基於dsp的移相全橋高頻鏈逆變器的製作方法
2023-06-25 09:15:21 3
專利名稱：基於dsp的移相全橋高頻鏈逆變器的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種將直流電變換為交流電的逆變器，特別是涉及一種基於DSP的純數字控制技術，結構簡單、輸出質量好的高性能全橋高頻鏈逆變器。
背景技術：
逆變器是將直流電變換為交流電的電力設備，在新能源的開發和利用、UPS技術以及小型獨立供電系統(如飛機、汽車、輪船)等領域有著廣泛的應用。其中，低壓直流電到工頻高壓交流電(220V50Hz)的逆變器，是應用最為廣泛的一種逆變器。傳統的逆變器工作頻率低，一般為50Hz，升壓變壓器體積和重量很大。隨著電力電子技術的迅猛發展，高功率密度和高效率已經成為電力電子功率變換器不斷追求的目標。提高工作頻率可以大大減小變壓器的體積和重量，因此，高頻鏈技術是提高電力電子功率變換器的功率密度的根本技術。
由於高頻鏈逆變技術較為複雜，現有的一些高頻鏈逆變方案實現上一般採用傳統的模擬電路技術，如三角波和正弦波基準的發生和比較電路、模擬PID調節器等，在開關技術上主要採用硬開關技術。採用模擬控制電路使得電路結構複雜、可靠性不高、參數依賴性強；而開關損耗是和開關頻率成正比的，硬開關技術的開關損耗比較大，這不利於逆變器的工作頻率的提高。
由此可見，上述現有的模擬電路的高頻鏈逆變器仍存在有諸多的缺陷，而亟待加以進一步改進。
隨著微處理器技術的迅猛發展，數位化技術不斷提高，使用高性能高集成度的數字電路研製新一代功率變換器已經成為可能。數字電路具有速度快、可靠性好、可移植性強的優點，而且能通過複雜的計算實現豐富靈活的控制策略。近年來，數位化技術實際上已成為電力電子技術發展的一個重要動力。
有鑑於上述情況，本發明人基於豐富的實務經驗及專業知識，積極加以研究創新，經過不斷的研究、設計，並經反覆試作樣品及改進後，終於創設出確具實用價值的本發明。
發明內容
本發明所要解決的主要技術問題在於，克服現有的模擬電路的高頻鏈逆變器存在的諸多缺陷，提供一種基於DSP的純數字控制技術，結構簡單、輸出質量好的高性能全橋高頻鏈逆變器。
本發明解決其主要技術問題是採用以下技術方案來實現的。
依據本發明所提出的基於DSP的移相全橋高頻鏈逆變器，包括高頻逆變橋、高頻鏈變壓器、周波變換器、LC交流濾波器、DSP核心控制電路、MOS管驅動電路、檢測反饋電路、輔助電源，其中該高頻逆變橋的4個MOS管為全橋結構，每個MOS管的DS間反並有一個快恢復二極體；該高頻鏈變壓器原邊和副邊各一個繞組，副邊繞組有中間抽頭；該周波變換器由4個MOS管組成，每個MOS管的DS間反並有一個快恢復二極體，每兩個MOS管的S極相連構成一個雙向開關，兩個雙向開關一端相連，另一端分別連在副邊繞組的兩端；該LC交流濾波器一端連在副邊繞組的抽頭，另一端連在兩個雙向開關的公共連接端；該DSP核心控制電路有邏輯驅動信號接口和AD採集信號輸入接口，分別和所述MOS管驅動電路和檢測反饋電路相連；該MOS管驅動電路輸出8路驅動信號，直接和8個MOS管的GS端相連；該檢測反饋電路有電流傳感器和電壓傳感器，分別與直流輸入端和交流輸出端相連；該輔助電源給DSP核心控制電路、MOS管驅動電路和檢測反饋電路提供隔離電源。
本發明解決其主要技術問題還可以採用以下技術措施來進一步實現。
前述的基於DSP的移相全橋高頻鏈逆變器，有兩個功率變換環節，逆變方式為「低壓直流→低壓高頻SPWM脈衝→高壓工頻正弦波」，高頻SPWM脈衝的脈寬按正弦規律變化，相鄰兩個脈衝極性相反，高頻SPWM脈衝序列的周期為100Hz，對應半個工頻正弦波。
前述的基於DSP的移相全橋高頻鏈逆變器，其中高頻SPWM脈衝的產生採用移相軟開關的方法，逆變橋的4個MOS管工作在移相控制方式，每個MOS管都在零電壓條件下導通，按正弦規律調節相位差，形成精確的高頻SPWM脈衝。
