相電流檢測裝置的製作方法
2023-06-05 18:45:26
專利名稱：相電流檢測裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種相電流檢測裝置，該相電流檢測裝置在把來自PWM逆變器的輸出提供給電動機並驅動電動機的電動機驅動裝置中，根據直流鏈路的電流和附加的矢量圖來檢測電動機的相電流。
背景技術：
以前，在由逆變器驅動電動機的電動機驅動裝置中，作為用於檢測電動機相電流的裝置，提出了一種使輸出脈衝變形為可測定的輸出的裝置。
當採用上述結構時，產生以下不良情況，即由振鈴引起的電流測定誤差，由脈衝輸出時間的延長引起的波形失真，運轉範圍的縮小，異常噪聲的產生等。
特別是，由於沒有提出任何對振鈴的解析方案，因而存在以下不良情況，即難以減少振鈴，不能進行高速反應，或者不能提高測定精度。
並且，雖然考慮到可使用並聯電阻來檢測流過直流鏈路的脈衝電流，但是難以減少噪聲的影響和提高測定精度，而且由於由並聯電阻的電感引起的峰值電壓，存在不能對長脈衝以外的脈衝進行電流檢測的不良情況。因此，使用並聯電阻來檢測相電流還未達到實用化。
發明內容
本發明是鑑於上述問題作出的，本發明的目的是提供一種能夠抑制振鈴並以高速和高精度實現電流取入的相電流檢測裝置。
此外，本發明的另一目的是提供一種能夠使用並聯電阻以高精度檢測相電流的相電流檢測裝置。
根據本發明的第一方面的相電流檢測裝置在把來自PWM逆變器的輸出提供給電動機並驅動電動機的電動機驅動裝置中，根據直流鏈路的電流和附加的矢量圖來檢測電動機的相電流；其特徵在於，在功率器件不會由於開關引起的浪湧電壓而損壞的範圍內，把設置在直流鏈路上的電流檢測器的功率器件側的旁路電容器的電容設定得儘量小。
根據本發明的第二方面的相電流檢測裝置在把來自PWM逆變器的輸出提供給電動機並驅動電動機的電動機驅動裝置中，根據直流鏈路的電流和附加的矢量圖來檢測電動機的相電流；其特徵在於，把設置在直流鏈路上的電流檢測器的功率器件側的旁路電容器的電容設定成使由電源側的一對電容器的合成電容和這些電容器間的布線電感所產生的諧振現象引起的電流檢測器上的電流在電流檢測器可檢測的最小電流以下。
根據本發明的第三方面的相電流檢測裝置在把來自PWM逆變器的輸出提供給電動機並驅動電動機的電動機驅動裝置中，根據直流鏈路的電流和附加的矢量圖來檢測電動機的相電流；其特徵在於，該相電流檢測裝置的結構為把電流從電源側的旁路電容器通過直流鏈路上的電流檢測器直接提供給功率器件。
根據本發明的第四方面的相電流檢測裝置在把來自PWM逆變器的輸出提供給電動機並驅動電動機的電動機驅動裝置中，根據直流鏈路的電流和附加的矢量圖來檢測電動機的相電流；其特徵在於，在電流檢測器中設置低通濾波器，並把該低通濾波器的截止頻率設定為能夠在測定誤差範圍內，對由從電源側的旁路電容器到功率器件的布線、從功率器件到電動機的布線以及電動機所產生的振鈴頻率分量進行充分抑制的頻率。
根據本發明的第五方面的相電流檢測裝置採用包含用於切換截止頻率的切換部件的低通濾波器作為上述低通濾波器。
根據本發明的第六方面的相電流檢測裝置在把來自PWM逆變器的輸出提供給電動機並驅動電動機的電動機驅動裝置中，根據直流鏈路的電流和附加的矢量圖來檢測電動機的相電流；其特徵在於，在電流檢測器中設置具有可在規定的最小電壓矢量長度上檢測電流的響應速度的濾波器，並設定從逆變器到電動機的線路長度，以便使用該濾波器，使由從電源側的旁路電容器到功率器件的布線、從功率器件到電動機的布線以及電動機所產生的振鈴為可抑制的頻率以上。
根據本發明的第七方面的相電流檢測裝置採用包含利用放大器的通過速率的低通濾波器的濾波器作為上述濾波器。
根據本發明的第八方面的相電流檢測裝置採用具有把振鈴頻率和最高輸出電壓相乘所獲得的值以下的通過速率的放大器作為上述放大器。
根據本發明的第九方面的相電流檢測裝置採用由運算放大器構成並且頻帶受反饋電容限制的放大器作為在電流檢測器中包含的放大器。
根據本發明的第十方面的相電流檢測裝置在把來自PWM逆變器的輸出提供給電動機並驅動電動機的電動機驅動裝置中，根據直流鏈路的電流和附加的矢量圖來檢測電動機的相電流；其特徵在於，與電流檢測器並聯地設置由LC串聯諧振電路構成的濾波器，並使其諧振頻率與由從電源側的旁路電容器到功率器件的布線、從功率器件到電動機的布線以及電動機所產生的振鈴頻率一致。
根據本發明的第十一方面的相電流檢測裝置在把來自PWM逆變器的輸出提供給電動機並驅動電動機的電動機驅動裝置中，根據直流鏈路的電流和附加的矢量圖來檢測電動機的相電流；其特徵在於，該相電流檢測裝置包含決定部件，該決定部件對與發給逆變器的指令對應的至少流過直流鏈路的電流的上升邊延遲時間、下降邊延遲時間和電流波形中的至少一方進行測定，並根據測定結果，決定電流檢測定時和最小電壓矢量長度中的至少一方。
根據本發明的第十二方面的相電流檢測裝置採用以下決定部件作為上述決定部件，該決定部件在起動時，在直流電流流過電動機的狀態下，對與發給逆變器的指令對應的至少流過直流鏈路的電流的上升邊延遲時間、下降邊延遲時間和電流波形中的至少一方進行測定。
根據本發明的第十三方面的相電流檢測裝置採用使用三角波比較方式進行PWM波產生的電動機驅動裝置作為上述電動機驅動裝置，並採用以下決定部件作為上述決定部件，該決定部件對與發給逆變器的指令對應的至少流過直流鏈路的電流的上升邊延遲時間、下降邊延遲時間和電流波形中的至少一方進行測定，並在三角波的上升邊、下降邊各自的傾斜邊進行用於相電流檢測的電流測定。
