一種數字電源控制電路及方法與流程
2023-06-10 08:08:51
本發明屬於電源技術領域，更具體地，涉及一種數字電源控制電路及方法。
背景技術：
近年來，移相全橋變換器作為一種性能優異的變換器，在中大功率變換器中得到了廣泛的應用，全橋移相PWM開關電源DC/DC電路中模擬控制晶片元件參數的精度和一致性、元件老化、功耗大、控制不夠靈活等問題依然存在，存在誤差、老化、溫度影響、漂移、非線性不易補償、控制精度偏低等缺點。
技術實現要素：
針對現有技術的缺陷，本發明的目的在於提供一種數字電源控制方法，旨在解決現有技術中模擬控制晶片存在誤差、控制精度低的問題。
本發明提供了一種數字電源控制電路，包括：依次連接的EMI濾波器、濾波電容、移相全橋變換器、高頻變壓器和整流濾波電路，與所述移相全橋變換器連接的驅動保護電路，與所述驅動保護電路連接的DSP控制電路；所述EMI濾波器和所述濾波電容用於對輸入的DC電壓進行濾波，並輸出穩定的母線電壓；所述移相全橋變換電路根據所述母線電壓輸出脈寬可調的高頻交流方波電壓；所述高頻變壓器用於實現電氣隔離和升壓；所述整流濾波電路用於對所述高頻變壓器副邊的高頻交流方波電壓進行整流和濾波，後輸出28V的直流電壓；所述DSP控制電路用於對輸出電壓和輸出電流進行採樣，並與參考值28V進行比較，根據比較結果輸出一定佔空比的PWM控制信號；所述驅動保護電路用於根據所述PWM控制信號驅動所述移相全橋電路中的開關管工作；當電源出現過壓、過流或過溫故障時，所述驅動保護電路根據所述DSP控制電路輸出的PWM控制信號關閉所述移相全橋電路中的開關管，實現功率器件的保護。
更進一步地，所述移相全橋變換器包括：MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3、MOS管Q4、二極體D1、二極體D2、二極體D3、二極體D4、電容C1、電容C2、電容C3、電容C4和電感Lr；所述MOS管Q1的漏極和MOS管Q2的漏極作為移相全橋變換器的輸入端正極，MOS管Q1的源極與MOS管Q3的漏極連接後作為移相全橋變換器的輸出端負極，MOS管Q3的源極和MOS管Q4的源極作為移相全橋變換器的輸入端負極；MOS管Q2的源極與MOS管Q4的漏極連接後與電感Lr的一端連接，電感Lr的另一端作為移相全橋變換器的輸出端正極；所述MOS管Q1的柵極、所述MOS管Q2的柵極、所述MOS管Q3的柵極和所述MOS管Q4的柵極用於接收PWM驅動信號；所述二極體D1並聯連接在MOS管Q1的漏極和源極之間，電容C1與二極體D1並聯連接；所述二極體D2並聯連接在MOS管Q2的漏極和源極之間，電容C2與二極體D2並聯連接；所述二極體D3並聯連接在MOS管Q3的漏極和源極之間，電容C3與二極體D3並聯連接；所述二極體D4並聯連接在MOS管Q4的漏極和源極之間，電容C4與二極體D4並聯連接。
更進一步地，MOS管Q1和MOS管Q2不同時導通；MOS管Q3和MOS管Q4不同時導通。
更進一步地，所述DSP控制電路為型號TMS320F28335的DSP晶片。
本發明還提供了一種數字電源控制方法，包括下述步驟：
(1)判斷是否有啟動信號，若是，則啟動初始化步驟，並當初始化完成後電源運行；若否，則判斷是否有停止信號，若是，則設置禁止PWM輸出寄存器，電源停止運行；
(2)通過ADC中斷來進行AD轉換數據的讀取，獲得採集的電壓、電流和溫度；
(3)通過EPWM1周期中斷來進行PI控制，並獲得移相角和重載比較寄存器值；
(4)通過EPWM2下溢中斷來獲得重載比較寄存器值，並與EPWM1周期中斷共同生成移相PWM信號實現控制佔空比；
(5)通過EPWM3周期中斷來進行定時計數。
