容形成在分離器件或絕緣襯底(模塊襯底)中形成的輸出線(微帶線)和設置成與所述輸出線平行的導體之間。所述耦合器的尺寸大於在半導體晶片上形成的器件的尺寸。例如，1997年7月10日由SogoElectronics Press出版的「微波基礎與應用(Basics andApplication of Microwaves)」的第191到193頁就描述了一種定向耦合器。1999年4月由Kogyo Chosakai出版有限公司出版的「電子材料(Electronic Material)」的第91到95頁描述了一種用於移動通信的陶瓷疊層低通濾波器和一種定向耦合器。
由於檢測常規高頻功率放大電路的輸出電平的系統採用了與所述高頻功率放大電路分離的大量的半導體集成電路和電子部件，因此難於減少模塊的尺寸。在還採用耦合器的情況下，可以將一個參考電壓施加到所述耦合器的一端以提高檢測靈敏度。在這種情況下，必須對所述參考電壓進行優化設置，並根據各部件之間的差異來調整電壓。因此，就會帶來不便，以致增加計劃製造者的負擔。當使用了所述耦合器時，就會存在不便，即還會發生功率損失。
此外，作為近年來的可攜式電話，提出了一種使用例如1710到1785MHz頻率的不僅能夠處理GSM信號而且還能夠處理例如DCS(數字蜂窩電話系統)的系統信號的雙頻帶可攜式電話。在這種可攜式電話所使用的高頻功率放大模塊中，對每個所述頻帶提供一個輸出功率放大器，並且還必須對每個所述頻帶配置用於檢測所述模塊的輸出電平的一個耦合器。因此，難於減小所述模塊的尺寸。
本發明的一個目的是提供一種電子組件(模塊)，用於放大高頻功率、能夠在雙頻帶例如GSM和DCS中進行通訊的射頻通訊系統中檢測輸出電平的情況下，實現減小電路規模並降低功率損失、將所檢測得輸出電平與所需的輸出電平進行比較、並控制用於放大輸入信號的高頻功率放大電路的放大係數。
本發明的另一個目的是提供一種電子組件，用於放大高頻功率、能夠在雙頻帶例如GSM和DCS中進行通訊的射頻通訊系統中檢測用於在電流檢測方法中反饋控制所需的輸出電平，從而不需要調整電壓等，並且可以減輕計劃製造者的負擔。
此外，本發明的另一個目的是提供一種電子組件以及使用該電子組件的射頻通訊系統，該電子組件用於能夠在雙頻帶例如GSM和DCS中進行通訊的射頻通訊系統中放大高頻功率，其中在其它高頻功率放大電路的發射時間內，能夠防止信號從等待狀態下的高頻功率放大電路的洩露。
從說明書和附圖的說明中，本發明的上述和其它目的和新穎特性將變得顯而易見。
發明內容
下面將簡要描述說明書中公開的本發明的典型實例的概要。
根據本發明，作為能夠在兩個頻帶例如GSM和DCS中進行通訊的射頻通訊系統的一種組件的用於放大高頻功率的電子組件(RF功率模塊)，包括用於接收與第一功率放大電晶體和第一電流鏡電路的輸入信號相同的信號的第一輸出檢測電晶體，所述第一功率放大電晶體用於放大GSM側的高頻信號，而所述第一電流鏡電路用於通過與該電晶體的電流成比例的電流；以及用於輸出檢波的第二電晶體，用於接收第二功率放大電晶體和第二電流鏡電路的輸入信號，所述第二功率放大電晶體用於放大DCS側的高頻信號，而所述第二電流鏡電路用於通過與該電晶體的電流成比例的電流。讀出電阻器，更優選，連同一個比較電路都由GSM和DCS共用，該讀出電阻器用於將所述電流鏡電路的傳輸側上的電流轉換為電壓、採用該電壓作為輸出電平檢測信號、將所檢測的輸出電平與所需的輸出電平進行比較，相應地控制所述輸出電平，以及將傳輸自所述第一和第二電流鏡電路的電流轉換為電壓，該比較電路用於將所檢測的輸出電平與所請求的輸出電平進行比較。
當在第一頻帶例如GSM中的高頻信號的輸出電平與在第二頻帶例如DCS中的高頻信號的輸出電平彼此不同時，分別設置高頻功率放大電路末級的功率放大電晶體與所述用於輸出檢測的電晶體之間的尺寸比，以及所述電流鏡電路中的各電晶體之間的尺寸比，從而在所述第一或第二高頻功率放大電路中的任何一個電路在最大輸出電平下工作的情況下，所述讀出電阻器中流動的電流的幅度變得幾乎彼此相等。利用此結構，能夠通過電流檢測方法來檢測用於反饋控制所需的輸出電平，由此就能夠降低功率損耗。不需要調整電壓等，從而能夠減輕計劃製造者的負擔。而且，通過共用所述讀出電阻器和所述比較電路，減少了構成所述高頻放大電路的部件數目，並且可以減小該射頻通訊系統的尺寸。
優選地，用於放大高頻功率的電子組件，包括第一放大電路，其中級聯了多個用於將第一頻帶中的調製高頻信號放大的功率放大電晶體；以及第二放大電路，其中級聯了多個用於將第二頻帶中的調製高頻信號放大的功率放大電晶體。構成用於輸出檢波的第一電晶體和用於輸出檢波的第二電晶體，以便接收所述第一和第二放大電路的末級中的功率放大電晶體的輸入信號。例如，通過由多個放大級來構成該功率放大電路，就能夠進行對施加偏壓的控制，通過此偏壓來抑制第一放大級中的增益並提高了後面放大級中的增益。因此，更加容易在總體上獲得所需特性，並且能夠通過該電流檢測方法來檢測用於反饋控制所需的輸出電平。
