藉檢測周期信號而檢測有用信號的裝置和方法
2023-06-24 01:40:06
專利名稱：藉檢測周期信號而檢測有用信號的裝置和方法
技術領域：
本發明與藉由檢測含於有用信號的一周期信號而檢測有用信號的裝置與方法有關。
背景技術：
目前為止，每秒高達54M bits的資料傳送速率以實現於無線區域網路中。而這樣的規格可以在「IEEE 802.11a part 11Wireless LANMedium Access Control(MAC)and Physical Layer(PHY)specificationsHigh-speed physical Layer in the 5GHZ band」以及在「IEEE 802.11b part 11Wireless LAN Medium AccessControl(MAC)and Physical Layer(PHY)specificationsFurther High Speed physical Layer Extension in the 2.4GHzBand」或者也可以在「ETSI TS 1-1 761-1 Broadband Radio AccessNetwork(BRAN)；Hiperlan Type 2Physical(PHY)Layer」中發現。為了檢測一有用的信號，必須找到在有用信號的一數據爆發開始時被傳送出來的一周期信號。
圖1表示一時程圖，其中具有一定義的周期一周期信號u(t)從一特定的時間to開始同時發生一雜信信號n(t)。沿著該圖上的x軸是一取樣周期的單位時間，也就是取樣指數，而沿著y軸所畫出的則是包含著雜信信號n(t)與周期信號u(t)的所有信號r(t)的振幅。所述的周期信號u(t)疊加在雜信信號n(t)的發生必須藉由一信號檢測器來檢測。假如所述的信號檢測器操作無誤，那麼在時間t0時一定會找不到周期信號u(t)。而所述的周期信號u(t)的一錯誤檢測的可能性在這個周期內必須儘可能的不要發生。另一方面，一旦所述的周期信號u(t)在時間t0時發生，所述的信號檢測器必須儘可能快速地驗證周期信號的存在。這樣的錯誤率也應該儘可能地降低。所述的周期性信號u(t)，以及因此的有用信號應該在，例如4μs的時間之內以90％的或然率來驗證。
圖2表示這樣的信號檢測器的一種可能的應用。所述包含雜信信號n(t)以及可能包含周期信號u(t)的模擬複合信號r(t)藉由一具有自動增益控制1的放大器而放大並且供應到一模擬/數字的轉換器2。而從所述的模擬/數字轉換器2的輸出中可以收集道的複合數位訊號s(t)供應到所述的信號檢測器3。除此之外，所述的信號s(t)供應到一接收器4。所述的信號檢測器3透過出現在檢測器輸出DA的一信號通知所述的接收器是否有檢測到一周期性信號。
因為所述的具有自動增益控制(AGC)1的放大器改變了總功率，因此只監控信號s(t)的功率改變是不能夠用來檢測周期信號u(t)。具有自動增益控制1的放大器使信號增益能適應於從一時間到另一時間的需要。為了這個目的，所述的功率會在所述的模擬/數字轉換器2的輸入波動，因而也在該信號檢測器3的輸入DE波動，這也是為什麼在輸入端所述的信號s(t)的功率變化無法提供可靠的信息來驗證該周期信號u(t)的出現與否。
