高輸出放大器的製作方法
2023-05-31 02:30:36
專利名稱：高輸出放大器的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種將輸入信號放大並輸出的高輸出放大器。
背景技術：
高輸出放大器一般具有輸出功率隨著輸入功率的增大而增加、並在某輸出功率下飽和的特性。
高輸出放大器的效率具有在飽和附近較高、在低輸出時效率低的特性。
因此，高輸出放大器具有低輸出時的效率低的問題。
在採用W-CDMA和N-CDMA等通信方式的便攜電話中，根據便攜電話距基站的距離和電波環境等控制輸出功率，但發送最大輸出功率的時間短，或者說，發送比最大輸出約低10～15dB的輸出功率的概率較高。
因此，便攜電話中使用的高輸出放大器為了延長通話時間，不僅要求提高最大輸出時的效率，也要求提高約低10～15dB的輸出功率時的效率(減少功耗)。
以往的高輸出放大器致力於通過進行減小無效電流的設計來提高低輸出時的效率。
但是，僅靠這一點是不夠的，所以有人提出一種高輸出放大器，根據輸出功率來控制放大元件的漏極電壓或集電極電壓，從而提高低輸出時的效率(例如，參照非專利文獻1)。
這種高輸出放大器的具體情況如下。
從輸入端子輸入的信號通過由DC截止電容器、電容器和電感器構成的輸入匹配電路被輸入放大元件並放大，從放大元件輸出的信號通過由DC截止電容器、電容器和電感器構成的輸出匹配電路從輸出端子輸出。
在低輸出功率時，通過改變可變電阻的值並降低從DC-DC轉換器輸出的電壓，來提高低輸出時的高輸出放大器的效率。
非專利文獻1T.B.Nishimura、N.Iwata、G.Hau著「IEEE MTT-SSymp.Digest，1999，pp.1091-1094」以往的高輸出放大器如上所述構成，所以通過改變可變電阻的值、降低從DC-DC轉換器輸出的電壓，可以一定程度地改善低輸出時的效率。但是，由於DC-DC轉換器是較大的部件，難以實現小型化，從而具有導致成本高的問題。並且，DC-DC轉換器自身的效率成為整體效率降低的原因，從而存在低輸出時的效率改善效果小等問題。
發明內容
本發明為了解決上述問題而作出，其目的在於，提供一種不導致成本提高和大型化即可提高低輸出時的效率的高輸出放大器。
本發明的高輸出放大器根據放大元件的輸出功率，變更連接在最末級的放大元件和輸出端子之間的匹配電路的匹配條件。
由此，具有不導致成本提高和大型化即可提高低輸出時的效率等效果。
圖1是表示本發明實施方式1的高輸出放大器的結構圖。
圖2是表示本發明實施方式1的高輸出放大器的輸出匹配電路的內部結構的結構圖。
圖3是表示最末級的放大元件的最佳輸出負載阻抗隨輸出功率的變化的說明圖。
圖4是表示最佳阻抗的情況下的效率和ACPR的說明圖。
圖5是表示本發明實施方式2的高輸出放大器的輸出匹配電路的內部結構的結構圖。
圖6是表示本發明實施方式3的高輸出放大器的輸出匹配電路的內部結構的結構圖。
圖7是表示本發明實施方式4的高輸出放大器的開關的內部結構的結構圖。
圖8是表示本發明實施方式5的高輸出放大器的開關的內部結構的結構圖。
圖9是表示電路電壓的計算結果的說明圖。
圖10是表示本發明實施方式6的高輸出放大器的開關的內部結構的結構圖。
圖11是表示本發明實施方式7的高輸出放大器的結構圖。
圖12是表示本發明實施方式8的高輸出放大器的結構圖。
圖13是表示本發明實施方式9的高輸出放大器的結構圖。
圖14是表示輸入匹配電路的內部結構的結構圖。
圖15是表示輸入匹配電路的內部結構的結構圖。
圖16是表示輸入匹配電路的內部結構的結構圖。
圖17是表示通過降低基極電壓來降低無效集電極電流時，高輸出放大器的通過相位特性的變化的說明圖。
圖18是表示通過降低基極電壓來降低無效集電極電流時，高輸出放大器的通過相位特性的變化的說明圖。
圖19是表示通過降低基極電壓來降低無效集電極電流時，高輸出放大器的通過相位特性的變化的說明圖。
圖20是表示在Con和Coff的比率變化時，在開關導通/截止時兩級HBT高輸出放大器的通過相位的變化的說明圖。
圖21是表示在Con和Coff的比率變化時，在開關導通/截止時兩級HBT高輸出放大器的通過相位的變化的說明圖。
具體實施例方式
以下，為了更詳細地說明本發明，參照
