單驅動電源多電平電流型逆變電路及其控制裝置和方法
2023-06-07 13:49:16 2
專利名稱：單驅動電源多電平電流型逆變電路及其控制裝置和方法
技術領域：
本發明涉及一種單驅動電源多電平電流型逆變電路及其控制裝置和方法。
背景技術：
電力電子變流器已廣泛應用於國計民生中的各個領域，其中包括用於電機驅動、焊接技術、有源濾波、可再生能源發電等。其中多電平逆變器具有輸出功率大、器件開關頻 率低、等效開關頻率高、輸出諧波小、電磁兼容性好等優點而越來越引起人們的重視。以往 的多電平逆變電路存在一個問題因為許多可控開關管的發射極不都是共發射極的，要驅 動不同電位的可控開關管就需要多組獨立的驅動電源。圖2為傳統的三相三電平電壓型 逆變器拓撲，從圖中可以看出，可控開關管的發射極處於不同電位上，總共需要十路獨立的 驅動電源才能驅動所有可控開關管使該電路正常工作。隨著輸出電平數的增加，需要增加 相應的獨立驅動電源的個數，同時在控制算法上也變得更為複雜。這樣使得整個電路在硬 件上變得龐大、複雜，耗材多，損耗也大，不利於裝置的小型化和降低成本，而且容易出現故 障。為了解決驅動電源數量給多電平逆變技術帶來的問題，使用儘可能少的驅動電源 數量實現多電平輸出，使整個電路的驅動電源部分設計變得簡單，一定程度上降低系統的 複雜度。圖3所示為一種現有的單相五電平電流型逆變電路拓撲(方案一)，該電路拓撲 採用模塊化設計，通過模塊輸出端並聯的方式輸出所需要的電平數。從電路拓撲可以看出， 每個模塊中的所有可控開關管都是共發射極的，因此每個模塊只需要一路驅動電源就可以 驅動這些可控開關管。由於模塊之間的相對獨立性，各模塊之間的可控開關管需要獨立的 驅動電源來驅動，需要更多電平輸出時，還是需要增加與模塊數一樣的獨立驅動電源數。圖 4所示為現有的另一種單相五電平電流型逆變電路拓撲(方案二)，該拓撲中所有的可控開 關管都是共發射極的，因此整個逆變電路只需要一路驅動電源就可以正常工作，極大地簡 化了驅動電源部分電路的設計。以上兩種單驅動電源逆變電路拓撲雖然解決了驅動電源帶 來的問題，但帶來了新的問題每增加二個輸出電平，需要增加四個可控開關管，增加了整 個系統的成本。綜上所述，現有的逆變電路是以成倍增加可控開關管來實現單驅動電源驅 動的目的。減少可控開關管的數量和實現單驅動電源驅動這兩個方面都能達到減少系統成 本和簡化電路的目的，同時增加系統的可靠性。因此，需要一種新型的電路拓撲即能使用更 少的可控開關管用單驅動電源驅動實現多電平逆變輸出。
發明內容
為了解決現有逆變電路拓撲和控制方法的上述缺點和不足之處，本發明提供了一 種單驅動電源多電平電流型逆變電路及其控制裝置和方法，簡化驅動電路，節省器件和成 本，提高可靠性。為達到上述目的，本發明的構思是採用本發明提供的一種單驅動電源多電平電流型逆變電路及其控制裝置和方法，可以使用一組驅動電源驅動整個逆變器系統中的可控開關管，其輸出電流可以是三電平、 五電平或更多奇數電平的階梯波，經過濾波後輸出正弦度很高的電流；模塊化的設計和採 用規律性的控制算法，使得整個系統可以很方便的輸出所需要的電平數，以便應用於不同 的場合。與傳統的逆變電路拓撲相比，由於所有可控開關管是共發射極的，所以可以用單驅 動電源的驅動電路來驅動開關管，驅動電路的得到簡化；與現有的單驅動電源多電平逆變 電拓撲相比，輸出相同的電平數時所需的可控開關管更少，可以節省器件和成本，提高了整 個裝置的可靠性。一種單驅動電源多電平電流型逆變電路的控制方法，其中主要包括下述算法通 過三角載波和正弦調製波調製生成PWM脈衝信號，經單電源驅動電路後驅動逆變電路中的 可控開關管，將直流電流逆變成高頻電流，高頻電流經輸出濾波器生成標準正弦波電流。