一種升壓型PFC變換器的控制電路的製作方法

2023-05-30 02:21:41 4

本發明涉及變換器技術領域，特別是涉及一種升壓型PFC變換器的控制電路。

背景技術：

三相六開關Boost型PFC(Power Factor Correction，功率因數校正)變換器工作在電流連續模式下，因此輸入電感電流和開關電流應力比較小，開關器件的電壓應力小，變換器效率較高，三相六管Boost型PFC變換器具有輸入電流波形質量好，輸出電壓穩定的優點，其主要拓撲如圖1所示，其包括三個橋臂，每一橋臂包括一個電感、兩個開關管以及與開關管並聯的二極體，在輸出端設置一電容和電阻。但是圖1中的開關管的硬開關與二極體的反向恢復電流帶來很多問題，限制了變換器開關頻率的提高，產生很大的電磁幹擾等。

現有技術中，為了解決上述問題，在圖1的電路上加入一些輔助電路，實現開關管的軟開關工作同時抑制二極體的反向恢復問題。如圖2所示為基於複合有源箝位ZVS三相Boost型PFC變換器，其由於結構簡單而具有一定的優勢。如圖2所示，其加入了輔助開關管S7及與之電連接的電容、二極體以及電感。

當前，對圖2所示的變換器是通過改進的空間矢量調製方法來實現，該改進型空間矢量調製方法把一個工頻輸入周期分成12個扇區，也就是把傳統的空間矢量調製方法分成6個扇區中的每一個扇區再分成兩個，形成12個。在按照空間矢量調製的方法給出兩個基本矢量和零矢量，通過控制三個矢量的時間來實現調製，從而實現三相輸入電流矢量按照一個圓軌跡進行旋轉。

現有技術的控制方法存在以下缺點：

1、通過改進的SVM空間矢量調製方法來實現三相Boost型PFC變換器控制算法複雜。

2、通過智能晶片(DSP、MCU)來實現，需要各種外圍資源配合程序的開發來實現，開發周期長。

3、控制器的成本高。

4、相關理論比較抽象，晦澀。

5、技術不易普及推廣。

技術實現要素：

本發明主要解決的技術問題是提供一種升壓型PFC變換器的控制電路，能夠降低成本，並且控制簡單，技術極易推廣。

為解決上述技術問題，本發明採用的一個技術方案是：提供一種升壓型PFC變換器的控制電路，變換器為三相六開關變換器，其包括六個主開關管和一個輔開關管，該控制電路包括：

區間選擇電路，把輸入電壓信號以60°相位為間隔分成6個區間；

用於選擇所需的兩個電流絕對值信號；

積分電路，用於獲取一個電流比較信號；

兩路合併電路，用於將兩個電流絕對值信號進行交叉合併，得到兩個電流合併信號；

兩路比較電路，用於將電流比較信號分別與兩個電流合併信號進行比較，以得到兩個脈寬調製信號；

區間選擇電路選擇兩個脈寬調製信號作為主開關管的驅動信號，以驅動變換器的其中兩個主開關管。

其中，控制電路進一步包括：

兩路濾波器，用於分別對兩個電流絕對信號進行濾波。

其中，濾波器為低通濾波器。

其中，控制電路進一步包括：

兩路觸發器，用於分別根據復位信號來輸出脈寬調製信號；

輸出邏輯電路，用於接收脈寬調製信號，並接收區間選擇電路的選擇信號，以驅動變換器的開關管。

其中，控制電路進一步包括：

傳感器，用於獲取變換器的電流；

整流電路，用於將變換器的電流進行整流，以獲得電流絕對值信號。

其中，傳感器為霍爾傳感器。

其中，控制電路還包括：

多路模擬開關，用於接收電流絕對值信號，並接收區間選擇電路的選擇信號，以選擇出所需的兩個電流絕對值信號。

其中，控制電路還包括：

電壓隔離採集器，用於獲取直流電壓。

比較器，用於將直流電壓和參考電壓進行比較，以獲取一個誤差信號；

調節器，用於根據誤差信號調節出一個控制信號；

積分電路根據控制信號獲取一個電流比較信號。

其中，積分電路為可復位積分電路。

其中，積分電路包括積分電阻、積分電容、復位開關、積分比較器以及積分器，其中：

積分電阻的一端電連接調節器的輸出端以及積分器的一輸入端，積分電阻的另一端分別電連接積分電容以及復位開關的一端以及比較器的一輸入端；

比較器的另一輸入端接地，比較器的輸出端電連接積分器的另一輸入端以及復位開關和積分電容的另一端；

復位開關的控制端接收復位信號。

本發明的有益效果是：區別於現有技術的情況，本發明提供一種升壓型PFC變換器的控制電路，變換器為三相六開關變換器，其包括六個主開關管和一個輔開關管，該控制電路包括：區間選擇電路，用於選擇所需的兩個電流絕對值信號；積分電路，用於獲取一個電流比較信號；兩路合併電路，用於將兩個電流絕對值信號進行交叉合併，得到兩個電流合併信號；兩路比較電路，用於將電流比較信號分別與兩個電流合併信號進行比較，以得到兩個脈寬調製信號；區間選擇電路選擇兩個脈寬調製信號作為主開關驅動信號，以驅動變換器的其中兩個主開關管。因此，本發明能夠降低成本，並且控制簡單，技術極易推廣。