用於實施本發明的最佳方式。
實施方式1圖1是表示本發明實施方式1的高輸出放大器的結構圖。
在圖中，輸入端子1是輸入輸入信號的高輸出放大器的端子，輸入匹配電路2連接在輸入端子1和放大元件3之間，用於實現輸入端子1和放大元件3之間的匹配。
放大元件3例如由FET、HEMT、HBT、BJT等構成，將輸入信號放大並輸出。
級間匹配電路4連接在兩個放大元件3之間，用於實現兩個放大元件3之間的匹配。
輸出匹配電路5連接在最末級的放大元件3和輸出端子8之間，用於實現最末級的放大元件3和輸出端子8之間的匹配。
集電極偏置饋電電路6內置於輸出匹配電路5中，向最末級的放大元件3的集電極(或漏極)提供偏置。
帶切換功能的匹配電路7內置於輸出匹配電路5中，在控制電路11的指示下，變更輸出匹配電路5的匹配條件。帶切換功能的匹配電路7構成匹配條件變更單元。
基極偏置電路9向多級結構的放大元件3的基極(或柵極)提供基極偏置(或柵極偏置)電壓。
集電極偏置電路10向除了最末級的放大元件3以外的放大元件3的集電極(或漏極)提供集電極偏置(或漏極偏置)電壓，並且通過集電極偏置饋電電路6，向最末級的放大元件3的集電極(或漏極)提供集電極偏置(或漏極偏置)電壓。
控制電路11在放大元件3的輸出功率降低時，控制帶切換功能的匹配電路7，以使最末級的放大元件3的輸出負載阻抗的虛數部分增加。
圖2是表示輸出匹配電路5的內部結構的結構圖，在圖中，輸入端子21與最末級的放大元件3的輸出端子連接，集電極偏置端子22與集電極偏置電路10連接，控制端子23與控制電路11連接。
偏置饋電電路6的旁路電容器24的一端連接集電極偏置端子22，另一端接地。
偏置饋電電路6的1/4波長線路25的一端連接集電極偏置端子22，另一端連接輸入端子21。
DC截止電容器26與開關27的串聯電路構成第1阻抗電路，在控制電路11的指示下，開關27導通/截止。
電容器28與電感器29的串聯電路構成第2阻抗電路，並且與第1阻抗電路並聯連接。
電感器30和電容器31與輸出端子8串聯連接。電容器32、33的一端連接電感器30，另一端接地。
下面說明動作。
從輸入端子1輸入的信號通過輸入匹配電路2輸入到初級的放大元件3。
初級的放大元件3從輸入匹配電路2接收到輸入信號後，將該輸入信號放大，將放大後的信號通過級間匹配電路4輸出給下一級的放大元件3。
從下一級的放大元件3到最末級的放大元件3在通過級間匹配電路4從前一級的放大元件3接收到信號後，與初級的放大元件3同樣地將信號放大並輸出。
從最末級的放大元件3輸出的信號通過輸出匹配電路5，從輸出端子8輸出。
在此，圖3是表示最末級的放大元件3的最佳輸出負載阻抗隨輸出功率的變化的計算結果。其中，最佳輸出負載阻抗是在滿足按標準規定的失真規格的範圍內效率最高的輸出負載阻抗。
在計算中使用的放大元件3是InGaP HBT(32接頭，每接頭為4×20μm2)，偏置條件為Vc＝3.5V，無效集電極電流為Icq＝18mA，頻率為1.95GHz，使用針對W-CDMA便攜電話終端的調製波。
在圖3的示例中，最佳輸出負載阻抗是在針對W-CDMA調製波的各個輸出中，在ACPR＜-38dBc下獲得最大效率的阻抗。ACPR表示失真特性。
並且，最佳輸出負載阻抗相對於最大輸出25dBm，隨著輸出功率變小，朝向阻抗的虛數部分變大的方向移動。
圖4是表示在各個輸出功率中，圖3的最佳輸出負載阻抗時的效率和ACPR的值的計算結果。
圖4的Icq Const表示基極電壓一定(Icq一定)的條件下的計算結果，Icq Control表示在滿足ACPR＜-38dBc的範圍內控制減小無效集電極電流Icq時的結果。
例如，在維持輸出功率為25dBm時的最佳輸出負載阻抗的狀態下，輸出功率降低14dB、輸出功率變成11dBm時的效率為9％。
因此，根據圖4可知，在輸出功率降低時，如果通過使輸出負載阻抗的虛數部分向增加的方向變化(參照圖3)，來實現輸出功率11dBm的最佳阻抗，則可以將效率從9％改善為18％。
因此，在該實施方式1中，控制電路11監視放大元件3的輸出功率，在該輸出功率降低時，控制帶切換功能的匹配電路7，以使最末級的放大元件3的輸出負載阻抗的虛數部分增加。在此，雖然假設監視最末級的放大元件3的輸出功率，但也可以監視其他放大元件3的輸出功率。