根據本發明的第十四方面的相電流檢測裝置採用以下決定部件作為上述決定部件，該決定部件不進行用於相電流檢測的電流測定，對與發給逆變器的指令對應的至少流過直流鏈路的電流的上升邊延遲時間、下降邊延遲時間和電流波形中的至少一方進行測定。
根據本發明的第十五方面的相電流檢測裝置採用用於驅動密閉型壓縮機的電動機作為上述電動機。
根據本發明的第十六方面的相電流檢測裝置在把來自PWM逆變器的輸出提供給電動機並驅動電動機的電動機驅動裝置中，使用並聯電阻對流過直流鏈路的電流進行檢測；其特徵在於，該相電流檢測裝置具有第一濾波器，該第一濾波器抵消由並聯電阻附帶的電感分量引起的誤差。
根據本發明的第十七方面的相電流檢測裝置採用以下第一濾波器作為上述第一濾波器，該第一濾波器在比電流檢測電路所要求的頻率特性的上限低的頻率處具有極點。
根據本發明的第十八方面的相電流檢測裝置採用以下第一濾波器作為上述第一濾波器，該第一濾波器內含與由並聯電阻和並聯電阻附帶的電感分量所產生的零點頻率相同的極點。
根據本發明的第十九方面的相電流檢測裝置還包含第二濾波器，該第二濾波器消除流過並聯電阻的電流的無用振動分量。
根據本發明的第二十方面的相電流檢測裝置採用由無源元件構成並與並聯電阻直接連接的濾波器作為上述第一或第二濾波器。
根據本發明的第二十一方面的相電流檢測裝置在把來自PWM逆變器的輸出提供給電動機並驅動電動機的電動機驅動裝置中，使用並聯電阻對流過直流鏈路的電流進行檢測；其特徵在於，該相電流檢測裝置具有噪聲消除裝置，該噪聲消除裝置消除由從並聯電阻和直流鏈路產生的磁通引起的噪聲。
根據本發明的第二十二方面的相電流檢測裝置在把來自PWM逆變器的輸出提供給電動機並驅動電動機的電動機驅動裝置中，使用並聯電阻對流過直流鏈路的電流進行檢測；其特徵在於，該相電流檢測裝置裝有電路元件，以便不受由從並聯電阻和直流鏈路產生的磁通引起的噪聲的影響。
根據本發明的第二十三方面的相電流檢測裝置把電路元件安裝成與由並聯電阻和直流鏈路產生的磁通的平面平行。
根據本發明的第二十四方面的相電流檢測裝置用於把來自PWM逆變器的輸出提供給電動機並驅動電動機的電動機驅動裝置中，並且包含為檢測電動機電流而插入直流鏈路的並聯電阻；電流檢測電路；以檢測電流輸出作為輸入的微計算機；其特徵在於，把電流檢測電路的信號地線和微計算機地線連接在並聯電阻的一側。
根據本發明的第二十五方面的相電流檢測裝置用於把來自PWM逆變器的輸出提供給電動機並驅動電動機的電動機驅動裝置中，並且包含為檢測電動機電流而插入直流鏈路的並聯電阻；電流檢測電路；以檢測電流輸出作為輸入的微計算機；其特徵在於，把共模扼流圈插入電流檢測輸出和微計算機地線之間。
根據本發明的第一方面的相電流檢測裝置當在用於把來自PWM逆變器的輸出提供給電動機並驅動電動機的電動機驅動裝置中，根據直流鏈路的電流和附加的矢量圖來檢測電動機的相電流時，在功率器件不會由於開關引起的浪湧電壓而損壞的範圍內，把設置在直流鏈路上的電流檢測器的功率器件側的旁路電容器的電容設定得儘量小，因而不會使由諧振引起的電流振鈴流到電流檢測器，可提高電流檢測精度。
根據本發明的第二方面的相電流檢測裝置當在用於把來自PWM逆變器的輸出提供給電動機並驅動電動機的電動機驅動裝置中，根據直流鏈路的電流和附加的矢量圖來檢測電動機的相電流時，把設置在直流鏈路上的電流檢測器的功率器件側的旁路電容器的電容設定成使由電源側的一對電容器的合成電容和這些電容器之間的布線電感所產生的諧振現象引起的電流檢測器上的電流為電流檢測器可檢測的最小電流以下，因而可大幅減少測定誤差，可提高電流測定精度。
根據本發明的第三方面的相電流檢測裝置當在用於把來自PWM逆變器的輸出提供給電動機並驅動電動機的電動機驅動裝置中，根據直流鏈路的電流和附加的矢量圖來檢測電動機的相電流時，把電流從電源側的旁路電容器通過直流鏈路上的電流檢測器直接提供給功率器件，因而可把諧振電流的影響抑制到大致為0，可提高電流測定精度。
根據本發明的第四方面的相電流檢測裝置當在用於把來自PWM逆變器的輸出提供給電動機並驅動電動機的電動機驅動裝置中，根據直流鏈路的電流和附加的矢量圖來檢測電動機的相電流時，在電流檢測器中設置低通濾波器，並把該低通濾波器的截止頻率設定為能夠在測定誤差範圍內，對由從電源側的旁路電容器到功率器件的布線、從功率器件到電動機的布線以及電動機所產生的振鈴頻率分量進行充分抑制的頻率，因而可在測定誤差範圍內，對振鈴頻率分量進行充分抑制，可提高電流測定精度。
根據本發明的第五方面的相電流檢測裝置採用包含用於切換截止頻率的切換部件的低通濾波器作為上述低通濾波器，因而除了能夠靈活適應布線長度等的變化以外，還能達到與根據本發明的第四方面同樣的作用。
根據本發明的第六方面相電流檢測裝置當在用於把來自PWM逆變器的輸出提供給電動機並驅動電動機的電動機驅動裝置中，根據直流鏈路的電流和附加的矢量圖來檢測電動機的相電流時，在電流檢測器中設置具有可在規定的最小電壓矢量長度上檢測電流的響應速度的濾波器，並設定從逆變器到電動機的線路長度，以便使用該濾波器，使由從電源側的旁路電容器到功率器件的布線、從功率器件到電動機的布線以及電動機所產生的振鈴為可抑制的頻率以上，因而可對振鈴頻率分量進行充分抑制，可提高電流測定精度。
根據本發明的第七方面的相電流檢測裝置採用包含利用放大器的通過速率的低通濾波器的濾波器作為上述濾波器，因而可達到與根據本發明的第六方面同樣的作用。
根據本發明的第八方面的相電流檢測裝置採用具有把振鈴頻率和最高輸出電壓相乘所獲得的值以下的通過速率的放大器作為上述放大器，因而可達到與根據本發明的第七方面同樣的作用。
