逆變控制器以及使用該逆變控制器的電機驅動裝置、電動壓縮機及家用電器的製作方法

2023-06-14 21:21:06

專利名稱：逆變控制器以及使用該逆變控制器的電機驅動裝置、電動壓縮機及家用電器的製作方法
技術領域：
本發明涉及針對無刷DC電機的逆變控制器中使用的廣角導通控制方法，並且本 發明還涉及使用該逆變控制器的電機驅動裝置、電動壓縮機(electriccompressor)以及 家用電器，例如冰箱。
背景技術：
作為對逆變器波形的控制，從在控制上簡單的觀點，通常採取120度導通波形。在 針對無刷DC電機的驅動系統中，雖然電角度分別在正側和負側均跨越180度寬，但是逆變 器各個相的開關在120度電角度內被電導通。這樣在剩下的60度電角度的時段中不進行 控制。在這個非受控時段期間，逆變器不能輸出期望電壓，因此該逆變器以低利用率使用DC 電壓。這個低利用率導致在無刷DC電機的各端間的低壓，而且使該逆變器的工作範圍變 窄。因此該DC電機的最大轉速必須較低。另一方面，提出把導電角(conduction angle)擴展到120度電角度的廣角控制方 法，這是因為該方法允許擴大逆變器的工作範圍以增加逆變控制器的輸出(例如，參見專 利文獻1)。專利文獻1公開把電壓型逆變器的導通範圍設置在大於120度而不超過180度 電角度的給定範圍，這樣非受控時段變得小於60度電角度。因此，電機的各端之間的電壓 變大，這擴展了逆變器的工作範圍。近年來，除了由磁體產生的轉矩外，永磁體被嵌入到轉子中來產生由磁阻引起的 轉矩以獲得更高效率。這個無刷DC電機可無須增加電機電流而增加轉矩。為了更高效地使用這個磁阻轉矩，相對於電機的感應電壓相位，逆變器的電壓相 位超前。此被稱作相位超前(phase-advancing)控制方法，該方法還可以高效地利用弱磁 通量，因此增加了輸出轉矩。從服務條件、可靠性和維護的觀點，壓縮機採用不使用傳感器(如霍爾元件)的逆 變控制器。逆變控制器採用無傳感器的方法，在該方法中，轉子的磁極位置是從定子繞組 中產生的感應電壓而感測的。這種無傳感器的方法採用60度電角度的跨度(即，非受控 時段)，並監測在上下臂斷電期間在電機的各端上提供的感應電壓，從而感測轉子的磁極位置。下文參照附圖描述傳統的逆變控制器。圖7示出了傳統逆變器的結構，而圖8示 出了傳統逆變器的轉矩對轉速的特性。具體地，它示出了廣角控制的特性。圖8表明當轉 矩保持在恆定水平時，在所提供的較寬導電角，最大轉速增加。圖9示出了傳統逆變控制器各個部分的信號波形的時序圖。該時序圖還表明各個 部分的處理以及在150度電角度的導通角時的特性。在圖7中，三對串聯連接的開關(switching)電晶體(即，Tru與Trx，Trv與Try， Trw與Trz)耦接在DC電源001的端子之間，從而形成逆變電路002。無刷DC電機003由 定子003A和轉子003B組成。定子003A由4個磁極和分布式繞組形成。轉子003B是內置磁體型，其中嵌入了永磁體003N和003S。在各個相的定子繞組003U、003V和003W的各端上，把各對開關電晶體的連接點耦接至無刷DC電機003，形成「Y形」連接。把各對開關電晶體的連接點也耦接到各個電阻 004U.004V和004W以形成「Y形」連接。為了保護的目的，把倒流二極體Du、Dx、Dv、Dy、Dw 和Dz耦接在各個開關電晶體Tru、Trx, Trv, Try、Trw和Trz的集電極與發射極之間。磁極位置感測電路010由差分放大器011、積分器012和過零比較器013組成。以 Y形連接耦接在一起的定子繞組003U、003V和003W的中性點(neutral point) 003D處的 電壓經電阻OllA被提供給放大器OllB的反相(inverting)輸入端。