具體描述如下。
首先，雖然在輸出匹配電路5的輸入端子21上連接由旁路電容器24和1/4波長線路25構成的集電極偏置饋電電路6，但集電極偏置饋電電路6在使用頻率下，利用1/4波長線路25在旁路電容器24處使短路阻抗成為開路阻抗，所以不會給最末級的放大元件3的輸出負載阻抗帶來影響。
因此，最末級的放大元件3的輸出負載阻抗由帶切換功能的匹配電路7決定。
帶切換功能的匹配電路7具有由DC截止電容器26和開關27的串聯電路與電容器28和電感器29的串聯電路並聯連接的電路。
控制電路11監視放大元件3的輸出功率，在該輸出功率大於規定的功率時，使帶切換功能的匹配電路7的開關27導通，從而最末級的放大元件3的輸出信號通過DC截止電容器26。該情況下，輸出信號幾乎不流向電容器28和電感器29。
另一方面，在放大元件3的輸出功率小於規定的功率時，使帶切換功能的匹配電路7的開關27截止，從而最末級的放大元件3的輸出信號通過電容器28和電感器29。
由此，在放大元件3的輸出功率變小時，與其輸出功率變大的情況相比，放大元件3的輸出負載阻抗的虛數部分增加。
因此，如果設計電容器26、31、32、33和電感器30，以便在開關27導通的情況下，實現最大輸出時的最佳負載阻抗，則在開關27截止的情況下，可以使虛數成分增加電感器29和DC截止電容器26的電抗成分的差分。另外，電感器29的值被設定為在開關27截止的情況下實現低輸出時的最佳負載阻抗的值。
從以上說明可知，根據該實施方式1，構成為根據放大元件3的輸出功率，變更連接在最末級的放大元件3和輸出端子8之間的輸出匹配電路5的匹配條件，所以可實現不降低最大輸出時的效率即可大幅提高低輸出時的效率的效果。並且，由於不需要安裝DC-DC轉換器，所以也可實現的效果是，可以防止產生大型化和成本高。
並且，根據該實施方式1，構成為在放大元件3的輸出功率大於規定的功率時，使帶切換功能的匹配電路7的開關27導通，在放大元件3的輸出功率小於規定的功率時，使帶切換功能的匹配電路7的開關27截止，所以可實現的效果是，能夠簡單地實現最大輸出時的最佳負載阻抗和低輸出時的最佳負載阻抗。
另外，在帶切換功能的匹配電路7的開關27由二極體或電晶體構成的情況下，失真特性一般是在使開關27截止時較差。在該實施方式1中，在失真特性嚴格的截止時成為低輸出，所以能夠抑制開關27產生的失真特性。
實施方式2圖5是表示本發明實施方式2的高輸出放大器的輸出匹配電路5的內部結構的結構圖。
與圖2的輸出匹配電路5相比，帶切換功能的匹配電路7的電容器32移動到最末級的放大元件3側，即與集電極偏置饋電電路6並聯連接，僅在這一點上不同。另外，在集電極偏置饋電電路6和電容器32之間也可以不存在線路。
下面說明動作。
雖然在輸出匹配電路5的輸入端子21上連接由旁路電容器24和1/4波長線路25構成的集電極偏置饋電電路6，但集電極偏置饋電電路6在使用頻率下，利用1/4波長線路25在旁路電容器24處使短路阻抗成為開路阻抗，所以不會給最末級的放大元件3的輸出負載阻抗帶來影響。
但是，現實中由於空間上的限制等，1/4波長線路25無法實現到1/4波長的長度，有時短於1/4波長。該情況下，集電極偏置饋電電路6會對最末級的放大元件3的輸出負載阻抗帶來影響。
在該實施方式2中，在1/4波長線路25短於1/4波長的情況下，帶切換功能的匹配電路7的電容器32移動到最末級的放大元件3側，並與集電極偏置饋電電路6並聯連接，所以能夠抵消由於短於1/4波長而產生的並聯的電感成分。
因此，集電極偏置饋電電路6通過連接帶切換功能的匹配電路7的電容器32，不會給最末級的放大元件3的輸出負載阻抗帶來影響。
該情況下，最末級的放大元件3的輸出負載阻抗由除了移動到最末級的放大元件3側的電容器32以外的帶切換功能的匹配電路7決定。
因此，如果設計電容器26、31、33和電感器30，以便在開關27導通的情況下，實現最大輸出時的最佳負載阻抗，則在開關27截止的情況下，可以使虛數成分增加電感器29和DC截止電容器26的電抗成分的差分。另外，電感器29的值被設定為在開關27截止的情況下實現低輸出時的最佳負載阻抗的值。