附圖簡述
圖1是示出了根據本發明採用了用於放大高頻功率的電子組件(此後，稱為RF功率模塊)的射頻通訊系統結構的一個實例的方框圖；圖2是示出了根據本發明的RF功率模塊的一個實例的電路圖；圖3是示出了在輸出功率高的情況，以及在輸出功率低的情況下在高頻功率放大電路的末級中流動的電流隨時間變化的電流波形圖；圖4是示出了在實施例的RF功率模塊中的高頻功率放大電路和輸出檢測電路的具體實例的電路圖；圖5是示出了所述輸出檢測電路的另一個結構實例的電路圖；圖6是示出了在該實施例的RF功率模塊中的輸出功率Pout和所述輸出檢測電路的檢測電流ISNS之間的關係圖；圖7是示出了該RF功率模塊的第二實施例的電路圖；圖8是示出了該RF功率模塊的第三實施例的電路圖；圖9是示出了在該實施例中的RF功率模塊的後級中設置的前端模塊的具體實例的電路結構圖；圖10是示意性地示出了該實施例的RF功率模塊的器件結構的局部剖面透視圖。
實施本發明的最佳模式以下，將參照附圖詳細說明本發明的實施例。
圖1示出了應用了本發明，能夠進行GSM和DCS兩種通訊系統的射頻通訊的系統的示意性結構。
圖1中，100表示通過在陶瓷襯底上安裝高頻信號處理電路(RFIC)110、用於從接收信號中濾除不需要的波的以表面聲波濾波器形式的帶通濾波器SAW、用於放大接收信號的低噪聲放大器LNA等而獲得的高頻模塊(此後，稱為RF模塊)，所述高頻信號處理電路110形成為具有能夠在GSM和DCS系統中進行GMSK調製和解調的調製/解調電路的半導體集成電路。200表示RF功率模塊，該RF功率模塊包括用於通過驅動天線ANT來發射信號的高頻功率放大電路(此後，稱為功率放大器)PA和輸出功率控制電路230。300表示形成為半導體集成電路的基帶電路(此後，稱為基帶IC)，用於根據所發射的數據(基帶信號)來產生I和Q信號，並處理從接收信號中提取的I和Q信號。400表示一個前端模塊，該前端模塊包括濾波器LPF、發射/接收切換開關，以及一個分支濾波器，所述濾波器LPF用於去除噪聲，例如從所述功率模塊200輸出的發射信號中包含的諧波。500表示一個微處理器(此後，稱為CPU)，用於通過為所述RF IC110和所述基帶IC 300生成控制信號，並且對所述RF功率模塊200產生一個輸出電平指令信號Vramp來控制整個系統。
如圖1中所示，在本實施例中，所述RF功率模塊200內具有用於放大GSM頻帶中900MHz發射信號的功率放大器210a和用於放大DCS頻帶中1800MHz發射信號的功率放大器210b。類似地，所述RF模塊100內具有用於GSM的SAW濾波器120a和低噪聲放大器130a，以及用於DCS的SAW濾波器120b和低噪聲放大器130b。
在該RF IC 110中，根據理想的待發射的信息進行對載波進行相位調製的GMSK調製，並且將相位調製過的信號作為高頻信號Pin輸入到所述RF功率模塊200並進行放大。在本實施例中，儘管沒有進行限定，但所述RF IC 110不僅包括用於發射的所述調製電路，而且還包括由混頻器和高增益的可編程增益放大器等構成的接收電路，該混頻器用於將接收信號降頻變換為較低頻率的信號。在所述RF IC 110中還可以設置所述低噪聲放大器LNA。
所述前端模塊400包括用於GSM的低通濾波器410a、用於DCS的低通濾波器410b、用於切換GSM的發射/接收的切換開關420a、用於切換DCS的發射/接收的切換開關420b和一個分支濾波器430，所述分支濾波器430連接到該天線ANT並從接收信號中分離出用於GSM的信號和用於DCS的信號。雖然在圖1中未示出，但所述RF功率模塊200或前端模塊400設置有連接在所述功率放大器210a和210b的輸出端子或者所述RF功率模塊200的發射輸出端子與所述低通濾波器410a和410b之間，並執行阻抗匹配的阻抗匹配電路。
圖2示出了應用了本發明的所述RF功率模塊200的第一實施例的示意性結構。
本實施例的RF功率模塊200具有輸出檢測電路220，包括用於檢測所述功率放大器210a和210b的輸出電流的放大器221a和221b、用於產生與所述放大器的電流成比例的電流的電流鏡電路222a和222b、以及用於將所述電流鏡電路的傳輸側上的電流轉換為電壓的讀出電阻Rs；以及所述輸出功率控制電路230，用於將所述輸出檢測電路220的檢測信號與來自該CPU 500的輸出電平指令信號Vramp進行比較，並控制所述功率放大器210，從而所述功率放大器210a和210b的輸出功率變成一個取決於所述輸出電平指令信號Vramp的電平。
當所述輸出電平指令信號Vramp的指令電平接近於作為通訊方的基站時就將它設置為低電平，而當所述輸出電平指令信號Vramp的指令電平遠離該基站時就將它設置為高電平。在該RF IC 110中，可以響應於來自該CPU 500的指令，產生所述輸出電平指令信號Vramp。該CPU 500不僅輸出該輸出電平指令信號Vramp，而且還將發射起始信號TXON輸出到所述RF功率模塊200。可以從所述基帶LSI 300或RF IC 1 10將所述發射起始信號TXON提供到該RF功率模塊200。