根據本發明的第九方面的相電流檢測裝置採用由運算放大器構成並且頻帶受反饋電容限制的放大器作為在電流檢測器中包含的放大器，因而可大幅減少過衝和下衝，可達到與根據本發明的第一方面至第八方面中的任何一項同樣的作用。
根據本發明的第十方面的相電流檢測裝置當在用於把來自PWM逆變器的輸出提供給電動機並驅動電動機的電動機驅動裝置中，根據直流鏈路的電流和附加的矢量圖來檢測電動機的相電流時，與電流檢測器並聯地設置由LC串聯諧振電路構成的濾波器，並使其諧振頻率與由從電源側的旁路電容器到功率器件的布線、從功率器件到電動機的布線以及電動機所產生的振鈴頻率一致，因而可減少振鈴的影響，可提高電流檢測精度。
根據本發明的第十一方面的相電流檢測裝置當在用於把來自PWM逆變器的輸出提供給電動機並驅動電動機的電動機驅動裝置中，根據直流鏈路的電流和附加的矢量圖來檢測電動機的相電流時，該相電流檢測裝置包含決定部件，該決定部件對與發給逆變器的指令對應的至少流過直流鏈路的電流的上升邊延遲時間、下降邊延遲時間和電流波形中的至少一方進行測定，並根據測定結果，決定電流檢測定時和最小電壓矢量長度中的至少一方，因而可減少由器件引起的延遲等的影響，並可提高電流檢測精度。
根據本發明的第十二方面的相電流檢測裝置採用以下決定部件作為上述決定部件，該決定部件在起動時，在直流電流流到電動機的狀態下，對與發給逆變器的指令對應的至少流過直流鏈路的電流的上升邊延遲時間、下降邊延遲時間和電流波形中的至少一方進行測定，因而可在電流值不變化並且PWM寬度也不變化的狀態下測定延遲時間，進而可提高電流檢測精度。
根據本發明的第十三方面的相電流檢測裝置採用使用三角波比較方式進行PWM波產生的電動機驅動裝置作為上述電動機驅動裝置，並採用以下決定部件作為上述決定部件，該決定部件對與發給逆變器的指令對應的至少流過直流鏈路的電流的上升邊延遲時間、下降邊延遲時間和電流波形中的至少一方進行測定，並在三角波的上升邊、下降邊各自的傾斜邊進行用於相電流檢測的電流測定，因而總是可以在測定延遲時間的同時，進行相電流測定，可提高電流檢測精度。
根據本發明的第十四方面的相電流檢測裝置採用以下決定部件作為上述決定部件，該決定部件不進行用於相電流檢測的電流測定，對與發給逆變器的指令對應的至少流過直流鏈路的電流的上升邊延遲時間、下降邊延遲時間和電流波形中的至少一方進行測定，因而即使在採用無對稱性的方式時，也能適當停止相電流檢測而進行延遲時間測定，可提高電流檢測精度。
根據本發明的第十五方面的相電流檢測裝置採用用於驅動密閉型壓縮機的電動機作為上述電動機，因而當驅動密閉型壓縮機時，可達到與根據本發明的第一方面至第十四方面中的任何一項同樣的作用。
根據本發明的第十六方面的相電流檢測裝置當在用於把來自PWM逆變器的輸出提供給電動機並驅動電動機的電動機驅動裝置中，使用並聯電阻對流過直流鏈路的電流進行檢測時，使用第一濾波器可抵消由並聯電阻附帶的電感分量引起的誤差，進而可提高相電流檢測精度。
根據本發明的第十七方面的相電流檢測裝置採用以下濾波器作為上述第一濾波器，該濾波器在比電流檢測電路所要求的頻率特性的上限低的頻率處具有極點，因而可在寬範圍內達到平直特性，進而可提高相電流檢測精度。
根據本發明的第十八方面的相電流檢測裝置採用以下濾波器作為上述第一濾波器，該濾波器內含與由並聯電阻和並聯電阻附帶的電感分量所產生的零點頻率相同的極點，因而可在寬範圍內達到平直特性，進而可提高相電流檢測精度。
根據本發明的第十九方面的相電流檢測裝置還包含第二濾波器，該第二濾波器消除流過並聯電阻的電流的無用振動分量，因而除了可排除無用振動分量的影響以外，還可達到與根據本發明的第十六方面至第十八方面中的任何一項同樣的作用。
根據本發明的第二十方面的相電流檢測裝置採用由無源元件構成並與並聯電阻直接連接的濾波器作為上述第一或第二濾波器，因而可採用難以產生由非線性引起誤差的廉價結構，達到與根據本發明的第十六方面至第十九方面中的任何一項同樣的作用。
根據本發明的第二十一方面的相電流檢測裝置當在用於把來自PWM逆變器的輸出提供給電動機並驅動電動機的電動機驅動裝置中，使用並聯電阻對流過直流鏈路的電流進行檢測時，使用噪聲消除裝置，可消除由從並聯電阻和直流鏈路產生的磁通引起的噪聲，可提高相電流檢測精度。
根據本發明的第二十二方面的相電流檢測裝置當在用於把來自PWM逆變器的輸出提供給電動機並驅動電動機的電動機驅動裝置中，使用並聯電阻對流過直流鏈路的電流進行檢測時，通過安裝電路元件，可不受由從並聯電阻和直流鏈路產生的磁通引起的噪聲的影響，可提高相電流檢測精度。
根據本發明的第二十三方面的相電流檢測裝置把電路元件安裝成與從並聯電阻和直流鏈路產生的磁通平面平行，因而可達到與根據本發明的第二十二方面同樣的作用。
根據本發明的第二十四方面的相電流檢測裝置當在用於把來自PWM逆變器的輸出提供給電動機並驅動電動機的電動機驅動裝置中，使用為檢測電動機電流而插入直流鏈路中的並聯電阻、電流檢測電路、以及以檢測電流輸出作為輸入的微計算機來檢測相電流時，把電流檢測電路的信號地線和微計算機地線連接在並聯電阻的一側，因而無論流過微計算機地線的電流如何，都能防止信號地線的電位變化，可提高相電流檢測精度。
根據本發明的第二十五方面的相電流檢測裝置當在用於把來自PWM逆變器的輸出提供給電動機並驅動電動機的電動機驅動裝置中，使用為檢測電動機電流而插入直流鏈路中的並聯電阻、電流檢測電路、以及用於以檢測電流輸出作為輸入的微計算機來檢測相電流時，把共模扼流圈插入電流檢測輸出和微計算機地線之間，因而可防止共模信號傳送，可減少流過微計算機地線的噪聲電流，提高相電流檢測精度。
圖1是示出使用逆變器的電動機驅動裝置的結構的圖。
圖2是用二維表示向電動機施加的施加電壓的圖。