以Y形連接耦接在 一起的電阻004U、004V和004W的中性點004D處的電壓直接被提供給放大器OllB的正相 (non-inverting)輸入端。把電阻OllC耦接在放大器OllB的輸出端與正相輸入端之間。 這樣形成了差分放大器011。把來自差分放大器011輸出端的輸出信號提供給由串聯耦接在一起的電阻012A 和電容012B形成的積分器012。把來自積分器012的輸出信號(S卩，在電阻012A和電容 012B之間的連接點處的電壓)提供給過零比較器013的正相輸入端。把中性點003D處的電壓提供給過零比較器013的反相輸入端。過零比較器013 的輸出端輸出磁極位置感測信號。差分放大器011、積分器012以及過零比較器013形成感測無刷DC電機003的轉 子003B的磁極位置的磁極位置感測電路010。磁極位置感測電路010向微處理器020輸出 磁極位置感測信號。然後，微處理器020修正所提供的磁極位置感測信號的相位以測量周 期並且設置相位超前角度和導電角。微處理器020計算每電角度周期的計時器計數值，用 以確定各個開關電晶體！1!·!!、!1^、！1!^、!1^、!1^*!1"的換向(commutation)信號。微處理器020根據轉速指令輸出電壓指令，並對該電壓指令進行脈衝寬度調製 (PWM)。微處理器020根據轉速指令與實際轉速之間的差來控制佔空比(S卩，PWM信號的ON 與OFF之比)，並針對三相輸出PWM信號。當實際轉速小於轉速指令時，微處理器020增加 佔空比，而當實際轉速大於轉速指令時，微處理器020減小佔空比。把PWM信號提供給驅動電路030。驅動電路030向開關電晶體Tru、Trx、Trv、Try、 Trw和Trz的各個基極端輸出驅動信號。下文描述上面討論的逆變控制器的導通工作。在圖9中，當各個相彼此之間位移 120度時，無刷DC電機003的相U、V和W的感應電壓Eu、Ev和Ew改變。差分放大器輸出 信號表明從差分放大器011輸出的信號。從積分器012提供的信號形成由積分器012整形 的積分波形。向過零比較器013提供積分波形，促使來自過零比較器013的輸出信號上升、 然後在積分波形的過零點處下降。把這個激發(excitation)切換信號作為磁極位置感測 信號輸出。激發切換信號的上升和下降促使相位修正計時器Gl啟動，並且計時器Gl的啟動 促使第二相位修正計時器G2啟動。計時器Gl和G2兩者使逆變器模式N( S卩，換向模式) 超前一步。可以根據相W的感應電壓波形計算相U的導通時刻，而逆變器的相位超前量可 由相位修正計時器Gl控制。在圖9中，當導電角為150度電角度時，相位超前角度被設置 為60度。這樣，相位修正計時器Gl對對應於45度的值進行計數，而第二相位修正計時器 G2計數對應於30度電角度的值。因此，響應於各個逆變器模式，如圖9中所示地控制開關電晶體 Tru、Trx、Trv、Try、Trw 和 Trz 的 ON-OFF 狀態。如上所述，在導通時段被設置在120度與180度之間的狀態下，可以驅動無刷DC 電機003，而逆變器電壓的相位可以相對於電機的感應電壓的相位而被超前。轉子003B的 旋轉在定子繞組003U、003V和003W產生感應電壓，並且可以通過前述的傳統結構感測感 應電壓。通過具有90度延遲的積分器012相移這個感應電壓，從而感測對應於轉子003B 的磁極的位置感測信號。根據這個位置感測信號，確定定子繞組003U、003V和003W的導 通時刻。使用這樣的具有90度相位延遲的積分器012，降低了對突然加速或減速的響應度 (responsiv eness)0已經提出了在響應度上改進的位置感測電路(例如，參見專利文獻2)。下文參照 附圖描述在專利文獻2中公開的另一個傳統逆變控制器。圖10示出了另一個傳統逆變控 制器的結構，而圖11示出了該傳統逆變控制器的各個部分的信號波形的時序圖。