從以上說明可知，根據該實施方式2，構成為在向最末級的放大元件3的集電極提供偏置的偏置饋電電路6連接到輸出匹配電路5的輸入端子21的情況下，電容器32與集電極偏置饋電電路6並聯連接，所以在無法將偏置饋電電路6的1/4波長線路25實現到1/4波長長度的情況下，可以實現的效果是，可抵消由於短於1/4波長而產生的並聯電感成分。
實施方式3圖6是表示本發明實施方式3的高輸出放大器的輸出匹配電路5的內部結構的結構圖。
在圖中，與圖5相同的符號表示相同或相當的部分，所以省略說明。
DC截止電容器41和開關42的串聯電路構成第1阻抗電路，在控制電路11的指示下，開關42導通/截止。
電容器43構成第2阻抗電路，並與第1阻抗電路並聯連接。
下面說明動作。
由於1/4波長線路25有時不能實現到1/4波長的長度，所以與上述實施方式2同樣，將帶切換功能的匹配電路7的電容器32移動到最末級的放大元件3側，並與集電極偏置饋電電路6並聯連接。
因此，集電極偏置饋電電路6通過連接帶切換功能的匹配電路7的電容器32，不會給最末級的放大元件3的輸出負載阻抗帶來影響。
該情況下，最末級的放大元件3的輸出負載阻抗由除了移動到最末級的放大元件3側的電容器32以外的帶切換功能的匹配電路7決定。
控制電路11監視放大元件3的輸出功率，在該輸出功率大於規定的功率時，使帶切換功能的匹配電路7的開關42截止，從而使最末級的放大元件3的輸出信號通過電容器43。
另一方面，在放大元件3的輸出功率小於規定的功率時，使帶切換功能的匹配電路7的開關42導通，從而使最末級的放大元件3的輸出信號通過電容器41和電容器43兩者，從而串聯的電容器的值增加。
由此，在放大元件3的輸出功率變小時，與其輸出功率變大的情況相比，放大元件3的輸出負載阻抗的虛數部分增加。
因此，如果設計電容器31、33、43和電感器30，以便在開關42截止的情況下，實現最大輸出時的最佳負載阻抗，則在開關42導通的情況下，可以使輸出負載阻抗的虛數成分增加。另外，電容器43的值被設定為可實現最大輸出時的最佳阻抗和低輸出時的最佳阻抗的差分的虛數成分的值。
從以上說明可知，根據該實施方式3，構成為在放大元件3的輸出功率大於規定的功率時，使帶切換功能的匹配電路7的開關42截止，在放大元件3的輸出功率小於規定的功率時，使帶切換功能的匹配電路7的開關42導通，所以可實現的效果是，能夠簡單地實現最大輸出時的最佳負載阻抗和低輸出時的最佳負載阻抗。
並且，由於不需要電感器29，所以可實現的效果是，能夠實現高輸出放大器的小型化。
另外，由於在放大元件3的輸出功率大於規定的功率時，使帶切換功能的匹配電路7的開關42截止，所以可實現能夠抑制最大輸出時的效率降低的效果。
實施方式4圖7是表示本發明實施方式4的高輸出放大器的開關27、42的內部結構的結構圖。
在圖中，二極體53例如是PIN二極體、肖特基二極體、PN二極體等二極體，連接在輸入端子51和輸出端子52之間。
偏置饋電電阻54的一端連接輸入端子51，另一端接地。
偏置饋電電阻55的一端連接輸出端子52，另一端連接控制端子23。
下面說明動作。
帶切換功能的匹配電路7的開關27、42通過使二極體53的偏置導通/截止來實現。如圖7所示，二極體53的偏置饋電可以使用偏置饋電電阻54、55，也可以使用偏置饋電電感器56。
但是，在使用偏置饋電電阻54、55時，可以與放大元件3實現在同一個半導體基板上，所以可以實現高輸出放大器整體的小型化。
並且，在使用肖特基二極體或PN二極體作為二極體53時，如果設計成共用FET的源極和漏極電極來構成肖特基二極體，或者共用BJT或HBT的發射極和集電極來構成PN二極體等，則二極體53也可以容易地與放大元件3構成在同一基板上，從而可以實現高輸出放大器整體的小型化。在小型化的同時，也實現了低成本。
控制電路11在使二極體53導通時，向控制端子23施加正電壓。而在使二極體53截止時，向控制端子23施加0V或負電壓。
在輸入二極體53的信號較大時，特別是使二極體53截止時的失真特性劣化，所以該情況下需要施加負電壓。
另外，在使用PIN二極體作為二極體53時，與使用肖特基二極體或PN二極體的情況相比，能夠以較小的二極體電流使二極體53導通，所以能夠減小二極體53中的消耗電流。因此，可實現可以提高高輸出放大器的整體效率的效果。