圖3表示在前面所述的IEEE規格中所定義的用於數據傳送以及用於在傳送器與發送器間的同步化的爆發結構。所述的爆發結構以由短訓練序列所發展的一序文STP開始，所述的序文STP也被稱做PLCP序文或者OFDM訓練結構。一0.8μs長的信號(短訓練序列)，在圖3中稱為t1，在STP內在全部8μs的時間內重複10次。在圖3中，這些重複以t2、t3、t4、...、t10來表示。緊接在後面的則是由一守衛間隔(Guard Interval，GI2)以及兩個訓練序列T1與T2所發展的一序文LTP。LTP也延展到整個8μs的時間。因為LTP與緊接在LTP之後的爆發區段信號，數據1、數據2，在本案中都是不重要的，因此在下面的文章中將不再進一步地詳細描述。關於這樣的詳細說明可以在前面所述的IEEE 802.11a的規格書中的17.3節中發現。
為了檢測在接收器終端的一爆發，所述序文STP的周期信號t1、t2、t3、...、t10被拿來使用。為了檢測在信號s(t)中的周期信號，可以利用所述的周期信號t1、t2、t3、...、t10在根據該信號周期的一平移期間對本身的相似性。而在沒有周期信號的情況下，所述的信號s(t)也應不會表現出任何周期性。
在前面所述的第二篇背景文獻ETSI規格書中，關於訓練序列的定義稍微有所不同，但周期信號的周期性則同樣可以在這裡表現出來。這裡的參考文獻請參照第5.7與5.8節。為了這個原因，疊加在雜信信號上的周期信號也可以在這個規格書的情況下以同樣的方式來檢測。
圖4表示已一時程圖的方式來表示的四個信號t1到t4的總合的實部4.1與虛部4.2，其中，取樣指數沿著x軸排列，而一振幅的任意單位則是沿著y軸。圖中的取樣率是20MHz，也就是16個取樣點對應到周期信號u(t)的一重複周期(0.8μs)。在圖4中，所述的周期信號u(t)的四個信號t1到t4應該可以由信號檢測器3所檢測出來。
從先前技術「VLSI Implementation of IEEE 802.11a PhysicalLayer，L.Scwoerer，H.Wirz，Nokia Research Center，6thInternational OFDM Workshop 2001-Hamburg，pages 28-1 to28-4」中，一信號檢測器以熟知利用下列的自動校正函數來檢測周期信號c1(t)=|titi+Ts(t)s*(t-)|----(1)]]>其中，τ是周期信號u(t)的一周期，而T為積分或加總周期。周期τ可以是所述的重複周期(0.8μs)或其倍數，也就是τ＝0.8μs或1.6μs或2.4μs等。
圖5表示兩個時程圖，其中在每一個例子中，取樣指數沿著x軸排列，而振幅則是沿著y軸排列。上方的圖標表示複合的數位訊號s(t)。在取樣指數20時，出現周期信號u(t)。而在下方的圖標中，如前面所述的方程式(1)中自動校正函數c1(t)表示於圖中。信號s(t)在這個情況中沒有包含一雜信信號。而積分或者加總周期T則為0.8μs。在1.6μs(對應32個取樣點)之後，所述的信號s(t)的最後0.8μs完美地與所述的信號s(t)的最初0.8μs相關聯，而且在周期信號發生後，所述的自動校正的總合仍維持不變的1.6μs。
在圖6中也表示兩個時程圖，其中上方的時程圖同樣表示信號s(t)，而下方的時程圖同樣表示自動校正函數c1(t)。取樣頻率同樣維持在20MHz但這裡所述的信號s(t)呈現出一雜信成分。這裡的自動校正函數c1(t)不再穩定。除此之外，所述的自動校正函數c1(t)也開始偏離數值0，甚在在周期信號發生之前就開始偏離。為了可靠地檢測所述的周期信號，一門檻值必須被考慮進來。假如所述的自動校正函數c1(t)超過所述的門檻值，那麼便假設成所述的周期信號已出現。所述的門檻值越高，根據前面所述的函數c1(t)的自動校正錯誤地檢測到一周期信號的機率越低。然而，使用這樣高門檻值的結果往往會耗費所述的周期信號檢測出來之前的許多時間。