圖3是對V1矢量輸出時的電流的流動進行說明的圖。
圖4是對流過直流鏈路的電流進行說明的圖。
圖5是示出流過直流鏈路的電流的實測例的圖。
圖6是示出應用本發明一實施例的電動機驅動裝置的結構的圖。
圖7是著眼於諧振在概念上對圖6進行重畫的圖。
圖8是示出從電流檢測來看的電動機驅動裝置的概念電路結構的圖。
圖9是示出流過直流鏈路的電流的實測例的圖。
圖10是示出在布線長度為2m時流過直流鏈路的電流的實測例的圖。
圖11是示出電纜長度和振鈴振動周期的關係的圖。
圖12是示出RC一階濾波器的構成的圖。
圖13是示出RC一階濾波器的響應特性的圖。
圖14是示出RC一階濾波器的頻率特性的圖。
圖15是示出在省略濾波器時的電流波形的圖。
圖16是示出在使用低速放大器時的電流波形的圖。
圖17是示出由低速放大器產生的電流波形的圖。
圖18是示出頻帶受期間電容限制的放大器的結構的圖。
圖19是示出在省略電容器時的電流波形的圖。
圖20是示出在設置電容器時的電流波形的圖。
圖21是示出應用本發明的相電流檢測裝置的另一實施例的電動機驅動裝置的結構的圖。
圖22是示出應用本發明的相電流檢測裝置的又一實施例的電動機驅動裝置的結構的圖。
圖23是對各部分的延遲時間進行說明的圖。
圖24是對電流波形測定進行說明的圖。
圖25是對電流的檢測進行說明的圖。
圖26是示出在採用三角波比較方式時的直流鏈路電流的圖。
圖27是並聯電阻的等效電路圖。
圖28是示出並聯電阻特性的圖。
圖29示出濾波器與並聯電阻的連接狀態的電路圖。
圖30是示出電感消除濾波器的特性的圖。
圖31是示出具有電感消除濾波器的電流檢測電路的特性的圖。
圖32是示出在消除寄生電感狀態下的電流測定波形的圖。
圖33是示出在消除無用振動分量狀態下的電流測定波形的圖。
圖34是對未實施噪聲消除對策的狀態下的並聯電阻和放大器之間的環路和產生磁通的關係進行說明的圖。
圖35是對使並聯電阻和放大器之間的環路閉合、並在並聯電阻側和放大器側消除磁通的狀態進行說明的圖。
圖36是示出把放大器安裝成與磁通平面平行的狀態的圖。
圖37是示出電流檢測電路的信號地線和微計算機地線的常規連接狀態的圖。
圖38是示出使電流檢測電路的信號地線和微計算機地線連接在並聯電阻的一側的狀態的電路圖。
圖39是示出把共模扼流圈插入檢測電流輸出和微計算機地線之間的狀態的電路圖。
具體實施例方式
以下將參照附圖，對本發明的相電流檢測裝置的實施例進行詳細說明。
圖1是示出使用逆變器的電動機驅動裝置的結構的圖。表1示出了逆變器(功率器件)的輸出電壓矢量和開關元件的開關狀態的關係。
表1
其中，Tu+、Tv+、Tw+分別表示u相、v相、w相的上橋臂的開關元件，Tu-、Tv-、Tw-分別表示u相、v相、w相的下橋臂的開關元件，在表1中，ON表示上橋臂的開關元件為ON並且下橋臂的開關元件為OFF的狀態，OFF表示上橋臂的開關元件為OFF並且下橋臂的開關元件為ON的狀態。
在上述電動機驅動裝置中，在用於以交流電源1為輸入的整流電路2的輸出端子之間連接第一電容器2a，將三相逆變器3與第一電容器2a並聯連接，並把三相逆變器3的輸出提供給電動機4。而在三相逆變器3的輸入側並聯連接第二電容器，並在第一電容器2a和第二電容器3a之間連接電流檢測器5。
該電流檢測器5具有並聯電阻5a，其被插入在第一電容器2a和第二電容器3a之間的布線上；以及電流輸出部5b，其以並聯電阻5a的端子間電壓為輸入，並作為檢測電流輸出。
因此，當電壓矢量為V0和V7時，電動機4的所有端子與電源的負(-)線或者正(+)線連接，並且不向電動機4施加使電流增減的電壓(以下僅稱為電壓)。而當電壓矢量例如為V1時，電動機的w相的端子與電源的正(+)線連接，其他相的端子與電源的負(-)線連接，並在使w相電流增加的方向(u相和v相為負方向)施加電壓。
在PWM的情況下，由於電壓的大小由在載波內輸出電壓矢量的時間比率來決定，因此當各相的電壓大致相等時，輸出與各相之間的電壓差相當的極短期間的電壓矢量(以下將其稱為電壓矢量短)。並且，當輸出電壓低時，輸出特別短的電壓矢量，並且不向電動機4施加電壓的電壓矢量V0和V7佔用載波內的大部分期間。
圖2是用二維表示向電動機4施加的施加電壓的圖。把向u相施加正電壓並向v相和w相施加負電壓的情況定義為u相方向，同樣定義v相方向和w相方向，並且電壓大小用矢量長度來表示。
在此情況下，電壓矢量V0～V7如圖2所示配置，例如，當輸出夾在電壓矢量V1和電壓矢量V3之間的a矢量時，使用一般空間矢量法，例如，在按照V0、V1、V3和V7的順序適當改變電壓矢量的同時，輸出該電壓矢量。
當減小輸出電壓(縮短矢量長度)時，為了延長電壓矢量V0和V7的輸出時間並保存a矢量的方向，可使電壓矢量V1和V3的輸出時間的比率保持恆定。
當從直流鏈路檢測相電流時，例如，當輸出a矢量時，使用在輸出電壓矢量V1的期間，w相電流流過直流鏈路(參照圖3中的箭頭)，在輸出電壓矢量V3的期間，u相電流的正負相反的電流流過直流鏈路的這種性質，可從直流鏈路檢測相電流{參照圖4，以及「PWMインバ一タの三相出力電流の直流側での検出法(PWM逆變器的三相輸出電流的直流側的檢測法)」，谷沢等人，IEa-94-17(以下稱為參考文獻)}。
如果考慮實際的電流檢測，則在從電流值變化到電路穩定的過渡狀態下有無法測定的期間(參照圖5)。因此，必須儘量縮短過渡狀態，以便沒有無用脈衝限制地測定電流。
圖6是示出應用本發明一實施例的電動機驅動裝置的結構的圖。
該電動機驅動裝置與圖1的電動機驅動裝置的不同點僅在於在電流檢測器5的略微上遊側還設置有第三電容器3b，該第三電容器3b與第一電容器2a並聯連接；以及在功率器件不會由於開關引起的浪湧電壓而損壞的範圍內把第二電容器3a的電容設定得儘量小。