根據上述的發明構思，本發明採用下述措施和技術方案本發明提供的一種單驅動電源多電平電流型逆變電路，包括n個功率單元模塊， 一個主橋臂，一個輸出濾波電容和負載組成，逆變電路輸出的電平數為2n+l，n > 1。其特徵 在於每個所述功率單元模塊包括一個第一恆流源Inl、一個第二恆流源In2、一個第一可控 開關管Snl、一個第二可控開關管、一個第一二極體Dnl、一個第二二極體、一個第三二 極管Dnp和一個第四二極體Dnq，其中第一個下標n表示為第n個功率單元模塊，所述第一恆 流源Inl的負極端、第二恆流源In2的負極端、第一可控開關管Snl的發射極和第二可控開關 管Sn2的發射極相連接，並把連接形成的該節點標識為on ；所述第一恆流源Inl的正極端、第 一二極體Dnl的正極端和第三二極體Dnp的正極端相連接，第一二極體Dnl的負極端和第一 可控開關管Snl的集電極相連接，把第三二極體Dnp的負極端標識為pn ；所述第二恆流源In2 的正極端、第二二極體的正極端和第四二極體Dnq的正極端相連接，所述第二二極體Dn2 的負極端和第二可控開關管Sn2的集電極相連接，把第四二極體Dnq的負極端標識為qn。所 述主橋臂包括一個第三可控開關管Sp、一個第四可控開關管Sq、一個第五二極體Dp和一個 第六二極體Dq，所述第三可控開關管Sp的發射極和第四可控開關管Sq的發射極相連接，並 把連接形成的該節點標識為o ；所述第三可控開關管Sp的集電極和第五二極體Dp的負極端 相連接，並把第五二極體Dp的正極端標識為p ；所述第四可控開關管Sq的集電極和第六二 極管Dq的負極端相連接，並把第六二極體Dq的正極端標識為q。所述主橋臂的p連接所述 輸出濾波電容的一端和所述負載的一端，所述主橋臂的q連接所述輸出濾波電容的另一端 和所述負載的另一端。所有功率單元模塊中的節點ok相連接，並和主橋臂中的節點o相連 接；所有功率單元模塊中的節點Pk相連接，並和主橋臂中的節點P相連接；所有功率單元模 塊中的節點qk相連接，並和主橋臂中的節點q相連接；其中下標k為第k個功率單元模塊， Iki = Ik2' 1 彡 k 彡 n。上述的驅動電路採用富士電機的EXB841、或日本英達的HR065、或日本三菱的 M57962L、或夏普的 PC923、或 Agi 1 ent 的 HCPL-3120、或 HCPL-316J 驅動電路。一種單驅動電源多電平電流型逆變電路的控制裝置用於控制上述的電路，包括一 個數位訊號處理器，一個單電源驅動電路和一個電流傳感器，其特徵在於所述數位訊號處 理器輸入設定的逆變輸出電流頻率產，輸入設定的逆變輸出電流指令A輸出電流限流幅 值IMX，由所述電流傳感器檢測逆變輸出的電流i輸入到所述數位訊號處理器，然後根據輸 入的控制量和反饋量，調節正弦調製波的頻率和幅值，正弦調製波和三角載波調製生成PWM
5驅動信號，通過所述數位訊號處理器輸出到單電源驅動電路，經功率放大後驅動逆變器主 電路中對應的可控開關管，輸出所需要的波形。一種單驅動電源多電平電流型逆變電路的控制方法，採用上述的控制裝置對上述 電路進行控制，其特徵在於控制步驟如下①將期望輸出的電流頻率f*和輸出電流幅值Γ輸入到數位訊號處理器，輸出最大 電流限流幅值Imax輸入到數位訊號處理器，將電流傳感器檢測到的逆變輸出電流i輸入到 數位訊號處理器；②將指令Γ與Imax和反饋電流i比較 l)i* > Imax，逆變器只輸出最大電流Imax，並由數位訊號處理器報警提示已達到極 限值；2) i*彡Imax，則將Γ與實際檢測到的逆變輸出電流i比較a) Γ > i，則通過增加調製深度M增大輸出電流，即M+ΔΜ;b) Γ < i，則通過減小調製深度M減小輸出電流，即M-ΔΜ;將調整後的調製深度M與最大、最小調製度限幅值比較，若超過限幅值，將最大或 最小限幅值送入調製深度M ；③調用逆變器脈衝生成子程序，完成逆變器脈衝寬度計算及驅動信號生成；④返回。上述的步驟③中的逆變器脈衝生成子程序執行如下步驟 數位訊號處理器根據輸入的電流頻率fH十算出逆變運行角度增量Δ θ