所述的自動校正c1(t)也與所述的信號s(t)的功率有關。因此，所述的這個門檻值必須與所述的信號功率相匹配。所述的信號s(t)的功率的平均值並不為常數，因為所述的可變增益放大器1設置在所述的信號檢測器3的上遊處以企圖將輸出信號維持在一區間之內。而且這樣做是必須的，以避免所述的模擬/數字轉換器2發生過載的情況。而即使如圖2所示的輸入信號r(t)呈現一不變的平均功率，想要設定所述的可變增益放大器立即到所述的校正數值是不可能的。首先需要經過一連串的調整。由於增益的變化，在任何情況下，在所述的信號檢測器3的輸入端的信號s(t)的平均功率一定會發生波動(fluctuation)。到這裡還加上當所述的周期信號被檢測到時而且所述的有用信號被接收時，所述的變動增益放大器1正常上只設定成一固定的最終值。為了這個理由，所述的功率必須在檢測的過程中被估算。在先前技術中，下列所述的方程式是用來估算所述的信號s(t)的功率p(t)=|titi+Ts(t)s*(t)|----(2)]]>所述的功率p(t)在自動校正期間所使用的信號s(t)的超過最後T秒的時間內被檢測。在這個過程的期間，必須要注要的是所述的自動校正的延遲信號s(t-τ)並不完全參照它的功率，如同方程式(2)中所示。為了這個理由，在所述的放大器增益無法立即被檢測時的一個變化完全藉由調整所述的門檻值所決定。
關於這個部分的一較佳的方法為一起估算所述的信號成分(包括所述的信號s(t)以及所述的延遲信號s(t-τ)，先將它們互相乘積，隨後解出這個乘積的根)的功率。然而，這將不利地造成一明顯較高成本的執行方法。
對於所述的周期信號是否出現的判定藉由下列的情況來決定c1(t)≥p(t)*thr(3)其中，thr表示所述的自動校正的門檻值(不受功率限制)。假如所述的c1(t)大於所等於所述的功率與門檻值thr的乘積，即為一周期信號出現的假設。
所述的門檻值thr的量值是想要周期信號檢測的高可靠度，以及另一方面，周期信號的最快速檢測可能的一折衷。
如圖7所示的區塊圖表示一信號檢測器3的配置，其用來執行由前面所述的先前技術中所具體實施的方程式。其中粗線表示複數信號而細線表示實數信號。
如在圖7的區塊圖中所示的信號檢測器3具有一輸入DE，在那裡呈現出一輸入信號，且所述的輸入信號亦即一對比/數字轉換器2的複數數字輸出信號。所述的輸入信號s(t)供應到用以做功率估算的一單元13，以在它的輸出提供所述的根據方程式(2)所計算的功率估算信號p(t)。為了這個目的，所述的用以做功率估算的單元13具有一單元用以將一數量5加以平方，以及具有一對比加法器6。同時，所述的信號s(t)供應到一自動校正單元15。所述的自動校正單元15包含一單元9，用以形成共軛的複數信號，一延遲單元，用以將所述的信號s(t)延遲所述的期間τ，以及一乘法器16，用以將所述的信號s(t)乘上所述的延遲複數共軛信號s*(t-τ)。在所述的乘法器16之後，設置的是具有增加周期T的一模擬的加法器11以及用以產生絕對值的單元12。所述的自動校正單元15的輸出連接到一決定單元14的一第一輸入。在所述的決定單元14的一第二輸入，出現所述的thr。所述的決定單元14的一第三輸入連接到用以功率估算的單元13。所述的門檻值thr藉由乘法器7來調整。根據方程式(3)所述的門檻值經由一比較器8來檢查。在所述的信號檢測器3的輸出DA，一檢測器信號d(t)可以獲得以明確說明是否有檢測到一周期信號。
本發明的目的在於詳細說明用來檢測一周期信號的一裝置與一方法，並且在最小可能的執行預算下可靠地、快速地檢測一周期信號。尤其是，輸入信號的強度變化不會對檢測的可靠度造成很大的影響。
發明內容
本發明的目的可藉由本案所述的特徵的用以檢測一周期信號的一裝置且用以檢測一周期信號且可藉由具有本案所述的特徵的一方法來完成。