上述結構的電動機驅動裝置的作用如下所述。
從交流電源1輸入的功率由整流電路2進行整流，然後由第一電容器2a進行平滑化，並被提供給逆變器3，然後根據電壓矢量被提供給電動機4。
然後，為了保護逆變器3的功率器件，把第二電容器3a設置在功率器件的附近，並且使從第二電容器3a到功率器件的電感分量儘量小。
並且，由於第一電容器2a是大電容電容器，因而第一電容器2a和第三電容器3b之間的布線長度較長。
圖7是著眼於諧振而對圖6進行重畫的圖。在第一電容器2a和第三電容器3b之間連接有由布線產生的電感2b和2c。
從圖7可知，如果在第一電容器2a和第三電容器3b之間的由布線產生的電感2b和2c、第二電容器3a和第三電容器3b的合成電容之間產生諧振，並且把第二電容器3a和第三電容器3b的電容設定為同等程度(例如，1μF左右)，則周期長並且電流大的振鈴電流會流過電流檢測器5。
然而，在本實施例中，由於在功率器件不會由於開關引起的浪湧電壓而損壞的範圍內，把第二電容器3a的電容設定得儘量小，因而可使由諧振引起的電流振鈴基本不會流過電流檢測器5，進而可提高電流檢測精度。
並且，諧振電流由第一電容器2a和第三電容器3b之間的由布線產生的電感2b和2c、電動機相電流、第二電容器3a和第三電容器3b來決定，並且流過電流檢測器5的諧振電流由第二電容器3a和第三電容器3b的電容比來決定(由於諧振電流被分配給第二電容器3a和第三電容器3b，因而只有流過第二電容器3a的諧振電流才流過電流檢測器5)。
因此，如果可決定第一電容器2a和第三電容器3b之間的由布線產生的電感2b和2c、電動機相電流、第二電容器3a的電容和第三電容器3b的電容，則可容易算出由流過電流檢測器5的諧振電流引起的誤差，然而，卻很難對第一電容器2a和第三電容器3b之間的由布線產生的電感2b和2c進行正確的設計。因此，通過對由電流最大時(功率器件ON時的電流階躍為最大時)的諧振電流引起的誤差進行實測，並把第二電容器3a和第三電容器3b的電容比設定成使由諧振電流引起的誤差為設定的檢測電流的最小值以下，可消除測定誤差。
並且，如上所述，在第二電容器3a的影響下，由第一電容器2a和第三電容器3b之間的由布線產生的電感2b和2c、第二電容器3a和第三電容器3b引起的諧振電流流過電流檢測器5而產生誤差。另一方面，雖然第二電容器3a防止功率器件由於伴隨開關的峰值電壓而被破壞，但是由於電流檢測器5前後的電壓差很小，因而通過使用儘量短的布線來連接第三電容器3b、電流檢測器5和功率器件，可使第三電容器3b承擔第二電容器3a的功能，而把第二電容器3a的電容設定為0。
結果，可防止諧振電流流過電流檢測器5，可把諧振電流的影響抑制到大致為0。
圖8是示出從電流檢測來看的電動機驅動裝置的概念電路結構的圖。
在第三電容器3b和功率器件之間，電感分量佔主要地位，在功率器件和電動機4之間，電容分量佔主要地位。並且，電動機4由繞組構成，儘管具有大電感，如果考慮振鈴的頻率分量，則電容分量還是佔主要地位。並且，電動機4具有提供給定子的雜散電容。因此，由這些電感和電容產生諧振。此時的頻率同由第一電容器2a和第三電容器3b之間的由布線產生的電感2b和2c、第二電容器3a和第三電容器3b的合成電容所產生的諧振現象相比是高速的，並且如圖9所示，流過電流檢測器5的電流在從電壓矢量輸出開始的短暫的期間內振動。
圖10示出了在把布線長度設定為2m時的實測波形。
在該觀測波形中，在2m的布線長度下觀測到200ns左右的諧振頻率。該頻率同由第一電容器2a和第三電容器3b之間的由布線產生的電感2b和2c、第二電容器3a和第三電容器3b的合成電容所產生的諧振現象相比為10倍左右的高速，並在進行上述實施例處理的電動機驅動裝置中成為最大的誤差因素。
圖11示出了根據這種波形測定的從功率器件到電動機4的布線和有無電動機4的諧振周期的關係。
由圖可知，振動周期由於電動機4的附加而增加恆定的值，並隨著布線長度(電纜長度)的增加而直線增加。從圖11中可知，在電纜長度從2m到16m的範圍內有多達三倍的周期變化，考慮到如果適應例如16m把截止頻率設定較低，則電流檢測用的所需矢量長度變長，則由電流檢測器5形成的濾波器必須具有適應該頻率的頻率特性。
從以上可知，在進行上述實施例的處理的電動機驅動裝置中，通過設置能夠在測定誤差範圍內，對由從第三電容器3b到功率器件的布線、從功率器件到電動機4的布線以及電動機4所產生的振鈴頻率分量進行充分抑制的濾波器，可進一步提高電流測定精度。
並且，作為該濾波器，優選的是採用具有用於切換截止頻率的部件的濾波器，通過切換頻率特性，可靈活適應布線長度等的變化。
以下，對該濾波器進行進一步說明。
其中，為了簡化說明，以圖12所示的RC一階濾波器電路為例進行說明。
該RC一階濾波器電路的階躍響應特性如圖13所示，頻率特性如圖14所示。如果假定在最小矢量長度輸出時在矢量的最後檢測電流，則根據由檢測定時的響應速度決定的容許誤差Es，使用1-Es＝{1-exp(-tmin/CR)}(式中，tmin是檢測定時的時刻)的關係來決定CR值，並使用該值來算出濾波器的截止頻率f0。根據tmin時的振鈴的振幅Vr和由振鈴引起的容許誤差Es，算出應抑制的振鈴量Es/Vr，並據此求出振鈴頻率fr。
因此，通過設定從逆變器3到電動機4的布線長度使在振鈴頻率fr以上，可提高電流檢測精度。
並且，圖15示出了不進行濾波時的實測波形，圖16示出了使用低速放大器(25V/μs)時的實測波形。