前述的基於DSP的移相全橋高頻鏈逆變器，其中採用TI公司的TMS320F240 DSP的兩個全比較單元產生移相驅動信號。
前述的基於DSP的移相全橋高頻鏈逆變器，其中周波變換器的4個MOS管構成了兩個雙向開關，每個雙向開關的兩個開關方向各開通半個工頻周期，將高頻SPWM脈衝轉換成工頻SPWM脈衝，並形成一個完整的工頻正弦波。
前述的基於DSP的移相全橋高頻鏈逆變器，其中DSP核心控制電路以TI公司的TMS320F240DSP為主控晶片，以兩片CY7C19920高速RAM外擴了32k字的程序和數據存儲器，電路上有8路邏輯驅動信號的輸出接口和2路AD採集信號的輸入接口。
前述的基於DSP的移相全橋高頻鏈逆變器，其中DSP核心控制電路和MOS管驅動電路、檢測反饋電路均為獨立的電路板，三者之間用兩條扁平電纜及雙排標準插頭插座相連。
前述的基於DSP的移相全橋高頻鏈逆變器，其中輔助電源為DC/DC多路輸出，輸入端為逆變器的直流電源端，多路隔離輸出分別給DSP核心控制電路板和MOS管驅動電路板、檢測反饋電路板供電，強電弱電完全電氣隔離。
本發明與現有技術相比具有明顯的優點和有益效果。由以上的技術方案可知，本發明採用基於DSP的純數字控制技術，省去了三角波和正弦波基準的發生和比較電路、模擬PID調節器等模擬電路，充分利用DSP的高速計算能力和功能強大的集成外設，實現了高頻鏈逆變器的整個控制。DSP集成度很高，進一步減小了逆變器的尺寸，體積小、重量輕、結構簡單、輸出質量好。在主電路拓撲上採取了全橋變換器結構。全橋變換器結構具有控制靈活、輸出質量好，是大功率輸出變換器的主流拓撲。本發明基於DSP的移相全橋高頻鏈逆變器，具有上述優點及實用價值，且在同類產品中均未見有類似的結構設計公開發表或使用，其不論在結構上或功能上皆有較大的改進，且在技術上有較大的進步，並產生了好用及實用的效果，而確實具有增進的功效，從而更加適於實用，誠為一新穎、進步、實用的新設計。
上述說明僅是本發明技術方案的概述，為了能夠更清楚了解本發明的技術手段，並可依照說明書的內容予以實施，以下以本發明的較佳實施例並配合附圖詳細說明如後。
本發明的具體實施方式
由以下實施例及其附圖詳細給出。
圖1是本發明的逆變器的總體結構圖；圖2是本發明的逆變器的主要波形示意圖；圖3是用DSP的全比較單元產生移相SPWM驅動信號示意圖；圖4是TMS320F240 DSP外部程序和數據存儲器擴展(32K)示意圖；圖5是整個控制電路結構簡圖；圖6是逆變橋開關管K2(CH1)和K4(CH2)移相驅動波形示意圖；圖7是開關管K2開關波形；圖8是高頻鏈變壓器原邊輸入的高頻SPWM波形(一個周期)；圖9是高頻鏈變壓器原邊輸入的高頻SPWM波形(局部放大)；
圖10高頻鏈變壓器副邊輸出的工頻SPWM波(CH2)和濾波後的正弦波(CH1)的示意圖。
具體實施例方式
以下結合附圖及較佳實施例，對依據本發明提出的基於DSP的移相全橋高頻鏈逆變器其具體實施方式
、結構、特徵及其功效，詳細說明如後。
本發明給出的基於DSP的全橋高頻鏈逆變器採取的基本逆變方案是「低壓直流」-「低壓高頻SPWM脈衝」-「高壓工頻正弦波」，共有兩個功率變換環節。總體構成分為兩大部分功率主電路和控制電路，如圖1所示。功率主電路主要包括直流電源端，直流濾波，高頻逆變橋，高頻鏈變壓器，周波變換器，LC交流濾波器等。控制電路主要包括DSP核心控制電路，開關管驅動電路，檢測反饋電路等。
本發明給出的基於DSP的全橋高頻鏈逆變器工作過程如下逆變橋通過高頻開關切換，將直流輸入電壓逆變成高頻SPWM脈衝，進入高頻鏈變壓器升壓至所需的幅值，周波變換器通過工頻變換再將其變成工頻SPWM波，最後經過濾波電路輸出純淨的正弦波。DSP計算並輸出移相SPWM開關信號和周波變換器的開關信號，經過驅動電路功率放大後驅動各個開關管，使之協調工作。DSP還實時採集、檢測輸出的電壓和電流，經過數字PID計算後不斷調整SPWM波的調製比，在負載變動時仍能保證輸出穩定的220V交流電壓。全橋高頻鏈逆變器主要波形示意圖如圖2所示。U1為逆變橋的輸出波形(也即高頻鏈變壓器的原邊波形)，U2為高頻鏈變壓器兩個副邊繞組的波形，U3為周波變換器的輸出，U4為濾波後的正弦輸出。