根據本發明的藉由檢測包含於一有用信號中的一周期信號以檢測所述的有用信號的裝置具有一校正單元，用以校正一信號，所述的信號可能包含周期信號，而藉由將所述的信號的符號將介於所述的信號以及所述的信號的符號間的一時間延遲列入考量，得以校正所述的信號。除此之外，所述的裝置更包含一振幅估算單元，用以估算所述的信號的振幅。最後，用以判定所述的周期信號是否出現的一決定單元，連接於所述的振幅估算單元以及所述的校正單元的下遊。
根據本發明的藉由檢測包含於一有用信號中的一周期信號以檢測所述的有用信號的裝置呈現下列步驟。可能包含周期信號的一信號以所述信號的符號列入一時間延遲的考慮來校正。估算所述的信號的振幅。藉由所述的振幅以及在校正期間所獲得的信號來判定周期信號是否出現。
本發明具有優勢的發展從附屬的權利要求所詳細說明的技術特徵中可以獲得。
根據本發明的裝置，所述的校正單元可能呈現用以判定所述的符號以及延遲所述的信號的一單元。除此之外，所述的裝置較佳者更包含一乘法器，所述的乘法器的一第一輸入連接於所述的用以判定所述的符號以及延遲所述的信號的單元，而所述的乘法器的一第二輸入則用以接收所述的信號。一第一加總單元連接於所述的乘法器的下遊。
在本發明的一具體實施例中，所述的振幅估算單元呈現一單元用以形成所述的信號的實部的絕對值與虛部的絕對值，而且一第二加總單元連接於下遊。
在本發明的另一具體實施例中，所述的決定單元呈現一乘法器，用以將由所述的振幅估算單元所輸出的一信號乘上一預定值，以及一比較器，用以比較由所述的校正單元所輸出的信號以及由所述的乘法器所輸出的信號。
在本發明的另一具體實施例中，提供用以產生絕對值的一單元，使其連接於所述的第一加總單元的下遊。
在本發明的另一具體實施例中，所述的用以產生絕對值的單元為了估算絕對值的目的，呈現出一第二決定單元。所述的第二決定單元建構成藉由逐段定義的一估算函數估算藉由所述的第一加總單元所供應的信號的絕對值。
根據本發明的裝置，用以分離信號的一單元可以提供於連接到所述的第二決定單元的上遊。
根據本發明所述的方法，所述的信號以及所述信號的符號可以藉由將所述的信號以及所述信號的時間延遲的、且可能是共軛複數的符號彼此互相乘積並且加總後的結果來校正。
在本發明所述的方法的一較佳的具體實施例中，所述的振幅乘上一預定值並且隨後與所述的絕對值比較，以判定所述的周期信號是否出現。
根據本發明的裝置與方法較佳者可以用於一無線區域網路中，特別是根據IEEE 802.11a標準或者IEEE 802.11g標準或者是ETSI TS101 761-1(BRAN)，Hiperlan type 2標準的無線區域網路
在下列的說明中，本發明將藉由具體實施例的方式，並配合所附加的圖標加以詳細說明，其中，這些所附加的圖標簡單說明如下圖1表示所要評估的一雜信信號的一時程圖，其中一周期信號疊加於所述的時程圖中；圖2表示用以檢測周期信號的一信號檢測器的可能的應用的一區塊圖；圖3表示如IEEE規格書中所描述的一爆發結構；圖4表示在如圖3中所述的訓練率序列序文的傳送期間的信號的一時程圖；圖5表示出現在信號檢測器的輸入的一信號的信號變異以及所述的自動校正函數的相關變異；圖6表示呈現一雜信成分以及出現在所述的信號檢測器的輸入的一信號的信號變異以及所述的自動校正函數的相關變異；圖7表示對比於先前技術中的一信號檢測器的結構的區塊圖；圖8表示根據本發明的一信號檢測器的配置的區塊圖；以及圖9表示用於如圖8所示的具體實施例中，用以產生絕對值的一單元的配置圖。
具體實施例方式
圖1到圖7的說明在接下來的說明書中將不再詳細討論，但相關的參考文獻中對於與本發明有關的技術特徵，將會作為如前面所述的詳細說明。