如圖2中所示，在本實施例中，用於檢測GSM側上的所述功率放大器210a的輸出電流的電路和用於檢測DCS側上的所述功率放大器210b的輸出電流的電路共用所述讀出電阻Rs。由於根據標準來確定GSM側的所述功率放大器210a的輸出功率的最大電平和DCS側的所述功率放大器210b的輸出功率的最大電平，並且它們彼此不同，因此不能簡單地共用所述讀出電阻Rs。在本實施例中，通過以下的器件來實現所述讀出電阻Rs的共用。
由於所述讀出電阻Rs必須具有高精度，因此它作為分立部件安裝在該模塊上。如上所述，通過由GSM側和DCS側共用所述讀出電阻Rs，減少了部件的數目，並且能夠減小該模塊的尺寸。通過在該模塊上安裝作為分立部件的讀出電阻Rs，可以根據所述功率放大器210a和210b的特性來選擇並安裝具有理想阻值的讀出電阻Rs。
所述輸出功率控制電路230包括比較電路231，用於將所述輸出檢測電路220的檢測信號與所述輸出電平指令信號Vramp進行比較，並根據所述信號之間的差值來產生一個輸出控制電壓Vapc；以及一個偏置控制電路232，用於根據從所述比較電路231輸出的所述輸出控制電壓Vapc、從該CPU 500提供的並且表示按照GSM來發射信號的GSM模式或者是按照DCS來發射信號的DCS模式的模式信號「模式」等來產生並提供偏置電流Ic1、Ic2和Ic3到所述功率放大器210a和210b。當用於檢測GSM側的所述功率放大器210a的輸出電流的電路和用於檢測DCS側的功率放大器210b的輸出電流的電路共用所述讀出電阻Rs時，通過調整傳送到所述讀出電阻Rs的電流，同樣可以共用所述比較電路231。
在該CPU 500或基帶LSI 300中，預先獲得了該RF IC 100和RF功率模塊200的特性，生成了表示從所述RF功率模塊200輸出理想的輸出電平信號所需的輸出電平指令信號Vramp和一個所需的輸出電平之間的關係的表格形式的數據，並存儲在內部非易失性存儲器或類似存儲器中，並且參考該表產生通過發射到基站/從基站接收而獲得的取決於所需的輸出電平的輸出電平指令信號Vramp，並將其輸出。當所述RF IC 100具有用於校正特性波動的校正電路時，可以在該CPU 500或基帶LSI 300的非易失性存儲器中存儲校正數據。
圖4示出了本實施例中的RF功率模塊200的具體電路實例。僅示出了GSM側的功率放大器210a和輸出檢測電路220a，而沒有示出DCS側的功率放大器210b和輸出檢測電路220b。儘管沒有特別限制，但在本實施例中，將用於控制傳送到所述功率放大器210a的放大級的偏置電流Ic1、Ic2和Ic3的所述輸出功率控制電路230構成為GSM和DCS的共用電路。
在本實施例的功率放大器210中，通過用於阻擋直流並進行阻抗匹配的阻抗匹配電路MN1到MN3級聯三個放大級211、212和213。對於每一個所述放大級，都設置有用於功率放大的場效應電晶體(此後，稱為FET)。圖4示出了最後放大級213和在所述放大級213的下一級的阻抗匹配電路MN4的具體電路結構。儘管沒有示出，但所述第一和第二放大級211和212具有類似於所述最後放大級213的結構。MS7和MS8表示微帶線，該微帶線用作用於對形成在該陶瓷襯底上的阻抗進行匹配的電感元件。
由用於功率放大的FET 31和連接到該FET 31的FET 32構成所述最後放大級213，以形成一個電流鏡，該FET 31的柵極端子通過所述阻抗匹配電路MN3接收作為前級的所述放大級212的輸出。通過電感元件L3將電源電壓Vdd施加到該FET 31的漏極端子。通過將從所述偏置控制電路232提供的控制電流Ic3傳送到該電流鏡FET 32，與所述控制電流Ic3相同或與所述控制電流Ic3成比例的漏極電流Id傳送到該FET 31。以這種方式，電流在所述第一和第二放大級211和212中通過。
通過由所述偏置控制電路232對所述放大級211到213的控制電流Ic1、Ic2和Ic3進行控制，來控制所述放大級的放大係數，從一個輸出端子OUT輸出信號Pout，通過消除高頻輸入信號Pin中的直流成分並將交流成分放大到一個理想水平來獲得該信號Pout。在本實施例中，根據所述比較電路231的輸出來控制所述控制電流Ic1、Ic2和Ic3，所述比較電路231將由所述輸出檢測電路220檢測的輸出電平與所述輸出電平指定信號Vramp進行比較。
為了偏置各級中的FET 211、212和213，所述偏置控制電路232響應於從該CPU 500(或基帶LSI 300)提供的所述起始控制信號TXON開始操作，並根據從該CPU 500(或基帶LSI 300)提供的表示GSM模式或DCS模式的所述模式指令信號模式產生GSM模式下的控制電流Ic1、Ic2和Ic3或將要提供到用於DCS的功率放大器210b(未示出)的DCS模式下的控制電流Ic1`、Ic2`和Ic3`(Ic1`＜Ic1、Ic2`＜Ic2且Ic3`＜Ic3)。