參照圖15和圖16可知，通過使用低速放大器，可有效抑制振鈴。換言之，通過使用利用放大器的通過速率的低通濾波器，可有效抑制振鈴。
然後，如果用通過速率為f×Vmax(V/s)的放大器對頻率為f、振幅為Vmax的方形波進行放大，則如圖17所示，則變為振幅Vmax/2，成為其以上的頻率分量大大衰減，而其以下的頻率分量通過的所謂的截止頻率。
圖18是示出電流輸出部5b的結構的一例的電路圖。
該電流輸出部5b把輸入信號提供給正向輸入端子，並且使反向輸入端子通過電阻5b2與地線連接。該電流輸出部5b具有運算放大器5b1，用於從輸出端子輸出輸出信號；以及電阻5b3和電容器5b4，該兩者在運算放大器5b1的反向輸入端子和輸出端子之間相互並聯連接。
圖19示出了在省略電容器5b4時的實測波形，圖20示出了在設置電容器5b4時的實測波形。對比圖19和圖20可知，通過設置電容器5b4，可大幅減少過衝(overshoot)和下衝(undershoot)，而且儘管對頻帶進行了限制，也能實現高速化。
圖21是示出應用本發明的相電流檢測裝置的另一實施例的電動機驅動裝置的結構的圖。
該電動機驅動裝置與圖6的電動機驅動裝置的不同點僅在於，將LC串聯諧振電路5c與並聯電阻5a並聯連接。並且，使該LC串聯諧振電路5c的諧振頻率與由從第三電容器3b到功率器件的布線、從功率器件到電動機4的布線以及電動機4所產生的振鈴頻率一致。
當採用該結構時，可通過LC串聯諧振電路使由振鈴引起的電流旁路，提高電流檢測精度。
圖22是示出應用本發明的相電流檢測裝置的又一實施例的電動機驅動裝置的結構的圖。
該電動機驅動裝置與圖6的電動機驅動裝置的不同點在於，把來自電流檢測器5的電流輸出提供給CPU7，把來自CPU7的埠輸出提供給驅動器電路7a，並把來自驅動器電路7a的驅動器輸出提供給逆變器3(功率器件)。
當採用該結構時，電流檢測器5依次檢測流過直流鏈路的電流，並把該電流提供給CPU7。
CPU7在每個電流檢測定時對電流進行抽樣，並通過如參考文獻所示的處理來檢測相電流。然後，進行速度控制和電流控制等用於電動機驅動的處理，並在驅動器電路7a中指定輸出電壓矢量。驅動器電路7a根據CPU7的指令來驅動功率器件的開關元件，並把電壓(電流)提供給電動機4。此時，參考文獻利用根據功率器件的開關狀態相電流出現在直流鏈路上這一情況來檢測相電流，該電動機驅動裝置也可同樣檢測相電流。
當在上述結構的電動機驅動裝置中檢測相電流時，如參考文獻所示，對窄脈衝的電流檢測成為問題。
在輸出極窄脈衝(電壓矢量長度儘量短)的情況下，由於不能進行電流測定，因而進行限制最小脈衝寬度(最小電壓矢量長度)等的處理，但是如果最小電壓矢量長度變長，則會產生不能輸出的電壓矢量增加、電壓(電流)波形失真的問題，因而必須把最小電壓矢量長度設定得儘量短。
如上所述對窄脈衝的振鈴等的影響進行排除，然而為了進行正確的電流檢測，還必須考慮由器件引起的延遲等，使檢測定時與電流一致。
圖23示出了各部分的延遲。
把CPU7的埠延遲、驅動器電路7a的延遲、以及功率器件的延遲相加作為總延遲。儘管圖23僅示出了上升邊延遲，但在下降邊也同樣產生延遲。
在通常使用的電路中，這些延遲各自均為數百ns，綜合起來為500ns～1μs，並隨著溫度、偏差等而成倍左右地變化。因此，當考慮1μs左右以下的脈衝限制時，不能忽視延遲時間的變化。
考慮到這種情況，通過對與CPU7的指令對應的至少流過直流鏈路的電流的上升邊延遲時間、或者下降邊延遲時間、或者電流波形中的一項或者多項的關係進行測定，並根據該結果來決定電流檢測定時或者最小電壓矢量，可使檢測定時與電流一致。
參照圖24進行進一步說明。
圖24是對電流波形的測定方法進行說明的圖，假定如圖24所示從輸出指令定時開始，經過各延遲，輸出功率器件輸出。
由於電流波形是每個PWM的重複波形，因而可以認為按每個PWM周期重複輸出從輸出開始到輸出結束的時間不同但形狀相同的波形。
此時，如果對每個PWM使用各種電流檢測延遲時間來檢測電流，則可測定從輸出開始定時起輸出何種波形。對下降邊也是同樣，可觀測從輸出結束定時起的延遲時間和波形。
因此，可通過該操作來取得綜合上升邊延遲時間和下降邊延遲時間、上升時的振鈴波形等。
然後，如圖25中(a)所示，可把綜合上升時間+振鈴波形的收斂時間(到電路穩定的時間)設定為電流檢測延遲時間的下限，如圖25中(b)所示，可把綜合上升時間+到電路穩定的時間-綜合下降時間(其中，綜合下降時間是從輸出結束定時到下降邊開始的時間)設定為最小矢量長度的下限即可，可以不依賴延遲時間，準確地進行相電流的測定。當然，最小值是使用各下限值的情況。
這裡，由於該測定是使用圖22的裝置的電流檢測器5進行的，因而電流檢測器5的檢測時間等延遲包含在各延遲內被檢測出來。
並且，優選的是在起動時，在直流電流流過電動機4的狀態下，對與CPU7的指令對應的各延遲時間進行測定。在這種情況下，由於電流值不變化，而且PWM寬度也不變化，因而可實現正確測定。並且，由於在起動後很難使直流電流流動，因而必須在起動時使直流電流流動。
而且，優選的是在PWM波產生中使用三角波比較方式，並在上升邊下降邊的各自的傾斜邊進行與CPU7的指令對應的延遲時間等的測定和用於相電流檢測的電流測定。
圖26是示出三角波比較方式中的直流鏈路電流的圖。
Vn是輸出電壓矢量的例子。在三角波比較方式中，在一個載波內輸出相互對稱的兩個電壓矢量，可觀測到兩個相互對稱的電流波形。因此，優選的是將其中之一用於相電流檢測，而將另一個用於延遲時間測定，從而總是可以在測定延遲時間的同時進行相電流測定，可提高電流檢測精度。