根據本發明所述的信號檢測器，如圖8所示，具有一輸入DE，在哪裡可以施加一輸入信號s(t)，亦即可以是所述的模擬/數字轉換器2的複數數字輸出信號。所述的輸入信號s(t)供應到一用以估算振幅的單元21，而使所述的單元21在其輸出供應具有平均振幅值m(t)的一信號。同時，所述的信號s(t)供應到一校正單元24，而所述的校正單元24的輸出連接到一決定單元14的一第一輸入。再所述的決定單元14的一第二輸入，出現一門檻值thr。再所述的決定單元14的一第三輸入連接到所述的用以估算振幅的單元21。在所述的信號檢測器的輸出DA可以獲得一檢測信號d(t)，以具體表示是否有檢測到一周期信號。
所述的校正單元24包含用以決定符號(sign)的一單元17，該所述的用以決定符號的單元17同時完成所決定的符號值的複數共軛。在所述的用以決定符號的單元17之後是一延遲單元10，所述的延遲單元10用以將信號s(t)延遲一期間τ。一乘法器16將由所述的延遲單元10所輸出的延遲符號值乘上所述的信號s(t)。在所述的乘法器之後，設置有具有增加周期T的一模擬加法器11以及用以產生絕對值的一單元19。
圖上的粗線表示複數信號(兩個實數信號)，而粗點線表示複數的2位信號(兩個實數的1位信號)，而細線則表示實數信號。
為了計算所述的校正函數c(t)，所述的校正單元24使用下列公式c(t)=|titi+Ts(t)sgn(s*(t-))|----(4)]]>或公式c(t)=|titi+Ts(t)(sgn(s(t-)))*|----(5)]]>從數學上來看，公式(4)與公式(5)可以造成相同的結果，因為第一個共軛複數部是否形成與隨後所述的符號是否決定，或者是所述的第一信號是否決定與隨後所述的共軛複數部是否形成，都是不重要的。然而，在實務上，執行公式(5)，更詳細的說是在VLSI(verylarge scale integration)晶片上的執行過程中執行公式(5)，亦即所述的共軛複數發生於符號計算之後，會比較有效。
不像先前技術，所述的輸入信號s(t)的符號在本發明的自動校正計算中以列入考慮。
所述的複數信號s(t)的符號，由下式組成sgn(x)＝sgn(Re(x))+j·sgn(Im(x))(6)其中，j表示虛部單元。藉由前面所述的公式(4)或公式(5)其中之一來計算所述的自動校正函數c(t)造成了下述的優勢。
所述的自動校正的結果與所述的延遲信號成分的振幅無關(因此也與所述的放大器1的調整無關)。所述的符號具有相當於1的一固定的平均振幅值。因此所述的自動校正的結果較不會強烈地受到在放大器1的增益設定的影響。
另一個優勢在於計算判定上所需要的複數乘法運算數明顯的減少。複數乘法運算表示複數信號的乘法運算。在圖8中，藉由線條的樣式來表示所述的計算如何簡化。所述的乘法運算需要具有受控制的加法器或減法器形式的一簡單的乘法器16。第三個優勢在於只需要更少的儲存裝置來儲存所述的輸入信號s(t)的延遲部分。每個信號取樣終只需要兩位儲存空間即可儲存所述的的信號s(t)的符號。
因為所述的兩個信號其中之一具有已知的固定振幅，是所使所述的平均振幅值m(t)而不是所述的信號s(t)的功率值被用來設定所述的門檻值thr。所述的平均振幅值m(t)可以藉由，例如解出由方程式(2)所決定的估算功率值p(t)的平方根的方法來計算。
然而，為了使所述的振幅值m(t)的計算得以藉由用以估算振幅的單元21而簡化，下列具有優勢的方程式也可以加以應用m(t)=tIti+T|(Re(s(t))|+|(Im(s(t))|-(6)]]>在方程式(7)中，所有的乘法表達式都可以避免，因而，在所述的方程式的數字執行的計算上(藉由形成絕對值的單元20計算實部與虛部的絕對值，以及藉由所述的對比加法器6執行兩個絕對值的加法運算)，一VLSI晶片上的晶片面積，以及功率的消耗都可以降低。在所述的模擬加法器的加總可以延伸，例如，超過16個時間指數，以對應具有20MHz的取樣數率的T＝0.8μs的取樣時間。