實施方式5圖8是表示本發明實施方式5的高輸出放大器的開關27、42的內部結構的結構圖。
在圖中，與圖7相同的符號表示相同或相當的部分，所以省略說明。
電源電壓施加端子57被施加了電源電壓Vcc。電晶體58例如是由BJT、HBT、FET等構成的電晶體開關。
電阻59的電阻值是Rc，其一端與電源電壓施加端子57連接，另一端與電晶體58的集電極連接。
電阻60的電阻值是Rb，其一端與控制端子23連接，另一端與電晶體58的基極連接。
下面說明動作。
帶切換功能的匹配電路7的開關27、42通過使二極體53的偏置導通/截止來實現。
控制電路11與上述實施方式4相同，在使二極體53導通時，向控制端子23施加正電壓，但為了防止在使二極體53截止時的失真特性的劣化，需要施加負電壓。
但是，由於還存在想要全部利用正電壓實現的要求，所以該實施方式5設計出一種方法，使得即使控制電路11向控制端子23施加0V，截止時的失真特性也不劣化。
具體描述如下。
首先，電源電壓施加端子57始終被施加正的電源電壓Vcc。
在控制電路11向控制端子23施加0V的控制電壓Vcont時，電晶體58截止，所以電流不流過電晶體58，電晶體58的輸出側的電壓Vd-與電源電壓Vcc一致。
並且，電晶體58的輸入側的電壓Vd+是控制電壓Vcont本身，所以是0V。
因此，二極體53被施加負方向的電壓-Vcc。
另一方面，在控制電路11向控制端子23施加正的控制電壓Vcont(例如+2.5V)時，電晶體58導通，所以電流Ic流過電晶體58。
因此，電晶體58的輸出側的電壓Vd-成為從電源電壓Vcc減去由電阻59引起的壓降後的Vcc-Rc×Ic。在電阻59的電阻值Rc較大時，電晶體58的輸出側的Vd-成為電晶體58的拐點電壓(knee voltage)，即0.5V左右。
並且，電晶體58的輸入側的電壓Vd+是控制電壓Vcont本身，所以例如是2.5V。
因此，二極體53被施加正方向的電壓+2.0。
圖9表示電路電壓的計算結果，可以僅使用正電壓向二極體53施加正極性和負極性的電壓。
由此，該實施方式5可以僅通過正電壓的控制，使二極體53低失真地動作。
並且，在該實施方式5中，由於僅利用電阻和電晶體構成，所以可以構成在與放大元件3相同的基板上，從而可以實現高輸出放大器的小型化。
實施方式6
圖10是表示本發明實施方式6的高輸出放大器的開關的內部結構的結構圖。
在圖中，與圖7相同的符號表示相同或相當的部分，所以省略說明。
電晶體71例如是BJT、HBT、FET等電晶體，連接在輸入端子51和輸出端子52之間。
電阻72的一端與電晶體71的基極連接，另一端與控制端子23連接。
下面說明動作。
控制電路11可以通過控制施加在控制端子23上的電壓，來實現電晶體71的導通/截止。
因此，電晶體71作為開關而動作，但在從控制端子23輸入的控制信號與從輸入端子51輸入的信號所通過的路徑之間，利用電晶體71可以實現充分的隔離，所以能夠減小由於控制端子23側的阻抗形成的通過損失。
因此，在該實施方式6中，與上述實施方式3相比，可以實現高效率。同時，在使用MEMS開關等機械式開關來代替電晶體71時，由於MEMS開關的通過損失較小，因此可以進一步提高高輸出放大器的效率。
實施方式7圖11是表示本發明實施方式7的高輸出放大器的結構圖。
在圖中，與圖1相同的符號表示相同或相當的部分，所以省略說明。
基極偏置電路12在控制電路13的指示下，控制提供給放大元件3的基極(或柵極)的基極偏置(或柵極偏置)電壓。另外，基極偏置電路12構成電壓控制單元。
控制電路13與圖1的控制電路11相同，在放大元件3的輸出功率降低時，控制帶切換功能的匹配電路7，以使最末級的放大元件3的輸出負載阻抗的虛數部分增加，並且在放大元件3的輸出功率降低時，控制基極偏置電路12，以使放大元件3的無效電流減小。
下面說明動作。
與上述實施方式1相比，在放大元件3的輸出功率降低時，不僅控制帶切換功能的匹配電路7，以使最末級的放大元件3的輸出負載阻抗的虛數部分增加，還控制基極偏置電路12，以使放大元件3的無效電流減小，在這一點上不同。
以下，具體說明不同點。