在PWM波產生中使用鋸齒波比較方式時，由於沒有上述對稱性，因而不能在一個載波內進行相電流檢測和延遲時間測定。然而，在這種情況下，通過適當停止相電流檢測而進行延遲時間測定，可提高電流檢測精度。
而且，可使用由上述各電動機驅動裝置驅動的電動機4來驅動密閉型壓縮機。
這裡，密閉型壓縮機通常不使用位置傳感器(不使用位置傳感器來檢測轉子的旋轉位置的方法)來驅動。而近年來，由於使用相電壓、相電流以及機器常數來檢測轉子旋轉位置的技術不斷發展，因而應用能夠根據直流鏈路電流來正確檢測相電壓的上述各實施例是有效的。
並且，由於密閉型壓縮機採用把電動機配置在密封製冷劑和冷凍機油的空間內的結構，因而介電常數比空氣中還高，因此應用圖8至圖26的實施例特別有效。
以下將對使用並聯電阻進行相電流檢測的實施例進行說明。
圖27是示出並聯電阻的等效電路的圖，電阻分量Rs和寄生電感Ls串聯連接。
因此，假定流過並聯電阻的電流為Is，頻率為ω，則寄生電感產生jωLsIs的電動勢，導致產生測定誤差。由於高頻率分量越高該誤差越大，因而在進行脈衝電流之類的高速電流測定時，尤其成為大問題。
圖28示出了Rs＝0.0025Ω、Ls＝10e-9時從Is到所檢測的電壓(Rs+jωLs)Is的傳遞函數的波德圖。從圖28可知，在約40kHz時存在零點，並且在該值以上的頻率時振幅增大。在設計通常電流檢測電路時，通過對必要的電流檢測頻帶進行頻帶限制來減少噪聲。當測定脈衝電流時，1MHz左右的電流檢測頻帶是必要的，因此，存在的問題是高頻電流在具有這種零點的並聯電阻上會成為噪聲，因而不能進行正確的電流測定。
因此，通過在電流檢測器中設置用於消除由寄生電感Ls引起的電動勢的濾波器，可消除該影響，並可進行正確和高速的電流檢測。
圖29示出了該電路結構的一例，在並聯電阻的輸出上設置有RC濾波器。
這裡，選擇消除由寄生電感Ls引起的電動勢用的電容器Cc和電阻Rc，以滿足CcRc＝Ls/Rs的關係。
此時，從在並聯電阻上產生的電壓到輸出V0的傳遞函數為1/(jωCcRc+1)。
如果用波德圖表示Cc＝0.1e-6F、Rc＝40Ω時的傳遞函數，則如圖30所示，可知在約40kHz處存在極點。
此時從電流Is到輸出V0的傳遞函數為V0＝(Rs+jωLs)Is/(1+jωCc(Rs+Rc)-ω2LsCc)，特性如圖31所示，在高至100MHz以上時為平直特性，並且在高頻區域為衰減的特性，因而沒有噪聲影響，能以極高精度測定相電流。
也就是說，通過把極點設定在比電流檢測電路所要求的頻帶(例如1MHz)低的頻率(例如40kHz)，可獲得100MHz以上的平直特性。
並且，由於極點和零點的偏差表現為頻率高低上的增益差，因而通過保持若干偏差，可把頻率特性整形為期望形狀。
例如，通過使極點大於零點，可使高頻增益大於低頻增益，並可強調脈衝上升邊。然而，如果偏差過大，則會產生測定誤差，因而優選的是在不產生測定誤差的範圍內進行調整。
並且，妨礙振鈴電流等的測定的電流分量流過並聯電阻，通過對該分量進一步濾波，可實現誤差極小的高精度測定。圖32示出了消除寄生電感Ls時的實機測定波形，而圖33示出了消除了無用振動分量時的實機測定波形。從圖32和圖33可知，通過實施兩種濾波，可進行極好的電流測定。
如上所述，存在以下情況，即由於在並聯電阻上寄生的電感分量而產生數十kHz的零點。因此，當測定具有數MHz分量的脈衝電流時，會產生大的峰值電壓，當把該峰值電壓直接輸入到放大器等有源元件時，會受到放大器的通過速率和動態範圍的限制影響而不能正確進行放大，或者必須使用非常昂貴的電路結構。
因此，通過在預先通過濾波器整形為適合測定的波形之後，把該波形輸入到放大器等有源元件，可進行電流測定，而不會產生上述問題。
此外，儘管可以考慮把濾波器設置在取動態範圍較大的放大器等有源元件以後的級，然而由於濾波器難以集成化，因而在使電流檢測器集成化時存在問題。由於在這種情況下，上述濾波器也可以觀測到極好的電流波形，因而通過把濾波器直接設置在並聯電阻的近旁，可使濾波器以後的電路集成化。
並且，如圖34所示，如果電流流過並聯電阻，則其周邊產生磁通。而如果該磁通通過由並聯電阻兩端和放大器等電路形成的環路內，則產生電動勢，成為噪聲，而產生測定誤差。因此，通常，通過把環路設計得儘量小來減少該噪聲，但是，環路減少卻由於並聯電阻大小等的制約和與放大器的設置位置有關的制約等而存在限度。然而，通過設置用於消除由交鏈磁通引起的電動勢的噪聲消除部，可使噪聲減少。
圖35示出了這種情況的一例。這裡，採用使由布線形成的環路閉合，在並聯電阻側和放大器側消除磁通的結構。因此，可消除由交鏈磁通引起的電動勢，可提高電流檢測精度。
圖36示出了不接受由磁通引起的噪聲的安裝結構。這裡，通過把電流配置成與由電流引起的磁通的平面平行，可實現不受磁通影響的結構。
並且，當進行圖37所示的布線(常規上一般不進行的布線)時，由於噪聲電流和布線上的寄生電阻而使測定電流產生誤差。雖然通過採用設置上述噪聲消除部，而不接受噪聲或者能迴避噪聲的安裝結構，可以減少在電流檢測電路輸入上產生的噪聲，但是，減少流過微計算機地線的噪聲電流是不容易的。因此，如圖38所示，通過使電流檢測電路的信號地線和微計算機地線連接在並聯電阻的一端，可防止流過微計算機地線的電流使信號地線的電位發生變化而成為噪聲，能進行正確的電流測定。
並且，如圖39所示，通過配備共模扼流圈，可防止共模信號傳送，可減少流到微計算機地線的噪聲電流，並防止噪聲產生。
根據本發明的第一方面的發明可達到使由諧振引起的電流振鈴不會流過電流檢測器，可提高電流檢測精度的特有效果。
根據本發明的第二方面的發明可達到大幅減少測定誤差，提高電流測定精度的特有效果。