在估算的自動校正c(t)的基礎下，所述的估算振幅m(t)以及固定的門檻值thr(將在下面的明書中再進一步詳細說明的一判定的標準)提供了周期信號是否有出現的信息。
所述的判定標準為c(t)≥m(t)*thr (8)假如滿足不等式(8)的條件即假設所述的周期信號發生。若沒有滿足，則假設所述的周期信號還未發生。
所述的信號檢測器3可以藉由執行在自動校正單元24計算方程式(4)或方程式(5)期間從所述的振幅中所產生的絕對值來簡化。正常來說，這需要乘法運算以及平方根。而這個情況可以藉由逐段定義的振幅估算的一個函數來避免。因此，所述的振幅以下列方程式來估算 根據方程式(9)而逐段定義的函數也可以用來解方程式(7)。在這個情況下，用以估算絕對值的單元19必須用來取代所述的用以產生絕對值的單元20。
圖9表示對應用以估算絕對值的單元19的區塊圖。如圖8所示，所述的用以估算絕對值的單元19具有一用以分離被加信號cn(t)成實部與虛部的一單元22。除此之外，假如所述的虛部小於實部的1/4時，在邏輯電路23的輸出即呈現出所述的實部的絕對值。相對的，假如所述的實部小於虛部的1/4時，在邏輯電路23的輸出即呈現出所述的虛部的絕對值。假如是前面所述的兩個狀況以外的情況時，所述的實部的絕對值與虛部的絕對值的總和的3/4的數值將會呈現在所述的邏輯電路23的輸出。
如同從圖8與圖9中可以看出，從實部乘法器7中分離並不需要額外的乘法器(因為前面已經提到的乘法器16可以藉由控制的加法/減法器而用以估算所述的平均振幅值m(t)以及估算所述的經由單元19所執行的絕對值的一乘法器可以完全地省略)。由於這些簡化以及儲存單元的縮減，顯著的晶片面積的節省以及顯著的功率消耗的降低都可以與於如圖7所示的信號檢測器明顯的比較出來。
自然地，如圖8所示的本發明的具體實施例，也可以用於圖2的電路。除此之外，根據這兩個前面所述的說明書，本發明並只不限定於檢測周期信號。尤其是，本發明也可以用來檢測實際的信號。
組件符號說明1具自動增益控制的放大器2模擬/數字轉換器3信號檢測器4接收器5平方運算單元 6加法運算單元7乘法運算單元 8比較運算單元9共軛運算單元 10延遲運算單元11加法運算單元12絕對值運算單元13功率估算單元14決定單元15校正單元16乘法運算單元17符號運算單元19絕對值運算單元20絕對值運算單元 21振幅估算單元22分離實部與虛部單元 23邏輯電路24校正單元
權利要求
1.一種藉由檢測包含在一有用信號中的一周期信號而檢測所述的有用信號的裝置，包含一校正單元(24)，藉由考慮介於一的信號(s(t))與所述的信號(sgn(s(t-τ)))的符號間的一時間延遲，而以所述信號(sgn(s(t-τ)))的符號來校正可能含有所述的周期信號的一信號(s(t))，一振幅估算單元(21)，用以估算所述的信號(s(t))的振幅，以及一決定單元(14)，連接到所述的振幅估算單元(21)與所述的校正單元(24)的下遊，用以約略判定所述的周期信號的出現。
2.如權利要求1所述的裝置，其特徵在於所述的校正單元(24)呈現出下列特徵一單元(17、10)，用以決定符號以及延遲所述的信號(s(t))，一乘法器(16)，其中所述的乘法器(16)連接到所述的單元(17、10)的下遊的第一輸入是用來決定所述的符號以及用來延遲所述的信號(s(t))，以及所述的乘法器的第二輸入接收所述的信號(s(t))，以及一第一加總單元(11)，連接於所述的乘法器的下遊。