更進一步地，所述初始化包括DSP初始化、外設模塊初始化和對全局變量進行初始化；所述DSP初始化具體為：設置系統時鐘頻率，設置高速外設HISPCP和低速外設LOSPCP寄存器，設置I/O口復用控制寄存器，將通用GPIOx口各引腳定義為基本功能或外設功能，設置PIE控制器；所述外設模塊初始化具體為：對ADC模數轉化模塊進行初始化，並對PWM模塊進行初始化。
更進一步地，PI控制具體包括：
(3.1)根據電壓採集值和電壓參考值獲得電壓偏差值＝電壓參考值–電壓採集值；
(3.2)對積分值進行限幅處理後獲得比例值和積分值；
(3.3)根據所述比例值和積分值獲得輸出值Result＝比例值+積分值，並對所述輸出值進行限制處理，使其通過輸出值計算的移相角在0～180°範圍內變化；
(3.4)根據公式θ＝Tp/2-(Result*Tp/2)/4096/2計算移相角θ；其中，Result為步驟(3.3)計算的輸出值，Tp為PWM的周期；
(3.5)在EPWM1周期中斷及EPWM2下溢中斷中分別設置PWM1計數器、PWM4計數器、PWM2計數器和PWM3計數器的值，生成移相PWM驅動信號。
更進一步地，在ADC中斷中，50微秒中斷一次；在EPWM1周期中斷中，50微秒中斷一次；在EPWM2下溢中斷中，50微秒中斷一次；在EPWM3周期中斷中，500微秒中斷一次。
本發明中，用數位化方法代替模擬控制，可以消除溫度漂移等常規模擬調節器難以克服的缺點，有利於參數整定和變參數調節，便於通過程序軟體的改變方便地調整控制方案和實現多種新型控制策略，同時可減少元器件的數目、減輕了重量、縮短了開發周期、簡化硬體結構，從而提高系統的可靠性。
附圖說明
圖1為本發明實施例提供的數字電源控制電路的總體結構框圖。
圖2為移相全橋ZVS PWM變換器主電路圖。
圖3為DSP控制電路結構圖。
圖4為移相PWM生成原理示意圖。
圖5為本發明實施例提供的數字電源控制方法中PI控制子程序流程圖。
圖6為本發明實施例提供的數字電源控制方法的主程序流程圖。
圖7為移相全橋ZVS變換器閉環仿真圖。
圖8為帶閉環控制輸出電壓、電流仿真波形圖。
具體實施方式
為了使本發明的目的、技術方案及優點更加清楚明白，以下結合附圖及實施例，對本發明進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發明，並不用於限定本發明。
本發明採用數字控制克服了以往全橋移相PWM開關電源DC/DC電路中模擬控制晶片存在的誤差、老化、溫度影響、漂移、非線性不易補償、控制精度偏低等缺點，提高了電源的靈活性、適應性和可靠性。在此對全橋移相PWM開關電源的數位化控制方法進行了設計，在主電路和控制電路各環節理論的基礎上設計了一款數字控制方式的20kHz全橋移相PWM開關電源，輸入電壓範圍(20V-31V)，輸出電壓28V，並應用matlab仿真軟體對開關電源主電路的運行情況進行了仿真.仿真和實驗結果均表明系統設計可行，性能指標基本可以滿足設計要求。
本發明提供了一種數字電源控制方法，提出全橋移相PWM開關電源的DSP實現方案框圖，對其主電路和控制電路的硬體電路及參數估算進行詳細設計，並對其數字控制系統的軟體設計方法進行設計，應用仿真軟體matlab對所設計的1.4kW，20kHz(50A，28V)開關電源進行了控制系統仿真。
本發明的目的就是要提供一種全橋移相PWM開關電源的數位化控制方法。經過軟體仿真和實驗驗證，通過TMS320F28335實現數字控制，輸入電壓在較寬範圍內變化時都能獲得滿意的控制效果。表明該數位化控制方法是可行的。
本發明提供的一種全橋移相PWM開關電源的數位化控制方法主要包括：移相全橋DC/DC變換電路、驅動保護電路、高頻變壓器、整流濾波電路以及DSP控制電路等幾部分。移相全橋DC/DC變換電路由4個功率開關管MOSFET組成，通過控制開關管的通斷順序和通斷時間，實現零電壓開關；高頻變壓器起到隔離與升壓的作用；整流濾波電路實現對變壓器副邊的高頻電壓進行整流和濾波。數字控制系統對輸出電壓進行閉環控制，將檢測到的輸出電壓和電流信號送入AD，與參考值28V比較後，通過控制算法產生PWM驅動信號，控制功率開關管MOSFET的通斷，以得到相應的輸出電壓和電流值。