所述輸出檢測電路220由以下構成具有柵極端子的N溝道MOSFET 221，與所述最後一級213中用於功率放大的FET 31的柵極電壓相同的電壓施加到該柵極端子；在所述MOSFET 221和電源電壓端子Vdd0之間串聯連接到所述MOSFET 221的P溝道MOSFET 222；與所述MOSFET 222並聯設置的MOSFET 223；以及用於將電流轉換為電壓的檢測電阻Rs，所述讀出電阻Rs串聯連接到該MOSFET 223。
該MOSFET 222的柵極和漏極相互連接，並且所述MOSFET 223和222的柵極共同地連接，由此構成一個電流鏡電路。為了抑制所述輸出檢測電路220中流動的電流，採用了用於輸出檢波的MOSFET 221，其比所述功率放大FET 31小。通過向所述MOSFET 221的柵極端子施加一個與最後一級中的所述功率放大FET 31的柵極電壓相同的電壓，與該FET 31的漏極電流成比例的電流被傳送到該MOSFET 221。通過該電流鏡電路將所述電流傳輸到該電阻Rs。
因此，在該電阻Rs和該MOSFET 223之間的連接節點的電壓VSNS變成與所述最後一級中的該功率放大FET 31的電流成比例的一個電壓。在本實施例中，該電壓VSNS作為一個輸出電平檢測信號反饋到所述輸出功率控制電路230的所述比較電路231。所述比較電路231將檢測電壓VSNS與來自該CPU 500的所述輸出電平指定信號Vramp進行比較，並產生一個輸出控制電壓Vapc到所述偏置控制電路232。所述偏置控制電路232根據所述輸出控制電壓Vapc產生提供到所述功率放大器210a的控制電流Ic1、Ic2和Ic3。
由於本實施例的輸出檢測電路220設置有電流鏡電路，因此只要一個輸出端來用於輸出檢波就足夠了。特別地，儘管可以僅僅由具有柵極端子的用於輸出檢波的MOSFET 221來構成所述輸出檢測電路，通過串聯連接到所述MOSFET 221的用於電流-電壓轉換的電阻Ri和電阻(Rs)將與所述最後一級中的所述功率放大FET 31的柵極電壓相同的電壓施加到所述MOSFET 221的柵極端子，但還需要用於將用於電流-電壓的電阻兩端的電壓輸出到外部的兩個端子。相反，通過與本實施例相同地設置所述電流鏡電路(222和223)和用於電流-電壓轉換的所述電阻Rs，並將所述電阻Rs的其中一個端子接地，僅僅使用一個外部端子來用於輸出檢波就足夠了。
此外，在本實施例中，按照下表1來設置所述功率放大器210a和210b的最後一級中的所述功率放大FET 31和在所述輸出檢測電路220中的用於輸出檢波的MOSFET 221之間的尺寸比，以及在所述輸出檢測電路220的所述電流鏡MOSFET 222和223之間的尺寸比。GSM中的FET的尺寸比和DCS中的FET的尺寸比彼此不同，原因是根據在GSM和DCS標準中確定的天線端處的最大輸出電平，GSM中的RF功率模塊的輸出端子的最大輸出電平設置為34dBm，而在DCS中的最大輸出電平設置為32dBm。
表1
如上所述，通過設置這些FET的尺寸比，就可以由GSM和DCS共用所述讀出電阻Rs和所述比較電路231。同樣還存在一種方法，該方法通過電阻將所述功率放大FET 31的柵極輸入電壓施加到所述輸出檢測電路220中用於輸出檢波的MOSFET 221的柵極端子，並檢測出作為DC電平的電壓。然而，通過不使用電阻而直接施加電壓，也可以獲得AC輸入。以這種方式，所述功率放大FET 31的漏極電流Id和所述檢測電流ISNS之間的相關性就會變得更好。
具體地，在低輸出電平下，如圖3中的虛線所示，所述功率放大FET 31的增益小，從而所述漏極電流Id不會飽和。然而，在高輸出電平下，如圖3中的實線所示，該FET 31的增益增加，從而所述漏極電流Id變得飽和。另一方面，當所述輸出檢測電路220的輸入阻抗高時，就不容易發射輸入信號，並且所述檢測電流ISNS的幅度比所述漏極電流Id更小。即使在所述電流Id變得飽和的情況下，所述輸出檢測電路220的檢測電流ISNS也不會飽和，從而所述輸出電流Iout和所述檢測電流ISNS之間就不存在相關性。
然而，通過將所述功率放大FET 31的柵極輸入直接施加到用於輸出檢波的該MOSFET 221的柵極端子，對於高頻信號來說，輸入阻抗變低，並且輸入信號易於發射到FET 221的柵極。當FET 213執行飽和操作時，用於輸出檢波的FET 221同樣執行飽和操作。因此，在FET 32的漏極電流Id和所述檢測電流ISNS之間就存在相關性，並且可以以更高的精度來檢測所述輸出電平。
圖5示出了所述輸出檢測電路220的另一個實施例。