該時序圖 也表明了各個部分的處理。在圖10中，把電阻101和102串聯耦接在總線103和總線104之間，以及它們的 共同連接點(即，感測端ON)提供一個虛擬中性點的電壓VN。電壓VN是DC電源001的電 壓的一半，而DC電源001的電壓對應於定子繞組105U、105V和105W的中性點的電壓。把比較器106A、106B和106C的各個正相輸入端(+)分別經電阻107、108、109耦 接至輸出端0U、0V和0W。把比較器的各個反相輸入端㈠耦接至感測端ON。把比較器106A、106B和106C的各個輸出端耦接至在其中具有邏輯電路的微處理 器110的輸入端11、12和13。來自微處理器110的輸出端01至06的輸出經驅動電路120 驅動開關電晶體Tru、Trx、Trv、Try、Trw和Trz。無刷DC電機105包括4個磁極和分布式繞組。轉子105A形成表面安裝磁體的結 構，即，把永磁體105N和105S安裝在轉子105A的表面。這樣，電機105被設置處於將導電 角設置在120度、並且將相位超前角度設置為0度電角度的狀態。參照圖11進一步描述該結構。端電壓Vu、端電壓Vv以及端電壓Vw分別表明在電 機105的常規操作期間跨定子繞組105U、105V以及105W的電壓。假設逆變電路140提供 電壓Vua、Vva和Vwa，以及定子繞組105U、105V和105W產生感應電壓Vub、Vvb和Vwb。假 設逆變電路140的倒流二極體Du、Dx、Dv、Dy、Dw或者Dz中的任何一個在換向切換時發生 導通，這將產生脈衝狀峰值電壓Vuc、Vvc和Vwc。然後，各個端電壓Vu、Vv和Vw形成由提 供的電壓Vua、Vva、Vwa、感應電壓Vub、Vvb、Vwb以及峰值電壓Vuc、Vvc和Vwc分別組合的 波形。來自比較器的輸出信號PSu、PSv、PSw表明了比較器106A、106B、106C在端電壓Vu、 Vv、Vw與在虛擬中性點處的電壓VN之間所做的比較的結果。在此情況下，輸出信號PSu、 PSv,PSw由表明感應電壓Vub、Vvb、Vwb中每一個的正負和相位的信號PSua、PSva、PSwa、以 及對應於峰值電壓Vuc、Vvc、Vwc的輸出信號PSub、PSvb, PSwb形成。峰值電壓VuC、VVC、VWC被等待計時器忽略，因此輸出信號PSu、PSv、PSw表明感應 電壓Vub、Vvb、Vwb中每一個的正負和相位。微處理器110根據從比較器輸出的信號PSu、PSv、PSw的狀態，辨識如模式列中所 示的6種模式A、B、C、D、E以及F，然後其輸出從輸出信號PSu、PSv、PSw電平變化的時刻起 具有30度電角度延遲的驅動信號DSu至DSz。每個模式A至F的各個時間T表示60度，而每個模式A至F的一半時間(即T/2)表示對應於30度電角度的延遲時間。這樣，微處理器110根據響應於轉子105A的轉動而在定子繞組105U、105V、105W 產生的感應電壓，感測電機105的轉子105A的轉動位置。而且，它通過檢測感應電壓的可 變時間T，依賴於導通模式和時刻，來確定用於對定子繞組105U、105V、105W導通的驅動信 號，並且隨後向定子繞組105U、105V和105W供電。因此，前面的結構與在專利文獻1中公開的傳統逆變控制器不同，並且由於它不 需要濾波電路，所以它能以更高靈敏度檢測感應電壓。因此可以改進啟動特性，並且可以以 更低的轉速驅動電機。最重要的是，由於不使用具有90度延遲的濾波電路，所以可以通過 組合第一計時器122和第二計時器123，以與30度一樣小的延遲來控制電機。因而可以提 高對突然加速或減速的響應度。接下來，下文參照圖12描述逆變控制器的電壓和導電角的失步特性。圖12示出了圖10所示的逆變控制器的電壓和導電角的失步特性。如圖12所示，在電壓急劇下降的 情況下，在較大導通角，對失步的抵抗力下降。