本發明的優點表現在以下幾個方面：DSP數字控制能實現比模擬控制更為高級且複雜的策略，數字Pl系統易於實現模塊化管理，能消除因離散元件引起的不穩定和電磁幹擾，可在同樣的硬體環境下嘗試不同的控制策略，尋求最優控制方案。數字控制方法的實現減少了分立元件的數量，減輕了重量，縮短了開發周期，並具有針對不同設計目標的設計靈活性。
以下結合附圖對本發明作進一步的詳細描述：
如圖1所示，本發明的一種全橋移相PWM開關電源的數位化控制電路包括：EMI濾波器、濾波電容、移相全橋變換、高頻變壓器、整流濾波電路、DSP控制電路和驅動保護電路；EMI濾波器和濾波電容對輸入的DC20V～31V電壓濾波，為移相全橋變換器提供穩定的母線電壓。移相全橋變換電路由4個功率開關管MOSFET組成，為高頻變壓器提供脈寬可調的高頻交流方波電壓；高頻變壓器起到電氣隔離與升壓的作用；整流濾波電路實現對變壓器副邊的高頻交流方波電壓進行整流和濾波，得到28V的直流電壓。DSP控制電路通過對輸出電壓和輸出電流進行採樣，與參考值28V比較，通過PI控制算法，輸出一定佔空比的PWM；PWM通過驅動電路放大隔離，驅動移相全橋電路的4個開關管工作。若電源出現過壓、過流、過溫等故障，DSP立即給出封鎖驅動信號開出量，關閉功率器件進行保護。
如圖2所示，28V直流電壓經由Q1～Q4構成的逆變電路產生高頻開關脈衝，再經高頻變壓器在次級線圈感應出交變的方波脈衝，由全波整流電路和LC濾波器消除高頻成分、電流衝擊並減小電路的紋波係數，得到所需的恆定直流電壓。
其中Q1-Q4為四隻開關管；D1-D4為開關管的反並聯二極體；C1-C4為開關管的寄生電容或外接電容；Lr是諧振電感或者變壓器的漏感。通過變壓器的漏感或者外加電感Lr與功率開關管輸出電容C1-C4的諧振，在電感儲能釋放的過程中，使Ci上的電壓uci逐步下降到零，而使開關管體內的寄生二極體Di開通，從而使電路中4個開關管實現零電壓開通或關斷。每個橋臂的兩個開關管均為180°互補導通，兩個橋臂相應的開關管的驅動信號之間相差一個相位，通過調節相位角的大小來調節輸出電壓。其中Q1和Q3組成的橋臂為超前橋臂，Q2和Q4的橋臂為滯後橋臂，超前橋臂和滯後橋臂之間的移相角越小，輸出電壓越大，反之，移相角越大，輸出電壓越低。
通過改變驅動脈衝的佔空比達到改變輸出電壓的目的，實現28V的恆壓輸出。設計要求：輸出功率Po＝1.4kW。輸出穩定的直流電壓U0＝28V，則額定輸出電流I0＝P0/U0＝50A，即為高頻變壓器次級電流。通過計算，初級電流I＝82.5A，則可得到流過MOSFET的電流為82.5A，而加在開關管兩端的正向電壓為28V。據此選擇型號為IXFN420N10T的MOSFET。逆變橋上的電容可選用400μF的電容，開關管上超前臂的電容選取為兩個0.47uf並聯，滯後臂上為0.47uf的電容。逆變電路的輸出電壓31V加至高頻變壓器初級，在變壓器作用下，次級電壓為77.5V，這就要求變壓器的匝數比為1：2.5。全波整流電路將高頻變壓器輸出的正負對稱的脈衝電壓整流成單向脈動直流電壓。然後採用LC輸出濾波器將脈動直流變成滿足設計要求的直流電壓。考慮電路的工作頻率很高，選擇輸出整流二極體為反向恢復時間短的快恢復二極體。
如圖3所示，數字電源技術的核心是控制電路的數位化。控制電路採用DSP晶片TMS320F28335。利用F28335內全比較單元具有的下溢中斷和周期中斷功能，在每半個周期重載比較寄存器的值，修改PWM波的上升沿和下降沿位置，從而實現相位和寬度的變化，只使用兩個比較單元就可以實現四路移相PWM波的輸出。