在本實施例的輸出檢測電路220中，作為所述電流鏡電路的一個組件，在用於輸出檢波的FET 221的漏極端子和MOSFET 222的漏極端子之間連接有用於提高線性度的電阻R4。通過所述電阻R4，可以降低所述輸出檢測電路220的電源電壓依賴性。在沒有設置用於提高線性度的電阻R4的情況下，如圖6中的實線所示，當電源電壓Vdd0處於預定電平例如3.5V時，所述輸出功率Pout和所述檢測電流ISNS之間的相互關係幾乎是線性的。然而，當電源電壓Vdd0改變到例如4.2V的電平時，如圖6中的虛線所示，在輸出功率高的區域，FET 221中流動的電流急劇增加。
另一方面，當設置了所述電阻R4時，即使所述電源電壓Vdd0改變，FET 221的漏極電壓的波動量也很小。結果，就能夠降低在FET 221中流動的電流的波動。用於提高線性度的電阻R4的電阻值的一個實例為大約100Ω。可以將GSM側用於提高線性度的電阻R4設置為比DCS側用於提高線性度的電阻R4稍微大一點的阻值。
在本實施例中，雖然沒有特別限定，但是可以將構成所述RF功率模塊200的元件之中的所述第一和第二放大級211和212(用於GSM和DCS兩者)的每一級中的FET、與該FET結合形成電流鏡電路的MOSFET、以及構成所述輸出功率控制電路230和所述輸出檢測電路220的MOSFET 222和223形成為在單個半導體晶片上的半導體集成電路IC1。所述放大級211和212的電流鏡MOSFET具有與所述功率放大FET相同的導電類型(n溝道型)和相同的結構，因此，具有相同的溫度特性。就能夠抑制隨溫度波動的所述功率放大器210的特性波動。
另一方面，將所述功率放大器210的最後一級213中的FET 31(用於GSM和DCS兩者)、與FET 31結合而形成電流鏡電路的MOSFET32，以及用於輸出檢波的MOSFET 221形成為在另一個半導體晶片上的半導體集成電路IC2。作為所述電流-電壓轉換電阻Rs和用於提高所述輸出檢測電路220的線性度的所述電阻R4，採用了在所述阻抗匹配電路MN1到MN4中的電容性元件C9到C11和電感元件L3等分立部件。
在同一陶瓷襯底上，安裝了這兩個半導體晶片IC1和IC2以及作為分離部分的元件例如電阻Rs和電容C9到C11，由此構成了用於射頻通訊的單個電子組件(模塊)。在該陶瓷襯底上，在由銅或類似物製成的導電層圖形中形成微帶線MS7和MS8等，以便具有理想的電感值。具有處於最後一級中的FET 31、連接到FET 31以便形成電流鏡電路的MOSFET 32、以及作為所述輸出檢測電路220的一個元件的MOSFET 221的半導體集成電路可以分別形成為用於GSM的晶片以及用於DCS的晶片。
圖10示出了本實施例的RF功率模塊的器件結構。圖10沒有精確地展示本實施例的RF功率模塊的結構，但圖10是示意性地示出了省略一些元件、布線等的結構的結構圖。
如圖10中所示，本實施例的模塊的主體10具有一種結構，其中層疊併集成了按照氧化鋁等製成的陶瓷膜形式的多層電介質膜11。在每層電介質膜11的表面或背面上，設置了形成為預定圖案並由鍍面(surface-plated)導體例如銅製成的導電層12。12a表示由所述導電層12形成的布線圖案。為了連接在每層電介質膜11的表面和背面上的導電層12或布線圖案，形成了稱為通孔的孔13，並用導體填充。
在圖10所示實施例的模塊中，層疊了六層電介質膜11。在第一、第三和第六層中的每一層的幾乎整個背面上，形成導電層12，由此獲得一個接地層，地電位GND施加到該接地層。其餘每層電介質膜11的表面和背面上的導電層12用於構成發射線等。通過適當地設置所述導電層12的寬度和電介質膜11的厚度，形成所述發射線以使所述阻抗變成50Ω。
在第一至第三電介質膜11的每一層中，形成矩形孔以便安裝所述半導體晶片IC1和IC2。在孔中插入每個IC，並且通過焊接材料14將每個IC固定到孔的底部。在對應於所述孔的底部的第四電介質膜11和低於所述第四電介質膜11的電介質膜11中，形成稱為通孔的孔15，並用導體填充。所述通孔中的導體起到將所述晶片IC1和IC2中產生的熱傳輸到最低的導體層的作用，以便提高釋放效果。
所述晶片IC1和IC2以及一個預定導電層12的頂表面上的電極通過焊接線31相互電連接。在第一電介質膜11的表面上形成了構成所述微帶線MS7和MS8等的導電圖案12a，並且安裝了用於形成所述功率放大器210、所述輸出檢測電路220等的多個分立部件32例如電容元件C9到C11和電阻元件Rs和R4。還可以在該襯底的內部，通過採用電介質膜11的表面和背面上的導電層、而不使用所述分立部件來形成除了各元件之外的電容元件。
圖7示出了應用了本發明的所述RF功率模塊200的第二實施例的示意性結構。