高頻鏈逆變器的關鍵技術在於如何產生包含正弦信息的高頻脈衝，這也是高頻逆變技術的複雜性所在。常用的方法是用硬開關技術，通過控制開關管的導通時間，使之按正弦規律變化，來產生SPWM脈衝。針對全橋拓撲的特點，本實用新型提出了一種新穎的移相SPWM軟開關技術，並用DSP加以實現。該技術結合了傳統的移相軟開關技術和傳統的SPWM技術，既能產生精確的高頻SPWM脈衝，實現高質量的輸出，又使開關管具有零電壓導通的軟開關特性，降低了開關損耗，提高了效率。
移相SPWM軟開關技術的特點為1)按正弦規律調節兩個橋臂之間開關信號的相位差，從而在一個工頻周期內形成標準的SPWM脈衝序列。
2)驅動信號的佔空比不是恆定的。在正弦波的過零點處佔空比最小(此時正弦波導數最大，即相鄰的兩個SPWM脈衝寬度變化最大)；在正弦波的幅值處佔空比最大(50％，此時正弦波導數為零，即相鄰的兩個SPWM脈衝寬度幾乎不變)。
3)輸出的交流電壓幅值大小由SPWM波的調製比來調節決定。
移相SPWM驅動信號共有4路，可用F240 DSP的全比較單元1和全比較單元2產生，每個全比較單元可以輸出兩路互補的開關信號，驅動一個橋臂的兩個開關管。
具體方法如下(如圖3所示)令GP1工作於連續加減的計數模式，工作周期設為一個開關周期(即50μs)。當GP1由0增至A點時，計數值與FCMP1的比較值發生匹配(即相等)，則FCMP1輸出電平發生跳變(K4的驅動由0變1，K3由1變0)。當GP1由A點增至B點時，計數值與FCMP2的比較值發生匹配，則FCMP2輸出電平發生跳變(K2的驅動由0變1，K1由1變0)。當GP1計數值遞增至其設定值後，開始遞減計數。遞減至C、D點時，過程類似，FCMP1和FCMP2輸出電平分別發生跳變。
全比較單元的比較值必須不斷更新，每半個開關周期要更新一個新的SPWM數據(這在GP1的下溢中斷和匹配中斷程序中進行)，通過掃描預先存入RAM的SPWM數據表得到。驅動信號的死區時間由專用寄存器設定。
為減少DSP的的計算負擔，SPWM邏輯驅動信號採用查表法產生。SPWM數據表採用直接法計算，預先存放於DSP的FLASH中，初始化程序將SPWM數據表調入高速RAM。下面討論數據表的計算。
SPWM脈衝的調製比M的取值範圍為0.50～0.97，在此範圍內取32個點，相應製成32個SPWM數據表，每個數據表有200個數據點。這是因為開關周期為50μs，一個開關周期包含正負兩個脈衝，50Hz的工頻正弦波相應被等分為800個小區間。而由正弦波的對稱性，只需計算前1/4周期即200個小區間內的等效脈衝的寬度即可。通過正向、反向掃描數據表可得出完整的正弦波。
SPWM脈衝寬度按面積相等法計算得到。數據表的計算公式為tk=M(cosTk-cosTk+1)]]>=M[cosTck2-cosTc(k+1)2]]]>=M2sinTc(2k+1)4sinTc4]]>=M1002sin1005010-6(2k+1)4sin1005010-64]]>=sin5400050Msin5(2k+1)4000]]>其中tk為所求的第k個方波脈衝的寬度(單位為秒)，M為調製比，ω為工頻角頻率，Tk為第k時刻的時間值(k＝0～199)。
計算出來的tk為小數，無法直接存放在FLASH中，必須經過進一步的折算，即要進行數字定標。設DSP晶片工作時鐘(也就是定時器的最小計數脈衝)為20MHz(即50ns)，EV模塊的通用定時器GP1工作在連續加減計數模式，周期為50μs，則其定時器的周期寄存器的值應為500。定標公式如下，計算所得的值可直接存入FLASHdatak=5002510-6-tk22510-6=250-tk107]]>datak的意義實際上是在[Tk，Tk+1]區間驅動信號的相對觸發時刻值。