圖4的Icq Control的計算結果是在滿足ACPR＜-38dBc的範圍內減小無效集電極電流Icq時的結果。因此，在如圖3所示在最大輸出時和低輸出時切換輸出負載阻抗時，控制放大元件3的基極偏置電壓，並在低輸出時如圖4所示減小集電極的無效電流，由此可以進一步提高低輸出時的效率。
因此，在該實施方式7中，控制電路13監視放大元件3的輸出功率，在該輸出功率小於規定的功率時，向基極偏置電路12輸出指示減少放大元件3的無效電流的控制信號。
基極偏置電路12從控制電路13接收到指示減少無效電流的控制信號後，提高提供給放大元件3的基極的基極偏置電壓，從而減小放大元件3的無效電流。
從以上所述可知，根據該實施方式7，構成為在放大元件3的輸出功率降低時，控制該放大元件3的基極偏置電壓以使該放大元件3的無效電流減小，所以可實現可以比上述實施方式1進一步提高低輸出時的效率的效果。
實施方式8圖12是表示本發明實施方式8的高輸出放大器的結構圖。
在圖中，與圖11相同的符號表示相同或相當的部分，所以省略說明。
集電極偏置電路14在控制電路15的指示下，控制提供給放大元件3的集電極(或漏極)的集電極偏置(或漏極偏置)電壓。另外，集電極偏置電路14構成電壓控制單元。
控制電路15與圖11的控制電路13相同，在放大元件3的輸出功率降低時，控制帶切換功能的匹配電路7，以使最末級的放大元件3的輸出負載阻抗的虛數部分增加，並且控制基極偏置電路12，以使放大元件3的無效電流減小。而且，在放大元件3的輸出功率降低時，控制集電極偏置電路14。
下面說明動作。
與上述實施方式7相比，在放大元件3的輸出功率降低時，不僅控制基極偏置電路12以使放大元件3的無效電流減小，還降低放大元件3的集電極偏置電壓，在這一點上不同。
以下，具體說明不同點。
通過在作為失真特性的ACPR滿足標準的範圍內降低放大元件3的集電極偏置電壓，可以在不降低最大輸出時的效率的情況下，進一步提高低輸出時的效率。
因此，在該實施方式8中，控制電路15監視放大元件3的輸出功率，在該輸出功率小於規定的功率時，向集電極偏置電路14輸出指示降低放大元件3的集電極偏置電壓的控制信號。
集電極偏置電路14從控制電路15接收到指示降低放大元件3的集電極偏置電壓的控制信號後，降低提供給放大元件3的集電極的集電極偏置電壓。
根據以上所述可知，根據該實施方式8，構成為在放大元件3的輸出功率降低時，降低放大元件3的集電極偏置電壓，所以可實現可以比上述實施方式7進一步提高低輸出時的效率的效果。
在該實施方式8中，示出了集電極偏置電路14控制放大元件3的集電極偏置電壓的情況，但既可以使用DC-DC轉換器、也可以使用S級的調製器來代替集電極偏置電路14。
實施方式9圖13是表示本發明實施方式9的高輸出放大器的結構圖。
在圖中，與圖12相同的符號表示相同或相當的部分，所以省略說明。
相位調整電路16在控制電路17的指示下，調整輸入信號的通過相位，以使輸出匹配電路5的匹配條件被變更時的通過相位的變化減小。
在圖13的示例中，示出了相位調整電路16設置在輸入匹配電路2中，但即使相位調整電路16設置在級間匹配電路4中，也可以調整輸入信號的通過相位，以使輸出匹配電路5的匹配條件被變更時的通過相位的變化減小。
控制電路17與圖12的控制電路15相同，控制帶切換功能的匹配電路7、基極偏置電路12和集電極偏置電路14，並且控制相位調整電路16。
圖14是表示輸入匹配電路2的內部結構的結構圖。在圖中，輸出端子81與初級的放大元件3連接，控制端子82與控制電路17連接。
電容器83的一端連接輸入端子1，另一端連接相位調整電路16。
電感器84的一端連接電容器83的另一端，另一端接地。
開關85由控制電路17實施導通/截止控制。電容器86與開關85串聯連接，具有Con的電容值。
電容器87與由開關85和電容器86構成的串聯電路並聯連接，具有Coff的電容值。
下面說明動作。
與上述實施方式8相比，在輸入匹配電路2的內部設有相位調整電路16，在這一點上不同。
以下，具體說明不同點。
圖17～圖19是表示在使用HBT的兩級放大器中，在輸出功率較低時切換輸出匹配電路5的情況下，通過降低基極電壓來降低無效集電極電流時高輸出放大器的通過相位特性的變化的計算結果。
在此，針對使用圖5的開關27作為切換輸出匹配電路5內的阻抗的電路來切換阻抗的情況實施計算。