在本實施例的RF功率模塊200中，DCS側的功率放大器210b的輸出端子Pout-DCS設置有一個狀態切換電路240，所述狀態切換電路240包括連接在所述輸出端子Pout-DCS和所述電源電壓端子Vdd之間的電阻R0、在所述輸出端子Pout-DCS和一個參考電位點例如地電位之間串聯連接的二極體D0和電容器C0、以及連接在所述二極體D0和所述電容器C0的連接節點N0和接地點之間的電阻R1和開關電晶體Q1。所述二極體D0優選為PIN二極體。所述電容元件C0的值可以為幾個皮法(pF)的量級。採用了幾千歐姆(kΩ)量級的電阻R0和R1。通過在所述半導體晶片IC1或IC2上形成所述電晶體Q1，就能夠抑制元件數目的增加。
根據來自所述偏置控制電路232的控制信號，在GSM模式下導通所述電晶體Q1或在DCS模式下截止所述電晶體Q1。在所述電晶體Q1截止的DCS模式中，中斷了由電阻R0、二極體D0、電阻R1和電晶體Q1形成的電流路徑，以致於從一條線觀察到的二極體D0的阻抗高，發射信號通過該線來發射。電阻R0具有幾千歐姆量級的阻值，而所述發射線的電阻為50Ω，並且所述阻抗足夠高，以致於從所述發射線觀察不到電阻R0前面的阻抗。因此，此時，所述功率放大器210b就以類似於沒有連接所述狀態切換電路240的電路的方式進行操作。
另一方面，在所述電晶體Q1導通的GSM模式下，電流在由電阻R0、二極體D0、電阻R1和電晶體Q1形成的路徑中流動，並且所述功率放大器210b的輸出端子的電位固定。它防止了該GSM信號的兩倍高諧波傳輸到該功率放大器210b，並且防止其經由連接到所述輸出端子Pout-DCS的處於後一級中的濾波器電路洩露到GSM側的功率放大器210a的輸出端，並且防止其成為從該天線發射的GSM發射信號中的噪聲。
在所述電晶體Q1截止的DCS模式下，二極體D0起到檢測元件的作用，並且通過來自於所述功率放大器210b的信號，將二極體D0的負極側的節點N1固定到一個對應於最大幅度電平的相對高的電位。因此，在本實施例中，通過採用高耐(high-withstand)壓的MOSFET來作為所述電晶體Q1，當所述電晶體Q1截止並且該節點處的電位變為高電平時，就能夠防止所述電晶體Q1被損壞並且能夠防止洩漏電流被傳送到所述電晶體Q1。作為所述高耐壓壓的MOSFET，可以採用公知的高耐壓元件例如LD(橫向擴散的)MOS。
將參照圖9來說明為什麼將從DCS側的功率放大器210b輸出的信號添加到GSM模式下的GSM的發射信號中的原因。
圖9示出了在所述RF功率模塊200的下一級中連接的前端模塊400中的發射部分的其中之一(例如，DCS)的具體電路結構實例。
在圖9中，FET 31是在所述RF功率模塊200的最後一級中的一個電晶體，發射信號被輸入到FET 31的柵極端子，通過具有電學長度為基波的1/4波長的λ/4發射線TL0，將電源電壓Vd施加到所述漏極端子，阻抗匹配電路421連接到所述λ/4發射線TL0和FET 31的漏極端子之間的連接節點，並且在下一級中，依次連接低通濾波器431、發射/接收切換電路441和用於分流GSM接收信號和DCS接收信號的分支濾波器460。
在本實施例中，雖然沒有進行限制，但所述阻抗匹配電路421具有由電感元件和電容元件構成的並聯諧振電路PR、由發射線和電容元件構成的匹配裝置IM，以及用於消除從所述低通濾波器431側到所述功率放大器側的直流噪聲的電容元件DC。設置該電路的常數，以使所述阻抗匹配電路421的輸出節點的阻抗變成50Ω。所述發射/接收切換電路441具有連接在所述低通濾波器431和所述分支濾波器460之間的二極體D1、以及串聯連接在所述二極體D1的負極端子和接地點之間的λ/4發射線TL1和二極體D2。
在所述發射/接收切換電路441中，當發射時，所述二極體D1導通，並且來自所述功率放大器側的發射信號被發射到所述分支濾波器460。此時，所述二極體D2也導通，所述λ/4發射線TL1的另一端被短路到地電位，並且從所述二極體D1側到所述λ/4發射線TL1觀察到的阻抗變高。因此，可以將該信號發射到天線ANT，同時防止了該信號向接收側洩漏。另一方面，在進行接收時，這兩個二極體D1和D2都截止。因此，來自天線ANT的接收信號通過所述分支濾波器460、λ/4發射線TL1和電容器C21發射到圖1中的所述SAW濾波器120A側。在GSM側的所述發射/接收切換電路442具有類似的結構，因此將不再對其進行說明。
在如圖9所示構成所述前端模塊400的情況下，所述發射/接收切換電路441和442通過所述二極體D1和D2來切換發射/接收信號，從而從所述功率放大器210b到天線ANT的信號發射路徑不能被徹底中斷。由於DCS信號的頻率大約是GSM信號頻率的兩倍，當GSM信號兩倍高的諧波從GSM側的功率放大器210a發射到DCS側的功率放大器210b時，不能通過所述低通濾波器431來阻擋諧波。因此，擔心來自DCS側的所述功率放大器410b的洩漏信號作為噪聲添加到GSM模式下從GSM側的所述功率放大器410a輸出到天線ANT的信號中。
因此，與圖7的實施例一樣，通過為所述功率放大器210b的輸出端子Pout-DCS設置所述狀態切換電路240，在GSM模式下，就能夠防止來自於DCS側的功率放大器210b的洩漏信號作為噪聲添加到GSM發射信號中。