本發明給出的基於DSP的全橋高頻鏈逆變器為獨立小系統，採用電壓有效值反饋的方式實現閉環控制，並用DSP實現了數字PID調節器，使逆變器在負載變動的情況下仍能實現220V交流電的穩壓輸出。控制過程為輸出的交流電經過反饋電路轉換成0～5V直流電平，通過AD輸入到DSP；同時，一個0～5V的設定信號也通過AD輸入到DSP。DSP的數字PID調節器根據兩個信號的誤差計算出相應的控制量uk，通過uk的大小選擇不同的SPWM數據表(對應了不同的調製比)，從而控制輸出電壓的大小。
數字PID調節器的算法如下uk=Kpek+KIi=1kei+KD(ek-ek-1)uo]]>=KPek+Ik+KD(ek-ek-1)+uo]]>其中Ik=IK-1+Ik=Ik-1+KIek=KIi=1k-1ei+KIek]]>ek為第k步誤差值，uk為第k步控制量，u0為初始控制量，Ik為積分項。三個係數KP、KI和KD由參數整定得到。
本發明給出的基於DSP的全橋高頻鏈逆變器的關鍵部件為高頻鏈變壓器，其作用為升壓、傳遞功率和實現輸入輸出電氣隔離。高頻鏈變壓器以鋅錳鐵氧體為鐵芯材料，型號為E17，原邊和副邊各有一個繞組，其中副邊繞組有中間抽頭。高頻逆變橋的4個開關管為低壓大電流MOS管，型號為IRFZ44(60V，35A，0.028Ω)。周波變換器的4個開關管為高壓小電流MOS管，型號為IRFAG50(1000V，5.6A，2Ω)。
本發明給出的基於DSP的全橋高頻鏈逆變器的核心控制電路為TI公司生產的TMS320F240 DSP晶片，用兩片高速隨機存儲晶片CY7C199-20外部擴展了32K字的程序和數據存儲器，如圖4所示。DSP的地址線A15和兩片CY7C199-20的地址線A14相連，使程序存儲器和數據存儲器各佔16K字，其中程序存儲器所佔的地址空間為0000H～3FFFH段，數據存儲器所佔的地址空間為8000H～CFFFH段。核心控制電路板上還包括必須的DSP復位電路和時鐘電路等。
高頻逆變橋的驅動電路為IR公司的IR2110晶片；周波變換器的開關頻率比較低，其驅動電路採取高速光隔離器加三極體推拉電路的方案。電壓電流檢測反饋電路採用科海公司的專用模塊來實現。DSP核心控制電路板和MOS管驅動電路板、電壓電流檢測反饋電路板之間用扁平電纜連接，維護和調試很方便。整個控制電路的結構圖如圖5所示。
本發明給出的基於DSP的移相全橋高頻鏈逆變器的輔助電源為DC/DC多路隔離輸出，分別給DSP核心控制電路板和MOS管驅動電路板、檢測反饋電路板供電，強電弱電完全電氣隔離，安全性能好。
對額定功率200W的基於DSP的移相全橋高頻鏈逆變器進行了實驗，輸入直流電壓24V，逆變器輸出了穩定的220V正弦交流電。實驗波形見圖6、7、8、9、10。
圖6顯示了兩個橋臂低端的開關管K2、K4的驅動波形在某兩個瞬間時的相位差(該相位差是按正弦規律變化的)，可以看出移相開關方式的特點。
圖7給出了開關管K2的零電壓條件下導通的過程，圖中CH1為K2的GS間驅動電壓，CH2為DS間電壓，可以看出當門極驅動信號由低變高是，DS間的電壓是為零的，即實現了零電壓開通的軟開關特性。K1、K3和K4的開關波形類似。
圖8和圖9給出了高頻鏈變壓器原邊的輸入波形，該波形為高頻SPWM脈衝，頻率為100Hz，對應半個正弦波，說明了移相SPWM技術的正確性。
圖10給出了高頻鏈變壓器副邊輸出的工頻SPWM波形以及經過濾波後的正弦波輸出(由於示波器測量範圍有限，波形為250KΩ和50KΩ電阻分壓後的測量波形)，濾波前諧波含量(THD)為2.0％，濾波後為1.8％，濾波效果較好。
逆變器的各項性能指標基本達到了預期要求，逆變器工作穩定可靠，噪聲很小，實驗結果令人滿意。