當電壓急劇上升時，也可以觀察到與此類似 的特性。專利文獻1提出在180度電角度的時段內可操作的磁極位置感測電路010。然而， 由於電路010採用濾波器，所以出現90度電角度的延遲，這導致對轉速的變化(例如，負載 的突然變化)的較低響應度。因此，電機有時陷入失步，並停止其工作。專利文獻2提出沒有90度電角度延遲的位置感測電路。然而，即使這種結構有時 也不能在轉動變化期間(例如，負載的突然變化)感測磁極位置，這樣電機可能陷入失步。 這種現象出現在下面的情形中(1)當進行將導電角擴展至超過120度的廣角控制時，(2) 當進行相位超前角控制時，這種控制方法相對於電機的感應電壓的相位而把逆變器的電壓 相位超前，(3)當通過定子繞組105U、105V、105W的更多匝數而增加電感來擴展峰值電壓的 寬度以便獲得更高效率時。這些情形導致更短的位置可感測時段。在在電機的定子中採用集中繞組以便獲得更高效率以及增加更大的轉矩的情形 中，當用6個磁極代替4個磁極時，相較於使用4個磁極的情形，位置可感測時段降至與2/3 機械角度一樣小。因此，前面的廣角控制、相位超前角控制、匝數的增加、或導致更短機械位 置可感測範圍的磁極數目的增加，縮短了磁極位置可感測時段。這樣，負載變化、瞬時電源 中斷或電壓變化的發生將伴隨轉動的突然變化，因此逆變控制器不能感測磁極位置，並且 電機陷入失步。專利文獻1 國際公開小冊子No. 95/27328專利文獻2 日本專利未經審查的出版物No. HO1-8890

發明內容
本發明提供一種可靠的逆變控制器，其響應於DC電壓部分的電壓變化而瞬時改 變導電角，從而防止無刷DC電機由於瞬時電源中斷或電壓突然變化而陷入失步並停止工 作。本發明還提供採用該逆變控制器的電機驅動裝置、電動壓縮機及家用電器。本發明的 逆變控制器驅動無刷DC電機，其轉子包含永磁體。該逆變控制器具有逆變電路、位置感測 電路、DC電壓傳感器以及導電角控制器。逆變電路耦接並驅動該無刷DC電機。位置感測 電路根據無刷DC電機的感應電壓感測轉子相對於定子的位置。DC電壓傳感器感測被提供 給逆變電路的電壓。導電角控制器響應於DC電源所提供的電壓的變化率，在小於180度電角度的範圍內改變逆變電路的導電角。當由於由例如瞬時電源中斷引起的電壓的突然變化 而導致電機的轉速變化時，上述結構允許減小導電角，從而擴大位置可感測時段。這樣，前 面的結構防止該逆變控制器失去轉子的磁極位置。因此，該逆變控制器提高了其對由電壓 變化引起的轉速變化的響應度，防止電機陷入由該電壓變化所引起的失步，並提高了對瞬 時電源中斷的抵抗力。


圖1顯示根據本發明實施例的逆變控制器的結構。圖2是顯示圖1所示的逆變控制器中各個部分的波形以及由各個部分所進行的處 理的時序圖。圖3顯示表明圖1所示的逆變控制器的導電角與電源電壓的變化之間的關係的特性。圖4是顯示當圖1所示的逆變控制器中電壓變化時該逆變控制器的操作的時序 圖。圖5是採用圖1所示的逆變控制器的電動壓縮機的框圖。圖6是作為採用圖5所示的壓縮機的家用電器示例的冰箱的示意性截面圖。圖7顯示傳統逆變控制器的結構。圖8顯示圖7所示的逆變控制器的轉矩對轉速的特性。圖9是顯示圖7所示的逆變控制器的各個部分的波形以及由各個部分所進行的處 理的時序圖。圖10顯示另一個傳統逆變控制器的結構。圖11是顯示圖10所示的逆變控制器的各個部分的波形以及由各個部分所進行的 處理的時序圖。圖12顯示由圖10所示的逆變控制器的電壓與導電角之間的關係引起的失步的特性。附圖標記的說明200逆變控制器201商用AC電源203整流器204無刷DC電機(電機)204A 定子204B 轉子204C、204D、204E、204F、204G、204H 永磁體204U.204V.204W 定子繞組205逆變電路206驅動電路207位置感測電路208微處理器209DC電壓傳感器