特別是，圖17表示在最大輸出時的條件下、即開關27導通並且偏置條件改變之前的通過相位特性的計算結果。
並且，圖18表示在低輸出時使開關27截止時的計算結果。
另外，圖19是進一步改變偏置條件並降低無效集電極電流時的計算結果。
根據圖17～圖19可知，通過切換輸出匹配電路5，1.95GHz時的通過相位特性從-108.8度到-73.3度，變化了+35.5度。
另外可知，通過同時改變輸出匹配電路5和偏置條件，從-108.8度到-90.9度，變化了+17.9度。
在通信設備中，在信號的通過相位變化較大時，特別是在使用採用同步檢波方式的接收機的情況下，有可能產生同步偏差從而導致通信中斷，所以必須減小通過相位特性的變化。因此，在高輸出放大器中也必須減小相位的變化。
因此，在該實施方式9中，在輸入匹配電路2的內部設置相位調整電路16，以減小通過相位的變化。
控制電路17監視放大元件3的輸出功率，在其輸出功率大於規定的功率時(圖5的開關27導通時)，使相位調整電路16的開關85導通。
另一方面，在放大元件3的輸出功率小於規定的功率時(圖5的開關27截止時)，使相位調整電路16的開關85截止。
因此，高輸出放大器的輸入匹配是在相位調整電路16的開關85導通的高輸出時，利用電容器83、86、87和電感器84來進行。
另一方面，在相位調整電路16的開關85截止的低輸出時，利用電容器83、87和電感器84來進行。
因此，在相位調整電路16的開關85導通的高輸出時，確定電容器86、87的合計電容值Con+Coff，以便在最大輸出條件下進行輸入匹配。
另外，確定電容器86的電容值Con和電容器87的電容值Coff的比率，以便在低輸出時抵消在切換輸出匹配或偏置條件時產生的通過相位的變化。
圖20和圖21表示在Con+Coff＝2.3pF為一定的條件下，在Con和Coff的比率變化時，開關85導通/截止的情況下的兩級HBT高輸出放大器的通過相位的變化的計算結果。
特別是，圖20是開關85導通時的計算結果，圖21是開關85截止時的計算結果。
在圖20和圖21中，作為Con/Coff的組合示例，示出了0.2pF/2.1pF、0.4pF/1.9pF、0.6pF/1.7pF、0.8pF/1.5pF、1.0pF/1.3pF、1.2pF/1.1pF的情況。
根據圖20可知，在開關85導通時，由於Con+Coff＝2.3pF為一定，所以通過相位幾乎不變。
另一方面，根據圖21可知，在開關85截止時，隨著Con的比率增大，通過相位在負方向的變化增大。
因此可知，相位在與圖17～圖19示出的輸出匹配切換以及偏置條件切換相反的方向上變化。
因此，通過適當設定Con和Coff的值，可以實現輸入的匹配，並且可以減小通過相位的變化。
根據以上所述可知，根據該實施方式9，為了使輸出匹配電路5的匹配條件變更時的通過相位的變化減小，在放大元件3的輸入匹配電路2中設置調整輸入信號的通過相位的相位調整電路16，所以可實現即使輸出匹配電路5的匹配條件變更、也能夠減小通過相位的變化的效果。
在該實施方式9中，示出了在輸入匹配電路2中設置相位調整電路16的情況，但相位調整電路16也可以設置在級間匹配電路4中。
該情況下，相位調整電路16既不在高輸出放大器的輸入側也不在輸出側，所以幾乎不存在由於其損失導致的噪音特性的降低和效率特性的降低。因此，可以在維持噪音特性和效率的狀態下減小通過相位的變化。
在該實施方式9中，示出了相位調整電路16內置有開關85的情況，但如圖15所示，相位調整電路16例如也可以內置PIN二極體、肖特基二極體、PN二極體等二極體91。另外，二極體91通過偏置饋電電阻92連接控制端子82，但也可以取代該偏置饋電電阻92而連接偏置饋電電感器。
如圖15所示，在使用PIN二極體時，可以減小二極體91中的導通狀態時的消耗電流，所以可以提高效率。
另外，在使用肖特基二極體或PN二極體時，可以通過共用FET的源極和漏極端子來實現，或者通過共用HBT的發射極和集電極端子來實現。
在肖特基二極體或PN二極體的情況下，可以在與高輸出放大器中使用的放大元件相同的半導體基板上，與電容器和電阻一起實現，所以可以內置在MMIC中，從而可以實現高輸出放大器的小型化。
另外，如圖16所示，相位調整電路16也可以內置BJT、HBT、FET等電晶體94。