1πΔ(9 二 一
N式中N為載波比W = f，f。為載波頻率； 逆變運行過程中，將上次逆變電流運行角度θ (η-1)加上計算出來的角度增量 Δ θ作為當前控制節拍逆變電流運行角度θ (η)θ (η) = θ (η-1)+ Δ θ —旦計算得到的運行角度超過2 π，將計算角度減去2 π作為當前逆變電流運行 角度； 根據當前運行角度θ (η)查正弦調製波表格，得到數據sin (θ (η))，取出並存入 臨時寄存器Ttraip，將Ttraip和調節後的調製深度M相乘得到當前運行脈衝寬度M'； 根據逆變器載波頻率f。，取載波周期Ts與M'相乘，將計算結果送入相應的比較 寄存器；①由數位訊號處理器編程實現的PWM脈衝生成單元生成驅動脈衝信號； 數位訊號處理器內部將比較生成的脈寬信號經內部邏輯處理後生成所需要的 開關控制信號； 恢復現場，返回。本發明與現有技術相比較，具有如下顯而易見的突出實質性特點和顯著優點本 發明是一種以數位訊號處理器為核心的高效率逆變控制裝置，在多電平輸出時只需要一路 驅動電源，簡化了驅動電路的設計；同時較現有的單驅動電源逆變電路既節省了器件和成本，也簡化了控制算法，提高了整個裝置的可靠性。
圖1是本發明的單驅動電源多電平電流型逆變電路及其控制裝置。圖2是傳統的三相三電平電壓型逆變器拓撲。圖3是現有的單相五電平電流型逆變電路拓撲(方案一)。圖4是現有的單相五電平電流型逆變電路拓撲(方案二)。圖5是本發明的三電平主電路不同工作狀態示意圖。 圖6是本發明的三電平驅動脈衝調製示意圖。圖7是本發明的基於數位訊號處理器PWM脈寬調製示意圖。圖8是本發明的三電平驅動脈衝生成邏輯圖。圖9是本發明的2n+l電平驅動脈衝生成邏輯圖。圖10是本發明的PWM脈衝生成控制算法流程圖。圖11是本發明的脈衝生成子程序流程圖。
具體實施例方式本發明的優選實施例結合附圖詳述如下實施例一附圖1是本發明的一種單驅動電源多電平電流型逆變電路拓撲及其控制裝置的 結構框圖，包括主電路9和對應的控制裝置10。本實施例單驅動電源多電平電流型逆變電 路9包括η個功率單元模塊4，一個主橋臂6，一個輸出濾波電容7和負載8組成，逆變電路 輸出的電平數為2n+l，n ^ 1。每個功率單元模塊4包括第一恆流源Inl、第二恆流源In2、第 一可控開關管Snl、第二可控開關管Sn2、第一二極體Dnl、第二二極體Dn2、第三二極體Dnp、第 四二極體Dntl，其中第一個下標η表示為第η個功率單元模塊。第一恆流源Inl的負極端、第 二恆流源In2的負極端、第一可控開關管Snl的發射極和第二可控開關管Sn2的發射極相連 接，並把連接形成的該節點標識為οη ；第一恆流源Inl的正極端、第一二極體Dnl的正極端和 第三二極體Dnp的正極端相連接，第一二極體Dnl的負極端和第一可控開關管Snl的集電極相 連接，把第三二極體Dnp的負極端標識Spn ；第二恆流源In2的正極端、第二二極體Dn2的正極 端和第四二極體Dntl的正極端相連接，第二二極體Dn2的負極端和第二可控開關管Sn2的集電 極相連接，把第四二極體Dnq的負極端標識為qn。主橋臂6包括第三可控開關管Sp、第四可 控開關管Sq、第五二極體Dp、第六二極體Dq，第三可控開關管Sp的發射極和第四可控開關管 Sq的發射極相連接，並把連接形成的該節點標識為ο ；第三可控開關管Sp的集電極和第五二 極管Dp的負極端相連接，並把第五二極體Dp的正極端標識為ρ ；第四可控開關管Sq的集電 極和第六二極體Dq的負極端相連接，並把第六二極體Dq的正極端標識為q。主橋臂6的ρ 連接輸出濾波電容7的一端和負載8的一端，主橋臂6的q連接輸出濾波電容7的另一端 和負載8的另一端。主電路9的特徵在於所有功率單元模塊4中的節點Ok相連接，並和 主橋臂6中的節點ο相連接；所有功率單元模塊4中的節點pk相連接，並和主橋臂6中的 節點P相連接；所有功率單元模塊4中的節點qk相連接，並和主橋臂6中的節點q相連接； 其中下標k為第k個功率單元模塊4，Ikl = Ik2,1