210轉速傳感器211換向控制器212佔空設置部分213PWM 控制器214驅動控制器215載波輸出部分217導電角控制器218導電角設置部分219計時器300電機驅動裝置400壓縮部分500電動壓縮機
具體實施例方式下文參照

本發明的示例性實施例。不必說，這個實施例不限制本發明。圖1顯示根據本發明的這個實施例的逆變控制器的結構。圖2是顯示在逆變控制 器中各個部分的波形以及由各個部分所進行的處理的時刻的時序圖。圖3顯示表明逆變控 制器的導電角與電源的電壓變化之間的關係的特性。圖4是顯示當逆變控制器中的電壓變 化時逆變控制器的操作的時序圖。如圖1中所示，把逆變控制器200耦接至商用AC電源201和無刷DC電機(下文 簡稱為「電機」)204，並驅動電機204。這樣，逆變控制器200和電機204形成電機驅動裝置 300。電機204包括提供有永磁體204C至204H的轉子204B。逆變控制器200包括逆變電 路205、位置感測電路207、DC電壓傳感器209以及具有導電角控制器217的微處理器208。電機204具有6個磁極以及在凸極上的集中式繞組，並由轉子204B和具有三相 繞組的定子204A組成。定子204A具有6個磁極和9個槽，以及各個定子繞組204U、204V、 204W上的匝數為189。轉子204B在其中包括永磁體204C至204H，並形成產生磁阻轉矩的 內置磁體結構。逆變控制器200還具有整流器203、驅動電路206。整流器203把商用AC電源201 轉換為DC電源，並且驅動電路206驅動逆變電路205。逆變電路205連接並驅動電機204，並由連接在一起形成三相橋的6個開關電晶體 Tru、Trx, Trv, Try、Trw和Trz以及分別與開關電晶體並聯連接的倒流二極體Du、Dx、Dv、 Dy、Dw和Dz組成。位置感測電路207根據電機204的感應電壓感測轉子204B相對於定子204A的位 置，並由比較器(未示出)等組成。電路207通過比較器比較基於電機204的感應電壓的 端電壓信號與參考電壓，從而輸出轉子204B的位置信號。電路207的結構與圖10中所示 的由比較器106A、106B、106C形成的結構類似。DC電壓傳感器209感測提供給逆變電路205的DC電源電壓。換句話說，傳感器 209感測整流器203所轉換的DC形式的電壓，並利用電阻形成分壓電路。傳感器209把模 擬值形式的感測的電壓輸出給微處理器208，並且其包括用於降噪的CR濾波電路。
以包括控制逆變電路205的各個功能的框圖示出了微處理器208。這些功能塊能 夠由專用電路形成，或者由嵌入硬體的軟體形成。更加具體地，微處理器208具有轉速傳感 器210、換向控制器211、佔空設置部分212、PWM控制器213、驅動控制器214以及載波輸出 部分215。微處理器208還具有響應於DC電源電壓的變化率而改變導電角的導電角控制 器217、以及設置導電角最大值的導電角設置部分218。如後面將詳細說明的，導電角控制 器217響應於DC電源電壓的變化率，在大於0度至小於180度電角度的範圍內改變逆變電 路205的導電角。微處理器208包括用於尋找每單位時間的電壓變化(即，DC電源電壓的 變化率)的計時器219。下文說明上面討論的逆變控制器200中微處理器208的各功能塊的操作與工作。 換向控制器211根據從位置感測電路207提供的位置信號計算換向的時刻，並為開關晶體 管Tru、Trx、Trv、Try、Trw和Trz產生換向信號。轉速傳感器210計數某時段的位置信號，或測量脈衝間隔，從而計算電機204的轉速。佔空設置部分212利用由轉速傳感器210所獲得的轉速與所指示的轉速之間的偏 差，進行佔空比的加減運算，並向PWM控制器213提供該佔空比。