附圖說明

圖1是現有技術的變換器的結構示意圖；

圖2是改進後的三相六開關變換器的結構示意圖；

圖3是本發明實施例提供的一種變換器的控制電路的結構示意圖；

圖4是圖3所示的輔開關管控制電路的結構示意圖；

圖5是輸入相電壓和輸入相電流的波形圖；

圖6是主開關管與輔助開關管的ZVS的波形圖。

具體實施方式

請參閱圖2和圖3，圖2是三相六開關變換器的結構示意圖，圖3是本發明實施例提供的一種升壓型PFC變換器的控制電路的結構示意圖。首先如圖2所示，三相六開關變換器包括三個並聯的橋臂電路21-23以及一個輔助電路24。其中，輔助電路24設置在橋臂電路與輸出端之間。每一個橋臂電路包括一電感、兩個開關管、兩個二極體以及兩個電容。如橋臂電路21包括電感La、開關管S1和S2、二極體V1和V2以及電容C1和C2。其中，電感La的一端接收電壓信號Va、另一端分別電連接開關管S1的發射機以及開關管S2的集電極。開關管S1和S2的基極分別接收驅動信號A1和A2，開關管S1的集電極電連接橋臂電路22和23以及輔助電路24。開關管S2的發射極電連接橋臂電路22和23。二極體V1和V2分別與開關管S1和S2並聯，電容C1和C2分別與開關管S1和S2並聯。

同理，其他橋臂電路22和23的連接方式如橋臂電路21的相同，在此不再贅述。

在橋臂電路和輸出端之間設置輔助電路24。輔助電路24包括電感Lr、電容Cr和C7、二極體V7以及開關管S7。其中，電感Lr一端與橋臂電路電連接，另一端與輸出端電連接，開關管S7的發射機和集電極分別與橋臂電路和電容Cr的一端電連接，基極接收驅動信號A7。電容Cr的另一端與輸出端電連接。電容C7和二極體V7分別與開關管S7並聯。

其中，開關管S1-S6為主開關管，開關管S7為輔開關管。

再如圖3所示，控制電路30包括主開關控制電路31以及輔開關控制電路32。

其中，主開關控制電路31用於輸出主開關管的驅動信號，以驅動其中兩個主開關管。

輔開關控制電路32用於提供復位信號給主開關控制電路31，以控制主開關控制電路31對主開關管的控制，進一步的，輔開關控制電路32進一步輸出輔開關管的驅動信號A7，以對輔開關管S7進行控制。

本實施例中，主開關控制電路31包括區間選擇電路311、積分電路312、合併電路313以及比較電路314。

其中，區間選擇電路311用於選擇所需的兩個電流絕對值信號。具體的，控制電路30進一步包括傳感器(圖未示出)、整流電路(圖未示出)以及多路模擬開關315。本實施例首先通過傳感器獲取變換器的電流，具體是獲取變換器的三相電流ia、ib以及ic。然後整流電路將變換器的三相電流進行整流，以獲得電流絕對值信號。這樣，當電流為正的時候，電流波形不變，電流為負的時候，輸出為電流信號極性取反，如圖3中的正負相電流ia、-ia、ib、-ib、ic以及-ic的輸入。其中，傳感器優選為霍爾傳感器。

多路模擬開關315接收電流絕對值信號ia、-ia、ib、-ib、ic以及-ic，並接收區間選擇電路311的選擇信號，以選擇出所需的兩個電流絕對值信號。

積分電路312用於獲取一個電流比較信號。

具體的，控制電路30還包括電壓隔離採集器(圖未示)、比較器316以及調節器317。其中，電壓隔離採集器用於獲取直流電壓V0。電壓隔離採集器優選為隔離電壓隔離採集器。比較器316用於將直流電壓V0和參考電壓Vref進行比較，以獲取一個誤差信號。調節器317用於根據誤差信號調節出一個控制信號。積分電路312根據控制信號獲取一個電流比較信號。該電流比較信號為鋸齒波信號。

本實施例的積分電路312為可復位積分電路。具體而言，積分電路312包括積分電阻3121、積分電容3122、復位開關3123、積分比較器3124以及積分器3125。其中，積分電阻3121的一端電連接調節器317的輸出端以及積分器3125的一輸入端，積分電阻3121的另一端分別電連接積分電容3122以及復位開關3123的一端以及比較器3124的一輸入端。比較器3124的另一輸入端接地，比較器3124的輸出端電連接積分器3125的另一輸入端以及復位開關3123和積分電容3122的另一端。復位開關3123的控制端接收復位信號。