3.如權利要求1或2所述的裝置，其特徵在於所述的振幅估算單元(21)呈現了一單元(20)，其用以形成所述的信號(s(t))的實部的絕對值與虛部的絕對值，以及一第二加總單元(6)，連接到下遊。
4.如前面所述的權利要求的任一項，其中所述的決定單元(14)呈現一乘法器(7)，用以將由所述的振幅估算單元(21)所輸出的一信號乘上一預定值(thr)，以及一比較器(8)，用以比較由所述的校正單元(24)所輸出的信號與由乘法器(7)所輸出的信號。
5.如權利要求2至4的任一所述的裝置，其特徵在於具有用以產生絕對值的單元(19)，所述單元(19)連接於所述的第一加總單元(11)的下遊。
6.如權利要求3或5所述的裝置，其特徵在於在所述的振幅估算單元(21)中而用以產生絕對值的單元(20)以及/或是連接於所述的第一加總單元(11)的下遊而用以產生絕對值的單元(19)乃為了估算絕對值的目的而呈現一第二決定單元(23)，所述的第二決定單元(23)建構成以藉由逐段定義的一估算函數的方式來估算一供應信號(s(t)；cn(t))的絕對值。
7.如權利要求6所述的裝置，其特徵在於用以將一信號分離成實部與虛部的一分離信號單元(22)是連接在所述第二決定單元(23)的上遊。
8.一種藉由檢測包含在一有用信號中的一周期信號以檢測所述的有用信號的方法，考慮一時間延遲而可能會出現一周期信號的一信號(s(t))以所述的信號(s(t))的符號來校正，估算所述的信號(s(t))的振幅(m(t))，藉由所述的振幅(m(t))以及從校正期間所得到的信號來做出一判定，以判別所述的周期信號是否出現。
9.如權利要求8所述的方法，其特徵在於所述的信號(s(t))與其符號是藉由將所述的信號(s(t))與所述的信號(sgn(s(t-τ)))的時間延遲符號彼此相乘並與一結果信號(s(t)*((sgn(s(t-τ)))*；sgn(s*(t-τ)))相加來進行校正。
10.如權利要求9所述的方法，其特徵在於從藉由相加所得到信號(cn(t))中形成一絕對值(c(t))。
11.如權利要求10所述的方法，其特徵在於利用逐段定義的一估算函數來估算所述的絕對值(c(t))。
12.如權利要求10或11所述的方法，其特徵在於所述的振幅(m(t))乃乘上一預定值(thr)，並在隨後與一絕對值(c(t))比較以判定所述的周期信號是否出現。
13.如權利要求8-13的任一所述的方法，其特徵在於所述的有用信號為在一無線區域網路中的有用有信號，特別是根據IEEE 802.11a標準或者IEEE 802.11g標準或者是ETSI TS 101 761-1(BRAN)，Hiperlan type 2標準的無線區域網路。
14.一種在一無線區域網路中，特別是根據IEEE 802.11a標準或者IEEE 802.11g標準或者是ETSI TS 101 761-1(BRAN)，Hiperlantype 2標準的無線區域網路，涉及如權利要求1到權利要求7所述的裝置的應用。
全文摘要
一種藉由檢測包含在一有用信號中的一周期信號以檢測有用信號的裝置，其呈現出一校正單元(24)，用以通過考量一時間延遲而用所述的信號的符號校正所述的信號。所述的裝置也包含一振幅估算單元(21)，其用以估算所述的信號的振幅，以及連接於所述的振幅估算單元(21)以及所述的校正單元(24)的下遊的一決定單元(14)，其用以判定所述的周期信號是否出現。
文檔編號H04L7/08GK1685655SQ03823100
公開日2005年10月19日 申請日期2003年8月28日 優先權日2002年9月26日
發明者S·馬斯利 申請人:因芬尼昂技術股份公司