當實際轉速小於所指示的 轉速時，向PWM控制器213提供較大的佔空比，而當實際轉速大於所指示的轉速時，提供較 小的佔空比。載波輸出部分215設置切換所述開關電晶體Tru、Trx, Trv, Try、Trw和Trz的載 波頻率。在這個實施例中，把載波頻率設置在3kHz與IOkHz之間。PWM控制器213基於由載波輸出部分215設置的載波頻率與由佔空設置部分212 設置的佔空比，輸出PWM調製信號。導電角控制器217基於由DC電壓傳感器209感測的DC 電壓，藉助計時器219計算每單位時間的電壓的變化率，並控制逆變電路205中的導電角在 電壓變化率較大時減小。在這個實施例中，導電角控制器217以採樣周期(即，每5ms)讀 取由DC電壓傳感器209感測的電壓，並計算DC電源電壓的變化率。當產生一少量電壓變 化，因而控制器217確定未發現變化率改變時，控制器217逐步增加導電角。驅動控制器214組合(compound)換向信號、PWM調製的信號、導電角以及相位超 前角度，從而產生用於打開或關閉開關電晶體Tru、Trx, Trv, Try、Trw和Trz的驅動信號， 並向驅動電路206輸出這個驅動信號。然後，驅動電路206根據驅動信號，打開或關閉開關 電晶體Tru、Trx、Trv、Try、Trw和Trz，從而驅動電機204。接下來，下文參照圖2描述逆變控制器200的不同波形。逆變控制器200以設置 為150度的導電角以及設置為15度電角度的相位超前角度來控制電機204。導電角設置部 分218設置最大導電角為150度，最小導電角為120度。如圖2所示，電機204的跨越U相的端電壓Vu、跨越V相的端電壓Vv以及跨越W 相的端電壓Vw的各個相位彼此之間位移120度，並且這些相位保持120度而運行(move)。 假設逆變電路205向定子繞組204U、204V和204W供給電壓Vua、Vva和Vwa，並且這些繞組 分別產生感應電壓Vub、Vvb和Vwb。假設在換向的切換事件時，逆變電路205的倒流二極體 Du、Dx、Dv、Dy、Dw和Dz中的任何一個變成導通，從而產生脈衝狀峰值電壓Vuc、Vvc、Vwc0 然後，端電壓Vu、Vv、Vw對由所提供的電壓Vua、Vva、Vwa、感應電壓Vub、Vvb、Vwb以及峰值 電壓VUC、VvC、VWC組成的波形進行整形。比較器比較端電壓Vu、Vv、Vw與在虛擬中性點處的電壓VN( S卩，由DC電源所產生的電壓的一半)，並輸出信號PSu、PSv、PSw。在前面的情況下，當DC電源電壓急劇(abruptly)下降時，電機204的實際轉速與 DC電源電壓的變化率成比例地下降。感應電壓與虛擬中性點處的電壓VN相交的交叉點逐 漸進入(fade into)導通時段。以類似的方式，當DC電源電壓急劇上升時，電機204的實 際轉速急劇增加，並且該交叉點逐漸進入峰值電壓。這些情況中的任何一個引起轉子的磁 極位置的錯誤感測，並導致失步。為了克服前面的問題，如圖3所示，本發明的這個實施例允許DC電壓傳感器209感測DC電源電壓的變化，並允許導電角控制器217計算每5ms (即，計時器219的周期)的 DC電源電壓的變化率，從而確定導電角。導電角控制器217隨著DC電源電壓的變化變大而 減小導電角，並且隨著變化時間變長也減小導電角。這樣，響應於DC電壓的變化率而改變 導電角，因此電機204能更穩定。如圖3所示，假設DC電源電壓的變化率為100V/秒、200V/ 秒或300V/秒，以及隨後，DC電源電壓在參考電壓EO以及在150度導電角處保持穩定，直 至參考時間到達「to」為止。從時間「t0」起，DC電源電壓開始變化。由於導電角控制器217每5ms利用計時 器219感測DC電源電壓，所以控制器217能計算「tl」、「t2」、「t3」點處的電壓變化率，並以 每5ms的間隔而向前進行(onward)。