合併電路313為兩路，分別為3131和3132，用於將兩個電流絕對值信號進行交叉合併，得到兩個電流合併信號。

比較電路314為兩路，分別為3141和3142，用於將電流比較信號分別與兩個電流合併信號進行比較，以得到兩個脈寬調製信號。

區間選擇電路311選擇兩個脈寬調製信號作為主開關管的驅動信號，以驅動變換器的其中兩個主開關管。

進一步，控制電路30還包括濾波器318，同樣為兩路，分別為3181和3182，其用於分別對兩個電流絕對信號進行濾波。其中，濾波器318為低通濾波器。

進一步，控制電路10還包括觸發器319以及輸出邏輯電路320。其中，觸發器319為兩路，分別為3191和3192，用於分別根據復位信號來輸出脈寬調製信號。輸出邏輯電路320用於接收脈寬調製信號，並接收區間選擇電路311的選擇信號，輸出驅動信號A1-A6的任意兩個，以驅動變換器的其中兩個主開關管。其餘的4個主開關管保存關閉狀態。其中，驅動信號A1-A6分別驅動開關管S1-S6。

以上介紹的是主開關控制電路31的結構，以下將介紹輔開關控制電路32的結構。請一併參閱圖4。

如圖4所示，輔開關控制電路32包括第一控制單元321和第二控制單元322。其中，第一控制單元321包括第一支路3211和第二支路3212，其中第一支路3211接收時鐘信號，並根據時鐘信號輸出輔開關管的驅動信號A7，第二支路3212接收時鐘信號，並根據時鐘信號輸出復位初始信號。其中，時鐘信號和驅動信號A7互為反向信號。

第一支路3211包括一非門電路3213，非門電路3213的輸入端接收時鐘信號，輸出端對時鐘信號進行反向，得到驅動信號A7。

第二支路3212包括電阻3214、電容3215以及與門電路3216，其中，電阻3214的一端接收時鐘信號，另一端電連接電容3215的一端以及與門電路3216的一輸入端。電容3215的另一端接地。與門電路3216的另一輸入端接收時鐘信號，與門電路3216的輸出端輸出復位初始信號。

第二控制單元322接收復位初始信號，並根據復位初始信號輸出復位信號。具體的，第二控制單元322包括兩個與門電路3221和3222、一個非門電路3223、一個電阻3224以及一個電容3225。其中，電阻3224的一端接收復位初始信號，電阻3224的另一端電連接電容3225的一端以及與門電路3221的其中一輸入端。電容3225的另一端接地。與門電路3221的另一輸入端接收復位初始信號，輸出端電連接非門電路3223的輸入端。與門電路3222的一輸入端接收復位初始信號，另一輸入端與非門電路3223的輸出端電連接，與門電路3222的輸出端輸出復位信號。

本實施例中，根據變換器的橋臂電壓的諧振時間來設置驅動信號與復位信號的時間。第二控制單元322在輸出驅動信號來驅動輔助開關管S7關閉後，在橋臂電壓諧振到零時，再輸出復位信號驅動橋臂的主開關管。

其中，時鐘信號的頻率是復位信號的至少兩倍。本實施例，時鐘信號的頻率優選是復位信號的兩倍。

通過上述的控制電路，可以實現變換器的軟開關，為了驗證本發明的正確性，請再參閱圖2所示。Va、Vb以及Vc為三相輸入相電壓幅度，設置成170V輸入，輸出電壓設置500V，電容C1～C7設置為10nF，諧振電感Lr設置為50uH，鉗位電容Cr設置為480uF，負載R設置為10Ω(25KW輸出)，支撐電容C設置成1000uF。則輸入相電壓Va、Vb以及Vc和輸入相電流ia、ib以及ic的波形如圖5所示。變換器的輸入功率因數接近1，相電流波形正弦化，並基本跟隨相電壓波形。

本實施例的主開關管與輔助開關管的ZVS(Zero Voltage Switch，零電壓開關)實現如圖6所示。圖6所示的長虛線時刻是主開關管開通時刻，是在dc-link下降到零後才打開，實現了零電壓開通，短虛線時刻是輔助開關管開通時刻，是在輔助開光管S7兩端電壓下降到零的時候才打開，也實現了零電壓開通的目的，由於主開關管和輔助開關管都並聯了一個電容，所以可以認為開關管是零電壓關斷的(電容電壓不能突變，需要有充電時間)，因此，該系統實現了所有開關管的軟開關工作。

綜上，本發明通過簡單的電路就能實現變換器的軟開關功能，成本低，並且控制簡單，技術極易推廣。

以上僅為本發明的實施例，並非因此限制本發明的專利範圍，凡是利用本發明說明書及附圖內容所作的等效結構或等效流程變換，或直接或間接運用在其他相關的技術領域，均同理包括在本發明的專利保護範圍內。