實施例二 本實施例與實施例一相同，特別之處是上述的單電源驅動電路3採用富士電機的EXB841、或日本英達的HR065、或日本三菱的M57962L、或夏普的PC923、或Agilent的 HCPL-3120、或 HCPL-316J 驅動電路。實施例三參見圖1，本單驅動電源多電平電流型逆變電路的控制裝置10用於控制上述逆變 電路，它包括一個數位訊號處理器2，一個單電源驅動電路3和一個電流傳感器1，其特徵在 於數位訊號處理器2輸入設定的逆變輸出電流頻率f*，輸入設定的逆變輸出電流指令Γ， 輸出電流限流幅值IMX，由一個電流傳感器1檢測逆變輸出的電流i輸入到數位訊號處理 器2，然後根據輸入的控制量和反饋量，調節正弦調製波的頻率和幅值，正弦調製波和三角 載波調製生成PWM驅動信號，通過數位訊號處理器2輸出到單電源驅動電路3，經功率放大 後驅動逆變器主電路9中對應的可控開關管。實施例四一種單驅動電源多電平電流型逆變電路的控制方法，用上述控制裝置控制上述逆 變電路其特徵在於控制步驟如下①將期望輸出的電流頻率產和輸出電流幅值Γ輸入到數位訊號處理器2，輸出電 流限流幅值Imax輸入到數位訊號處理器2，將電流傳感器1檢測到的逆變輸出電流i輸入到 數位訊號處理器2 ；②將指令電流Γ與最大電流限流幅值Imax和反饋電流i比較1) Γ > Imax，逆變器只輸出最大電流Imax，並由數位訊號處理器2報警提示已達到 極限值；2) i*彡Imax，則將Γ與實際檢測到的逆變輸出電流i比較a) Γ > i，則通過增加調製深度M增大輸出電流，即M+ΔΜ;b) Γ < i，則通過減小調製深度M減小輸出電流，即M-ΔΜ;將調整後的調製深度M與最大、最小調製度限幅值比較，若超過限幅值，將最大或 最小限幅值送入調製深度M ；③調用逆變器脈衝生成子程序，完成逆變器脈衝寬度計算及驅動信號生成；④返回。上述步驟③中的逆變器脈衝生成子程序執行如下步驟 數位訊號處理器2根據輸入的電流頻率f*計算出逆變運行角度增量Δ θ △θ＝2 /n式中N為載波比W = f，fc為載波頻率； 逆變運行過程中，將上次逆變電流運行角度θ (η-1)加上計算出來的角度增量 Δ θ作為當前控制節拍逆變電流運行角度θ (η)θ (η) = θ (η-1)+ Δ θ —旦計算得到的運行角度超過2 π，將計算角度減去2 π作為當前逆變電流運行 角度；
根據當前運行角度θ (η)查正弦調製波表格，得到數據sin (θ (η))，取出並存入 臨時寄存器Ttraip，將Ttraip和調節後的調製深度M相乘得到當前運行脈衝寬度M'； 根據逆變器載波頻率f。，取載波周期Ts與M'相乘，將計算結果送入相應的比較 寄存器；①由數位訊號處理器2編程實現的PWM脈衝生成單元生成驅動脈衝信號； 數位訊號處理器2內部將比較生成的脈寬信號經內部邏輯處理後生成所需要的 開關控制信號；