在這個實施例中，導電角的最小解析度被設置為375度電角度，因此當變化率為 100V/秒時，導電角每IOms減小3. 75度，而在200V/秒的情況下，它每5ms減小3. 75度，並 且在300V/秒的情況下，它在IOms中減小11. 25度。下面，參照圖4描述在電壓變化期間(例如，在瞬時電源中斷期間)逆變控制器 200的操作。當電機204位於初始狀態時，電機204處於高負載並以高轉速轉動。當出現DC 電源電壓的急劇下降(階段1)時，導電角控制器217響應於DC電源電壓的變化率，把導電 角從150度減小到127. 5度。導電角的減小允許擴展位置可感測時段，因此在導通時段內， 位置感測電路207將不會失去轉子的磁極位置。因此，能夠防止由於電壓變化而導致的失 步。在下一種情況中，在DC電源電壓急劇下降之後，DC電源電壓穩定地保持在低電壓(階 段2)。在這種情況下，導電角控制器217逐步擴展導電角(每100ms)，並且然後在500ms 消逝之後，導電角從127. 5度增加到142. 5度。在此情況下，由於低電壓導致輸出變低，因 此需要更寬的導電角以增大輸出。這樣，導電角控制器217試圖把該角度增大到最大角度， 即150度。換句話說，當DC電源電壓穩定時，導電角控制器217逐步增大導電角至由導電 角設置部分218設置的值。在這樣的情況下，因為沒有發生轉動變化，所以廣角操作是可以 實現的，並且，當電壓變穩定時，能夠把導電角恢復至給定值。因此，電機204可以再次工作 在高轉速、並再次產生大轉矩。當DC電壓從穩定狀態急劇上升時(階段3)，導電角控制器217把導電角從142. 5 度改變至120度。換句話說，當DC電源電壓以給定變化率或高於該給定變化率上升時，控 制器217響應於DC電源電壓的變化率而減小導電角。這與當DC電源電壓急劇下降時的情 況類似。這樣，可以擴展位置可感測時段，因此位置感測電路207在峰值電壓時將不會失去 轉子的磁極位置。因此，防止電機204陷入由於電壓增加而導致轉速變化所引起的失步。當DC電源電壓上下變化時(階段4)，導電角控制器217控制導電角減小。當導電 角保持在120度電角度而DC電源電壓仍變化時(階段5)，導電角控制器217把導電角保持在120度(即，最小設置值)。當DC電源電壓穩定地保持在高電壓時(階段6)，導電角控制器217把導電角增大 到給定值，即150度(最大設置值)。然而，由於高電壓允許輸出高功率，所以最大設置值可 以與120度一樣小。 可以響應於佔空比、轉速以及DC電源電壓而設置最大導電角。在這個實施例中，轉子204B採用內置永磁體204C至204H，並具有凸極特性，因此 電機204可以產生磁阻轉矩。在此情況下，執行相位超前控制，以便高效利用該磁阻轉矩； 然而，與廣角控制一起使用此相位超前控制，將進一步減少位置可感測時段。這個實施例還 證明除廣角控制以外，相位超前控制也將減少由電壓變化引起的失步事件，因此能夠增加 對瞬時電源中斷的抵抗力。使用具有更多匝數的定子204A將增大電感，因此增加峰值電壓的寬度，這樣減少 了位置可感測時段。更具體的是，在定子繞組的匝數超過160的情況下，這種現象明顯地出 現。然而，這個實施例防止這樣的電機陷入由電壓變化而引起的失步，因此能夠增加對瞬時 電源中斷的抵抗力。具有6個磁極或多於6個磁極的電機204與具有4個磁極的傳統電機相比，不得 不遭遇感測轉子位置的困難，這是因為由於機械角度的問題導致磁極數目的增加減少了位 置可感測時段。然而，該實施例防止具有6個磁極或多於6個磁極的電機204陷入由電壓 變化而引起的失步，因此能夠增加對瞬時電源中斷的抵抗力。在這個實施例中，導電角經過9個階段逐步從150度變化到120度；然而，DC電源 電壓的變化率和導電角能夠線性地改變，並且DC電源電壓的採樣周期可以被設置為任何 值。最重要的是，小於120度的導電角的使用將使系統更能抵抗電源電壓的變化或瞬時電 源中斷。