根據本發明的第三方面的發明可達到把諧振電流的影響抑制到大致為0，提高電流測定精度的特有效果。
根據本發明的第四方面的發明可達到在測定誤差範圍內對振鈴頻率分量進行充分抑制，提高電流測定精度的特有效果。
根據本發明的第五方面的發明除了可靈活適應布線長度等的變化以外，還可達到與根據本發明的第四方面同樣的效果。
根據本發明的第六方面的發明可達到對振鈴頻率分量進行充分抑制，提高電流測定精度的特有效果。
根據本發明的第七方面的發明可達到與第六方面同樣的效果。
根據本發明的第八方面的發明可達到與第七方面同樣的效果。
根據本發明的第九方面的發明可大幅減少過衝和下衝，可達到與根據本發明的第一方面至第八方面中的任何一項同樣的效果。
根據本發明的第十方面的發明可達到減少振鈴影響，提高電流檢測精度的特有效果。
根據本發明的第十一方面的發明可達到減少由部件引起的延遲等的影響，提高電流檢測精度的特有效果。
根據本發明的第十二方面的發明可達到能夠在電流值不變化並且PWM寬度也不變化的狀態下測定延遲時間，進而提高電流檢測精度的特有效果。
根據本發明的第十三方面的發明可達到總是可以在測定延遲時間的同時進行電流檢測，可提高電流檢測精度的特有效果。
根據本發明的第十四方面的發明可達到即使在採用無對稱性的方式時，也能適當停止相電流檢測而進行延遲時間測定，可提高電流檢測精度的特有效果。
根據本發明的第十五方面的發明在驅動密閉型壓縮機時，可達到與根據本發明的第一方面至根據本發明的第十四方面中的任何一項同樣的效果。
根據本發明的第十六方面的發明可達到提高相電流檢測精度的特有效果。
根據本發明的第十七方面的發明可達到在寬範圍內達到平直特性，進而可提高相電流檢測精度的特有效果。
根據本發明的第十八方面的發明可達到在寬範圍內達到平直特性，進而可提高相電流檢測精度的特有效果。
根據本發明的第十九方面的發明除了可排除無用振動分量的影響以外，還可達到與根據本發明的第十六方面至第十八方面中的任何一項同樣的效果。
根據本發明的第二十方面的發明可以採用難以產生由非線性引起的誤差的廉價結構，達到與根據本發明的第十六方面至第十九方面中的任何一項同樣的效果。
根據本發明的第二十一方面的發明可達到提高相電流檢測精度的特有效果。
根據本發明的第二十二方面的發明可達到提高相電流檢測精度的特有效果。
根據本發明的第二十三方面的發明可達到與根據本發明的第二十二方面同樣的效果。
根據本發明的第二十四方面的發明可達到不管流過微計算機地線的電流如何，都可防止信號地線的電位變化，提高相電流檢測精度的特有效果。
根據本發明的第二十五方面的發明可達到防止共模信號傳送，減少流過微計算機地線的噪聲電流，提高相電流檢測精度的特有效果。
權利要求
1.一種相電流檢測裝置，在把來自PWM逆變器(3)的輸出提供給電動機(4)並驅動電動機(4)的電動機驅動裝置中，該相電流檢測裝置根據直流鏈路的電流和附加的矢量圖來檢測電動機(4)的相電流；其特徵在於，把設置在直流鏈路上的電流檢測器(5)的功率器件(3)側的旁路電容器(3a)的電容設定成使由電源側的一對電容器(2a)(3b)的合成電容和這些電容器間的布線電感所產生的諧振現象引起的電流檢測器上的電流在電流檢測器(5)可檢測的最小電流以下。
2.一種相電流檢測裝置，在把來自PWM逆變器(3)的輸出提供給電動機(4)並驅動電動機(4)的電動機驅動裝置中，該相電流檢測裝置根據直流鏈路的電流和附加的矢量圖來檢測電動機(4)的相電流；其特徵在於，該相電流檢測裝置的結構為把電流從電源側的旁路電容器(2a)通過直流鏈路上的電流檢測器(5)直接提供給功率器件(3)。
3.一種相電流檢測裝置，在把來自PWM逆變器(3)的輸出提供給電動機(4)並驅動電動機(4)的電動機驅動裝置中，該相電流檢測裝置根據直流鏈路的電流和附加的矢量圖來檢測電動機(4)的相電流；其特徵在於，在電流檢測器(5)中設置低通濾波器，並把該低通濾波器的截止頻率設定為能夠在測定誤差範圍內，對由從電源側的旁路電容器(2a)到功率器件(3)的布線、從功率器件(3)到電動機(4)的布線以及電動機(4)所產生的振鈴頻率分量進行充分抑制的頻率。
4.根據權利要求3所述的相電流檢測裝置，其特徵在於，上述低通濾波器包含用於切換截止頻率的切換部件。
5.根據權利要求1至權利要求4中的任何一項所述的相電流檢測裝置，其特徵在於，在電流檢測器(5)內包含的放大器(5b1)由運算放大器(5b1)構成，並且頻帶受連接在所述運算放大器(5b1)的反向輸入端子和輸出端子之間的反饋電容(5b4)的限制。
6.根據權利要求1至權利要求4中的任何一項所述的相電流檢測裝置，其特徵在於，上述電動機(4)驅動密閉型壓縮機。
7.根據權利要求5所述的相電流檢測裝置，其特徵在於，上述電動機(4)驅動密閉型壓縮機。
全文摘要
本發明提供了一種相電流檢測裝置。在用於輸入交流電源(1)的整流電路(2)的輸出端子間連接第一電容器(2a)，使第一電容器(2a)與三相逆變器(3)並聯連接，並把三相逆變器(3)的輸出提供給電動機(4)。然後，在三相逆變器(3)的輸入側並聯連接第二電容器(3a)，在第一電容器(2a)和第二電容器(3a)之間連接電流檢測器(5)，從電流檢測器(5)使第三電容器與第一電容器(2a)僅在電源側並聯連接，在功率器件不會由於開關引起的浪湧電壓而損壞的範圍內，把第二電容器(3a)的電容設定得最小，此外可抑制振鈴，並可以高速和高精度實現電流取入。
文檔編號H02M7/539GK1953312SQ20061014670
公開日2007年4月25日 申請日期2002年9月25日 優先權日2001年9月25日
發明者前田敏行, 谷口智勇 申請人:大金工業株式會社