採用移相控制方式，通過DSP對給定信號、參數反饋進行處理、運算與控制。經驅動電路控制逆變電路的4個開關管，根據U0檢測信號反饋進行調節移相角，當U0由於負載或輸入電壓波動下降時，減小移相角，使逆變器輸出電壓方波脈寬增加。從而使輸出電壓上升到穩定值。反之當以上升時，增加移相角，使逆變器輸出電壓方波減小，從而使以下降到穩定值，以達到高頻電源數位化控制。
開關電源中，當電源內部元器件隨外部環境的變化其性能參數發生變化、輸入電壓波動、外部負載變化或某些突發事件出現時，均會引起輸出電壓變化。輸出電流電壓反饋信號經低通濾波和AD轉換後得到DSP所能接受並處理的數位訊號，然後與參考值28V行比較，並完成PI運算，得到電源的佔空比信號，最後DSP向PWM信號發生電路發送信號。PWM信號發生器經過驅動電路向電源主電路的MOSFET發送PWM信號，從而控制開關器件導通和截止的時間，達到穩定輸出電壓的目的。
採樣電路完成輸出電流、電壓的採樣。電路採取光耦隔離措施，可使主電路強電與DSP控制系統弱電間保持控制信號的聯繫，切斷電氣的聯繫。
為保障電源安全可靠工作。保護電路的實時監控和各種保護功能必不可少。因此，必須對送入A/D模塊的電壓電流及其他相關信號作實時檢測，一旦超過參考值28V，必須在短時間內切斷主電路功率開關管。故障信號發生後，封鎖驅動信號，關閉功率器件，及時保護電源系統。
驅動電路是控制電路與主電路的接口，驅動電路選用MOSFET專用集成驅動晶片IXDN609SI，4個MOSFET的柵極驅動電路獨立。
如圖4所示，DSP數字控制能實現比模擬控制更為高級且複雜的策略，數字Pl系統易於實現模塊化管理，能消除因離散元件引起的不穩定和電磁幹擾，可在同樣的硬體環境下嘗試不同的控制策略，尋求最優控制方案。
全橋移相產生四路獨立的PWM驅動信號，滿足上下橋臂兩管的驅動波形180°互補，且有一定死區，以保證同一橋臂兩管不同時導通。四路驅動佔空比大小固定，考慮死區時間，實際佔空比略小於50％。對角開關管中的超前管的驅動信號領先滯後管一個移相角，移相範圍0°～180°，移相角在閉環控制過程中根據控制策略動態調整。
具體實現方法：首先，將定時器設為連續遞增遞減計數模式，在下溢中斷時將valuel的值裝入比較寄存器，在周期中斷時將value2裝入比較寄存器，其中valuel+value2＝常數，這樣就能保證輸出波形的佔空比為定值，valuel的變化則對應著上升沿的位置，從而改變固定佔空比的PWM波的相位。假設PWMl與PWM4之間的移相角為θ，對應計數器的值為ps，半周期對應計數器的值為Th，在前半周期即下溢中斷時，設置PWMl計數器的值為Th+ps/2，PWM4計數器的值為Th-ps/2，在後半周期，即周期中斷時，將PWMl的比較寄存器的值重載為Th+ps/2，PWM4的比較寄存器的值重載為Th+ps/2，這樣PWMl和PWM4之間的移相角對應的脈衝寬度為ps，改變ps就可以改變PWMl和PWM4之間的相移，達到調節佔空比的目的，PWM3和PWM2分別與PWMl和PWM4的波形互補，並存在一個死區。
如圖5所示，採用數字PI控制器來實現電壓和電流的動態穩定，電源數位化控制器根據輸出電壓參考值和輸出電壓反饋值相減得到的輸出電壓偏差值e(t)來計算移相角θ，從而控制功率管的佔空比，在PWM的頻率不變的情況下，即周期寄存器的值不變的情況下，由控制量u(t)改變比較寄存器的值便可以改變功率管的佔空比。移相角小，輸出電壓高，移相角大，輸出電壓低。
當進入PI調節子程序時，首先需要根據系統輸出電壓參考值和反饋值計算輸出電壓偏差。為防止在系統運行初期，由於移相角過小使得開關管佔空比D過大，需要做一定的積分限幅處理。因為瞬間過大的佔空比有時候可能會引起過大的電流，從而導致開關管的損壞。另外，在系統進入穩態後，偏差是很小的，如果偏差在0.1-0.9毫伏範圍內波動，控制器對這樣微小的偏差計算後，將會輸出一個微小的控制量，此時輸出的控制值在±0.05°範圍內，不斷改變自己的方向，頻繁動作，發生振顫，這樣不利於輸出電壓穩定。因此，當控制過程進入這種狀態時，就進入系統設定的一個輸出允許帶時(即輸出限幅)，不改變控制量，使輸出電壓調節過程能夠穩定進行。