如圖16所示，在使用BJT、HBT、FET等電晶體94時，可以在與高輸出放大器中使用的放大元件3相同的半導體基板上，與電容器和電阻一起實現，所以可以內置在MMIC中，從而可以實現小型化。
而且，由於信號線和控制端子82之間通過電晶體94隔離，所以能夠實現低損失的開關。由此，相位調整電路16的損失小，可以實現低噪音和高效率的特性。
另外，也可以使用MEMS開關等機械開關作為開關85。在使用MEMS開關時，由於MEMS開關具有低損失的特性，所以相位調整電路16的損失小，可以實現低噪音和高效率的特性。
產業上的可利用性如上所述，本發明的高輸出放大器適合用於在發送比最大輸出功率低約10～15dB的輸出功率時也必須提高效率的便攜電話等。
權利要求
1.一種高輸出放大器，其特徵在於，具有將輸入信號放大並輸出的一級或多級結構的放大元件；連接在最末級的放大元件和輸出端子之間的匹配電路；和根據上述放大元件的輸出功率變更上述匹配電路的匹配條件的匹配條件變更單元。
2.根據權利要求1所述的高輸出放大器，其特徵在於，匹配條件變更單元在放大元件的輸出功率降低時，變更匹配電路的匹配條件，以使最末級的放大元件的輸出負載阻抗的虛數部分增加。
3.根據權利要求1所述的高輸出放大器，其特徵在於，在使用由阻抗元件構成的多個阻抗電路來構成匹配電路時，匹配條件變更單元根據放大元件的輸出功率，對上述阻抗電路內的開關進行開閉控制。
4.根據權利要求3所述的高輸出放大器，其特徵在於，在DC截止用電容器和開關串聯連接的第1阻抗電路與電感器和電容器串聯連接的第2阻抗電路並聯連接的情況下，匹配條件變更單元在放大元件的輸出功率大於規定的功率時使上述開關導通，在該放大元件的輸出功率小於規定的功率時使上述開關截止。
5.根據權利要求3所述的高輸出放大器，其特徵在於，在DC截止用電容器和開關串聯連接的第1阻抗電路與作為第2阻抗電路的電容器並聯連接的情況下，匹配條件變更單元在放大元件的輸出功率大於規定的功率時使上述開關截止，在該放大元件的輸出功率小於規定的功率時使上述開關導通。
6.根據權利要求3所述的高輸出放大器，其特徵在於，在向最末級的放大元件的集電極或漏極提供偏置的偏置饋電電路與匹配電路的輸入端子連接的情況下，與上述偏置饋電電路並聯地連接電容器。
7.根據權利要求3所述的高輸出放大器，其特徵在於，阻抗電路內的開關是PIN二極體。
8.根據權利要求7所述的高輸出放大器，其特徵在於，設有偏置電路，該偏置電路將正的電源電壓用作驅動電壓，根據控制信號向PIN二極體施加正極性或負極性的電壓。
9.根據權利要求3所述的高輸出放大器，其特徵在於，阻抗電路內的開關是電晶體開關。
10.根據權利要求3所述的高輸出放大器，其特徵在於，阻抗電路內的開關是機械開關。
11.根據權利要求1所述的高輸出放大器，其特徵在於，設有電壓控制單元，該電壓控制單元在放大元件的輸出功率降低時，控制該放大元件的基極電壓或柵極電壓，以使該放大元件的無效電流減小。
12.根據權利要求1所述的高輸出放大器，其特徵在於，設有電壓控制單元，該電壓控制單元在放大元件的輸出功率降低時，降低該放大元件的集電極電壓或漏極電壓。
13.根據權利要求1所述的高輸出放大器，其特徵在於，在放大元件的輸入側或級間的匹配電路上設置用於調整輸入信號的通過相位的相位調整電路，以使匹配電路的匹配條件變更時的通過相位的變化減小。
14.根據權利要求13所述的高輸出放大器，其特徵在於，電容器和開關串聯連接的串聯電路與電容器並聯連接，構成相位調整電路，在放大元件的輸出功率大於規定的功率時使上述開關導通，在該放大元件的輸出功率小於規定的功率時使上述開關截止。
全文摘要
一種高輸出放大器，根據放大元件(3)的輸出功率，變更連接在最末級的放大元件(3)和輸出端子(8)之間的輸出匹配電路(5)的匹配條件。由此，無需降低最大輸出時的效率，即可大幅度提高低輸出時的效率。並且，不需要安裝DC－DC轉換器，所以能夠防止大型化和高成本的產生。
文檔編號H03F3/189GK1926760SQ20048004260
公開日2007年3月7日 申請日期2004年7月14日 優先權日2004年7月14日
發明者森一富, 新莊真太郎, 服部公春, 高橋利成, 關博昭, 太田彰, 末松憲治 申請人:三菱電機株式會社