如圖5所示，逆變控制器200和電機204形成電機驅動裝置300，並且，電機驅動裝 置300和壓縮部分400形成電動壓縮機500。電機驅動裝置300驅動作為被驅動體的壓縮 部分400。這樣，壓縮機500能夠防止電機204陷入由電壓變化引起的失步，並且其也能使 電機204更能抵抗瞬時電源中斷，從而提高可靠性。另外，如圖6所示，諸如冰箱的家用電 器可以使用壓縮機500，或電機驅動裝置300可以被用於驅動洗衣機的電機。後一情況下， 攪拌器或滾筒是由電機驅動裝置300驅動的。在上面討論的電機驅動裝置300在家用電器 中的使用確保了家電的卓越的運行。工業適用性本發明的逆變控制器即使在電源電壓出現變化的情況下、也能夠感測轉子的磁極 位置而不失去轉子的磁極位置。該逆變控制器在遭遇電源電壓變化的家用電器(例如空 調、冰箱和洗衣器)和電動汽車中是有用的。在電源電壓經常發生變化的地區，它也是有用 的。
權利要求
一種用於驅動具有轉子和轉子的無刷DC電機的逆變控制器，並且，該轉子包含永磁體，該逆變控制器包括逆變電路，被耦接至該無刷DC電機，並被配置為驅動該無刷DC電機；位置感測電路，被配置為根據該無刷DC電機的感應電壓感測轉子相對於定子的位置；DC電壓傳感器，被配置為感測提供給該逆變電路的DC電源電壓的電壓值；以及導電角控制器，被配置為響應於該DC電源電壓的變化率，在從大於0到小於180度電角度的範圍內改變該逆變電路的導電角。
2.如權利要求1的逆變控制器，其中，當該DC電源電壓以給定變化率或大於該給定變 化率而下降時，該導電角控制器響應於該DC電源電壓的變化率而減小該導電角。
3.如權利要求2的逆變控制器，其中，該導電角控制器在該DC電源電壓變化率較大時 減小導電角。
4.如權利要求1的逆變控制器，其中，當該DC電源電壓以給定變化率或大於該給定變 化率上升時，該導電角控制器響應於該DC電源電壓的變化率而減小該導電角。
5.如權利要求4的逆變控制器，其中，該導電角控制器在該DC電源電壓變化率較大時 減小導電角。
6.如權利要求1的逆變控制器，還包括被配置為設置該導電角的導電角設置部分，其 中，當該DC電源電壓保持穩定時，該導電角控制器逐步增大該導電角至由該導電角設置部 分設置的值。
7.一種電機驅動裝置，包括如在權利要求1定義的逆變控制器；以及 由該逆變控制器的逆變電路驅動的無刷DC電機。
8.如權利要求7的電機驅動裝置，其中，該無刷DC電機的轉子包括嵌入其中的永磁體， 並具有凸極特性。
9.如權利要求7的電機驅動裝置，其中，該無刷DC電機包括匝數至少為160的定子繞組。
10.如權利要求7的電機驅動裝置，其中，該無刷DC電機具有6個或更多磁極。
11.一種電動壓縮機，包括如在權利要求1中定義的逆變控制器；由該逆變控制器的逆變電路驅動的無刷DC電機；以及由該無刷DC電機驅動的壓縮機部分。
12.—種家用電器，包括如在權利要求1中定義的逆變控制器；由該逆變控制器的逆變電路驅動的無刷DC電機；以及由該無刷DC電機驅動的被驅動體。
全文摘要
一種用於驅動無刷DC電機的逆變控制器，其中，該無刷DC電機中的轉子提供有永磁體，該逆變控制器包括逆變電路、位置感測電路、DC電壓傳感器以及導電角控制器。該逆變電路被連接至該無刷DC電機以驅動該電機。該位置感測電路根據該無刷DC電機的感應電壓，感測轉子相對於定子的位置。該DC電壓傳感器感測供給該逆變電路的DC電源電壓的電壓值。該導電角控制器響應於該DC電源電壓的變化率，在小於180度電角度的範圍內改變該逆變電路的導電角。
文檔編號H02P6/14GK101821939SQ200880110768
公開日2010年9月1日 申請日期2008年12月2日 優先權日2007年12月10日
發明者小川原秀治 申請人:松下電器產業株式會社