圖8示出了應用了本發明的所述RF功率模塊200的第三實施例的示意性結構。
在本實施例的RF功率模塊200中，在一個輸入端子和所述比較電路231的輸出端子之間設置一個起濾波器作用的時間常數電路233，來自所述輸出檢測電路220的信號被輸入到該輸入端子，並且為該模塊設置外部端子P1和P2，從而並聯設置並構成所述時間常數電路233的電阻元件和電容元件可以按照外部部件的方式來連接。
輸入到所述比較電路231的另一個輸入端子的來自於該CPU 500的所述輸出電平指令信號Vramp是一種從所述CPU中的D/A轉換器輸出的具有階躍式波形的信號，並且所述比較電路231的輸出同樣具有階躍式波形。所述時間常數電路233用來平滑所述具有階躍式波形的信號。通過構造這些構成所述時間常數電路233的元件(電阻和電容元件)，以使其被連接成外部元件，就存在優點，即用戶可以根據由他/她自己設計的系統來任意地設置時間常數，並且可以改善系統特性。
雖然這裡根據上述實施例已經具體地說明了發明者完成的本發明，但是顯然，本發明不限於上述實施例，在不脫離本發明的主旨的情況下可以進行各種修改。例如，在各實施例中，所述RF功率模塊和所述前端模塊被構成為分離模塊，也可以將它們構成為單個模塊。
在各實施例的RF功率放大器中，以三級方式來連接所述功率放大FET。還可以以兩級或四級或更多級的方式來連接所述功率放大FET。在第二級和第三級中的FET 212和213中的每一個都可以由並聯連接的兩個FET構成。此外，在第一級中的功率放大FET和電流鏡FET中的每一個都可以採用雙柵FET的形式，並且通過將來自所述偏置控制電路232的偏置電流Ic1由電阻來分壓而獲得的電壓施加到每個柵極，以通過一個理想的漏極電流。
此外，在各實施例中，已經說明了所述RF功率模塊由包括第一和第二放大級211和212以及所述輸出功率控制電路230的半導體集成電路、包括第三級中的FET 31和所述電流鏡FET 32以及用於輸出檢波的FET 221的半導體集成電路、以及外部元件例如電阻和電容元件等來構成。或者，可以將這兩個半導體集成電路構成為單個半導體集成電路。
工業實用性雖然在各實施例中已經說明了應用了本發明的能夠在GSM和DCS模式下進行通訊的雙頻帶RF功率放大器的情況，但是，本發明還可以應用到一種RF功率放大器，所述RF功率放大器作為不僅能夠在GSM和DCS模式下進行通信而且還能夠在採用1900MHz頻帶的PCS模式(個人通信系統)下進行通信的三頻帶通信系統的一個組件。在這種情況下，可以通過一個公共的功率放大器或者是分離的功率放大器來放大DCS和PCS信號。
權利要求
1.一種用於放大高頻功率的電子組件，包括第一功率放大電晶體，用於將第一頻帶中的調製高頻信號放大；第二功率放大電晶體，用於將第二頻帶中的調製高頻信號放大；用於輸出檢波的第一電晶體，該第一電晶體用於接收所述第一功率放大電晶體和用於通過與該電晶體的電流成比例的電流的第一電流鏡電路的輸入信號；用於輸出檢波的第二電晶體，該第二電晶體用於接收所述第二功率放大電晶體和用於通過與該電晶體的電流成比例的電流的第二電流鏡電路的輸入信號；讀出電阻器，公共地連接在所述第一電流鏡電路的傳輸側和所述第二電流鏡電路的傳輸側上，並將電流轉換為電壓；以及偏置控制電路，用於將通過所述讀出寄存器檢測的信號與輸出請求電平指令信號進行比較，並為所述第一和第二功率放大電晶體生成一個偏置電流。
2.根據權利要求1所述的用於放大高頻功率的電子組件，其中當所述第一頻帶中的高頻信號的輸出電平和所述第二頻帶中的高頻信號的輸出電平彼此不同時，設置所述第一和第二電流鏡電路的傳輸源中的電流與傳輸側上的電流之間的比值，從而使得在第一高頻功率放大電路或者第二高頻功率放大電路工作在最大輸出電平的情況下，在所述讀出電阻器中流動的電流的幅度變得幾乎彼此相等。
3.根據權利要求1所述的用於放大高頻功率的電子組件，其中當所述第一頻帶中的高頻信號的輸出電平和所述第二頻帶中的高頻信號的輸出電平彼此不同時，分別設置用於放大的電晶體和用於在所述高頻功率放大電路的最後一級中輸出檢波的電晶體之間的尺寸比以及構成電流鏡電路的電晶體的尺寸比，從而使得在第一高頻功率放大電路或者第二高頻功率放大電路工作在最大輸出電平的情況下，在所述讀出電阻器中流動的電流的幅度變得幾乎相等。
4.根據權利要求2所述的用於放大高頻功率的電子組件，進一步包括一個公共比較電路，用於將通過所述讀出寄存器檢測出的信號與提供的一個輸出請求電平指令信號進行比較。
5.根據權利要求1到4中的任何一項所述的用於放大高頻功率的電子組件，進一步包括連接到所述第一功率放大電晶體以形成一個電流鏡電路的電晶體、以及連接到所述第二功率放大電晶體以形成一個電流鏡電路的電晶體，其中通過從所述偏置控制電路將預定的控制電流傳輸到所述用於形成電流鏡電路的所述電晶體，將偏置電壓施加到所述第一和第二功率放大電晶體的輸入端。