下面以步驟的形式描述其具體流程：
步驟1：計算電壓偏差值
電壓偏差值＝電壓參考值28V–電壓採集值；
步驟2：計算比例值和積分值
對積分值進行限幅處理，允許在一定範圍內變化；
步驟3：輸出限幅
輸出值＝比例值+積分值，對輸出值進行限制處理，使其通過輸出值計算的移相角在0～180°範圍內變化；
步驟4：計算移相角
步驟5：設置比較寄存器的值
數字濾波實際就是通過DSP對採樣信號進行平滑加工，加強其有用信號，消除和減少各種幹擾和噪聲，提高系統可靠性。在進行數據處理和PI調節前，應首先對採樣值進行數字濾波。系統採用中值濾波，對目標參數進行連續採樣，然後去掉1/3個最大值，1/3個最小值，餘下的再求算術平均值。
如圖6所示，數字電源軟體部分主要包括：DSP初始化，AD數據採集、移相PWM產生、數字PI控制器等程序模塊，其中中斷子程序有ADC中斷、EPWM1周期中斷、EPWM2下溢中斷和EPWM3周期中斷，分別完成AD轉換數據的讀取、控制算法和半周期重載比較寄存器值、半周期重載比較寄存器值、定時等功能。系統主程序工作過程是：上電後，先進行系統初始化和定時器使能，開中斷，AD中斷被定時器的下溢匹配事件觸發，啟動數據轉換，並調用數字PI調節器子程序、根據計算後的數據完成佔空比計算和移相PWM發生子程序，產生系統的PWM脈衝信號。之後，進入下一次數據轉換和佔空比計算，重複前一周期工作過程。
詳述數字電源控制方法的實現流程，以步驟形式闡述：
步驟1：DSP初始化
1.1設置系統時鐘頻率；
1.2設置高速外設HISPCP和低速外設LOSPCP寄存器；
1.3設置I/O口復用控制寄存器，將通用GPIOx口各引腳定義為基本功能或外設功能；
1.4設置PIE控制器；
步驟2：外設模塊初始化
2.1ADC模數轉化模塊初始化；
2.2PWM模塊初始化；
步驟3：全局變量初始化
步驟4：電源啟動
4.1判斷是否有啟動信號，有啟動信號就進行啟動初始化，初始化完成後電源運行；
步驟5：電源停止
5.1判斷是否有停止信號，有停止信號就設置禁止PWM輸出寄存器，電源停止運行；
步驟6：中斷功能
6.1ADC中斷：50微秒中斷一次，主要進行AD轉換數據的讀取，採集電壓、電流、溫度；
6.2EPWM1周期中斷：50微秒中斷一次，主要進行PI控制算法得到移相角、以及重載比較寄存器值；
6.3EPWM2下溢中斷：50微秒中斷一次，重載比較寄存器值；與EPWM1周期中斷共同生成移相PWM，控制佔空比；
6.4EPWM3周期中斷：500微秒中斷一次，用於定時計數。
如圖7所示，系統仿真以一臺樣機的參數為指標，對系統進行單電壓環閉環控制，Gc(s)採用PI調節，採用Matlab自帶的工具箱sisotool，對系統進行補償，使系統的相位餘量為40度以上，同時穿越頻率為開關頻率的1/20-1/10，其參數如下：Vin＝28、n＝0.4、Lr＝3uH、L＝150uH、R＝0.56、C＝4700uF、f＝20kHz。PI補償函數如公式(1)所示。(1)結合式(1)得出的PI控制器，將移相全橋變換器的參數帶入到Simuink中建立移相全橋變換器的閉環系統。
如圖8所示，仿真結果圖形橫坐標表示時間，上面仿真結果圖形縱坐標表示輸出電壓，下面仿真結果圖形縱坐標表示輸出電流。上面仿真結果圖形輸出電壓穩定在28V，下面仿真結果圖形輸出電流為額定50A，其調節時間為0.014s，穩態誤差為0，說明所設計的PI控制器基於良好的動態響應和穩態性能。
本領域的技術人員容易理解，以上所述僅為本發明的較佳實施例而已，並不用以限制本發明，凡在本發明的精神和原則之內所作的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本發明的保護範圍之內。