以上所述，僅是本發明的較佳實施方式而已，並非對本發明作任何形式上的限制，凡是依據本發明的技術實質對以上實施例所作的任何簡單修改、等同變化與修飾，均仍屬於本發明技術方案的範圍。
權利要求
1.一種基於DSP的移相全橋高頻鏈逆變器，其特徵在於包括高頻逆變橋、高頻鏈變壓器、周波變換器、LC交流濾波器、DSP核心控制電路、MOS管驅動電路、檢測反饋電路、輔助電源，其中該高頻逆變橋的4個MOS管為全橋結構，每個MOS管的DS間反並有一個快恢復二極體；該高頻鏈變壓器原邊和副邊各一個繞組，副邊繞組有中間抽頭；該周波變換器由4個MOS管組成，每個MOS管的DS間反並有一個快恢復二極體，每兩個MOS管的S極相連構成一個雙向開關，兩個雙向開關一端相連，另一端分別連在副邊繞組的兩端；該LC交流濾波器一端連在副邊繞組的抽頭，另一端連在兩個雙向開關的公共連接端；該DSP核心控制電路有邏輯驅動信號接口和AD採集信號輸入接口，分別和所述MOS管驅動電路和檢測反饋電路相連；該MOS管驅動電路輸出8路驅動信號，直接和8個MOS管的GS端相連；該檢測反饋電路有電流傳感器和電壓傳感器，分別與直流輸入端和交流輸出端相連；該輔助電源給DSP核心控制電路、MOS管驅動電路和檢測反饋電路提供隔離電源。
2.根據權利要求1所述的基於DSP的移相全橋高頻鏈逆變器，其特徵在於有兩個功率變換環節，逆變方式為「低壓直流→低壓高頻SPWM脈衝→高壓工頻正弦波」，高頻SPWM脈衝的脈寬按正弦規律變化，相鄰兩個脈衝極性相反，高頻SPWM脈衝序列的周期為100Hz，對應半個工頻正弦波。
3.根據權利要求1、2所述的基於DSP的移相全橋高頻鏈逆變器，其特徵在於高頻SPWM脈衝的產生採用移相軟開關的方法，逆變橋的4個MOS管工作在移相控制方式，每個MOS管都在零電壓條件下導通，按正弦規律調節相位差，形成精確的高頻SPWM脈衝。
4.根據權利要求1和2所述的基於DSP的移相全橋高頻鏈逆變器，其特徵在於採用TI公司的TMS320F240 DSP的兩個全比較單元產生移相驅動信號。
5.根據權利要求1所述的基於DSP的移相全橋高頻鏈逆變器，其特徵在於周波變換器的4個MOS管構成了兩個雙向開關，每個雙向開關的兩個開關方向各開通半個工頻周期，將高頻SPWM脈衝轉換成工頻SPWM脈衝，並形成一個完整的工頻正弦波。
6.根據權利要求1所述的基於DSP的移相全橋高頻鏈逆變器，其特徵在於DSP核心控制電路以TI公司的TMS320F240DSP為主控晶片，以兩片CY7C19920高速RAM外擴了32k字的程序和數據存儲器，電路上有8路邏輯驅動信號的輸出接口和2路AD採集信號的輸入接口。
7.根據權利要求1所述的基於DSP的移相全橋高頻鏈逆變器，其特徵在於DSP核心控制電路和MOS管驅動電路、檢測反饋電路均為獨立的電路板，三者之間用兩條扁平電纜及雙排標準插頭插座相連。
8.根據權利要求1所述的基於DSP的移相全橋高頻鏈逆變器，其特徵在於輔助電源為DC/DC多路輸出，輸入端為逆變器的直流電源端，多路隔離輸出分別給DSP核心控制電路和MOS管驅動電路、檢測反饋電路供電，強電弱電完全電氣隔離。
全文摘要
本發明涉及一種將直流電變換為交流電的逆變器，特別是涉及一種基於DSP的移相全橋高頻鏈逆變器，包括高頻逆變橋、高頻鏈變壓器、周波變換器、LC交流濾波器、DSP核心控制電路、MOS管驅動電路、檢測反饋電路、輔助電源。本發明採用基於DSP的純數字控制技術，省去了三角波和正弦波基準的發生和比較電路、模擬PID調節器等模擬電路，充分利用DSP的高速計算能力和功能強大的集成外設，實現了高頻鏈逆變器的整個控制。DSP集成度很高，進一步減小了逆變器的尺寸，體積小、重量輕、結構簡單、輸出質量好。
文檔編號H02M3/24GK1489272SQ0213136
公開日2004年4月14日 申請日期2002年10月8日 優先權日2002年10月8日
發明者張玉明, 孫曉, 孔力 申請人:中國科學院電工研究所