6.根據權利要求1到5中的任何一項所述的用於放大高頻功率的電子組件，其中在同一半導體晶片上形成所述第一和第二電流鏡電路以及所述比較電路，並且將所述讀出電阻器作為分立部件連接。
7.根據權利要求1到6中的任何一項所述的用於放大高頻功率的電子組件，其中在用於輸出檢波的所述第一電晶體和所述第一電流鏡電路的傳輸源中的電晶體之間，以及在用於輸出檢波的所述第二電晶體和所述第二電流鏡電路的傳輸源中的電晶體之間分別設置一個電阻元件。
8.根據權利要求7所述的用於放大高頻功率的電子組件，其中將所述電阻元件作為分立部件連接。
9.根據權利要求4所述的用於放大高頻功率的電子組件，其中在所述比較電路的輸入端子和輸出端子的其中一個端子與一個外部端子之間設置一個時間常數電路，在設置有一個外部元件時，該外部端子用於連接所述時間常數電路的元件。
10.根據權利要求1所述的用於放大高頻功率的電子組件，包括第一放大電路，其中級聯用於將第一頻帶中的調製高頻信號放大的多個功率放大電晶體；以及第二放大電路，其中級聯用於將第二頻帶中的調製高頻信號放大的多個功率放大電晶體，其中構成用於輸出檢波的所述第一電晶體和用於輸出檢波的所述第二電晶體，以便接收所述第一和第二放大電路的最後一級中的功率放大電晶體的輸入信號。
11.根據權利要求10所述的用於放大高頻功率的電子組件，其中所述第一放大電路放大GSM發射信號，而所述第二放大電路放大DCS發射信號。
12.根據權利要求11所述的用於放大高頻功率的電子組件，進一步包括串聯連接在所述第二放大電路的輸出端子和一個參考電勢點之間的二極體和電容器；以及連接在該二極體和該電容器的連接節點和該參考電勢點之間的開關電晶體，其中當所述第一放大電路工作時該開關電晶體導通，而當所述第二放大電路工作時該開關電晶體截止。
13.根據權利要求12所述的用於放大高頻功率的電子組件，其中所述開關電晶體是具有高擊穿電壓的MOSFET。
14.一種射頻通信系統，包括根據權利要求12所述的用於放大高頻功率的電子組件；第二電子組件，包括用於通過利用二極體在發射信號和接收信號之間進行切換的發射/接收切換電路，以及用於在第一頻帶中的信號和第二頻帶中的信號之間進行切換的信號切換裝置；第三電子組件，用於調製發射信號，並將所調製的信號輸入到用於放大高頻功率的所述電子組件；以及一個半導體集成電路，用於將一個輸出請求電平指令信號施加到用於放大高頻功率的所述電子組件。
15.一種用於放大高頻功率的電子組件，包括第一功率放大電晶體，用於將第一頻帶中的調製高頻信號放大；第二功率放大電晶體，用於將第二頻帶中的調製高頻信號放大；用於輸出檢波的第一電晶體，用於接收所述第一功率放大電晶體和用於通過與該電晶體的電流成第一比值關係的電流的第一電流鏡電路的輸入信號；用於輸出檢波的第二電晶體，用於接收所述第二功率放大電晶體和用於通過與該電晶體的電流成不同於所述第一比值的第二比值關係的電流的第二電流鏡電路的輸入信號；以及轉換電路，公共地連接到所述第一和第二電流鏡電路，並將電流轉換為電壓，其中偏置控制電路，用於將所述轉換電路的輸出信號與輸出請求電平指令信號進行比較，並生成所述第一功率放大電晶體的偏置電流。
16.根據權利要求15所述的用於放大高頻功率的電子組件，其中所述偏置控制電路生成所述第二功率放大電晶體的偏置電流。
17.一種射頻通信系統，包括根據權利要求15所述的用於放大高頻功率的電子組件；第二電子組件，包括用於通過利用二極體在發射信號和接收信號之間進行切換的發射/接收切換電路，以及用於在第一頻帶中的信號和第二頻帶中的信號之間進行切換的信號切換裝置；第三電子組件，用於調製發射信號，並將所調製的信號輸入到用於放大高頻功率的所述電子組件；以及一個半導體集成電路，用於將一個輸出請求電平指令信號施加到用於放大高頻功率的所述電子組件。
全文摘要
一種高頻功率模塊，作為能夠在雙頻帶例如GSM和DCS中進行通訊的射頻通訊系統的組件，所述高頻功率模塊包括用於輸出檢波的第一電晶體，該第一電晶體用於接收一個信號，該信號與用於放大GSM側的高頻信號的第一功率放大電晶體和用於通過與該電晶體的電流成比例的電流的第一電流鏡電路的輸入信號相同；以及用於輸出檢波的第二電晶體，該第二電晶體用於接收用於放大DCS側的高頻信號的第二功率放大電晶體和用於通過與該電晶體的電流成比例的電流的第二電流鏡電路的輸入信號。由GSM和DCS共用一個讀出電阻器，該讀出電阻器用於將所述電流鏡電路的傳輸側的電流轉換為電壓、利用該電壓作為一個輸出電平檢測信號、將所檢測的輸出電平與所需的輸出電平進行比較、相應地控制所述輸出電平，並且將從所述第一和第二電流鏡電路傳輸的電流轉換為電壓。
文檔編號H04B1/40GK1639968SQ0282940
公開日2005年7月13日 申請日期2002年9月5日 優先權日2002年9月5日
發明者小野生幸, 赤嶺均, 安達徹朗 申請人:株式會社瑞薩科技