恢復現場，返回。本實施例的一種單驅動電源多電平電流型逆變電路拓撲及其控制裝置和方法的 工作原理和控制方法簡述如下圖1所示為一種單驅動電源多電平電流型逆變電路其控制裝置結構框圖。下面以 單相三電平電流型逆變電路拓撲為例分析該拓撲的工作過程。圖5給出了單相三電平電流 型逆變電路拓撲的工作狀態圖，圖中1_處箭頭規定輸出電流的正方向，粗黑實線表示當前 狀態該支路有電流流過，支路上的箭頭表示該狀態下的實際電流流向。圖5中開關單元Sn、 S12、Sp、Sq由可控開關管12和二極體11串聯組成，恆流源I11 = I120在圖5(a)所示狀態中， S11和Sp關斷，S12和Sq導通，由圖中的電流導通迴路分析可知，I11經Dlp流過負載，I12被S12 直接短路，所以輸出電流^=I11。此過程中，電容C被充電，其極性如圖中所示。在圖5(b) 所示狀態中，Sp和Sq關斷，S11和S12導通，電流源I11和I12都被短路，所以輸出電流= 0，此時，Dlp和Dltl處於截止狀態，負載由電容C續流，續流方向決定於前一個狀態。圖5 (c) 給出了 S12和Sq關斷，S11和Sp導通時的狀態，與圖5 (a)狀態相對，輸出電流= -I12,電 容C極性如圖中所示。圖5(d)的開關狀態和圖5(b)相同，輸出電流1_ = 0，但負載端續 流方向與圖5(b)相反。由上述工作狀態的分析，可以得到三電平輸出時對應的開關序列如表1所示。圖 6給出了相應的調製示意圖，圖7為基於數位訊號處理器PWM脈寬調製示意圖，通過調製生 成所需的開關序列，具體驅動信號生成邏輯如圖8所示。圖9給出了 2n+l電平輸出時驅動 信號生成的邏輯圖。基於數位訊號處理器2實現的單驅動電源多電平電流型逆變器的整個控制算法 如圖10所示。數位訊號處理器2上電後，首先裝載程序進行參數初始化，然後查詢逆變運 行指令，一旦接收到逆變運行指令，數位訊號處理器2進行脈寬計算。具體步驟如下①將期望輸出的電流頻率產和輸出電流幅值Γ輸入到數位訊號處理器2，輸出電 流限流幅值Imax輸入到數位訊號處理器2，將電流傳感器1檢測到的逆變輸出電流i輸入到 數位訊號處理器2 ；②將指令電流Γ與最大電流限流幅值Imax和反饋電流i比較1) Γ > Imax，逆變器只輸出最大電流Imax，並由數位訊號處理器2報警提示已達到 極限值；2) i*彡Imax，則將Γ與實際檢測到的逆變輸出電流i比較a) Γ > i，則通過增加調製深度M增大輸出電流，即M+ΔΜ;b) Γ < i，則通過減小調製深度M減小輸出電流，即M-ΔΜ;將調整後的調製深度M與最大、最小調製度限幅值比較，若超過限幅值，將最大或最小限幅值送入調製深度Μ。③調用逆變器脈衝生成子程序，完成逆變器脈衝寬度計算及驅動信號生成；④返回。上述步驟③中的逆變器脈衝生成子程序執行如下步驟③數位訊號處理器2根據輸入的電流頻率f*計算出逆變運行角度增量Δθ 式中N為載波比W = f，f。為載波頻率； 逆變運行過程中，將上次逆變電流運行角度θ (η-1)加上計算出來的角度增量 Δ θ作為當前控制節拍逆變電流運行角度θ (η)θ (η) = θ (η-1)+ Δ θΘ—旦計算得到的運行角度超過，將計算角度減去作為當前逆變電流運行 角度； 根據當前運行角度θ (η)查正弦調製波表格，得到數據sin (θ (η))，取出並存入 臨時寄存器Ttraip，將Ttraip和調節後的調製深度M相乘得到當前運行脈衝寬度M'；@根據逆變器載波頻率f。，取載波周期Ts與M'相乘，將計算結果送入相應的比較 寄存器； 由數位訊號處理器2編程實現的PWM脈衝生成單元生成驅動脈衝信號； 數位訊號處理器2內部將比較生成的脈寬信號經內部邏輯處理後生成所需要的 開關控制信號； 恢復現場，返回。本發明是一種以數位訊號處理器2為核心的逆變控制裝置，在多電平逆變輸出時 只需要一路驅動電源就可以驅動所有可控開關管，簡化了驅動電路設計，同時又較現有的 單驅動電源逆變電路減少了可控開關管的數量，既節省了器件和成本，也可提高了整個裝 置的可靠性。表1單相三電平電流型逆變器開關組合表
權利要求
一種單驅動電源多電平電流型逆變電路包括n個功率單元模塊(4)，一個主橋臂(6)，一個輸出濾波電容(7)和負載(8)組成，逆變電路輸出的電平數為2n+1，n≥1，其特徵在於每個所述功率單元模塊(4)包括一個第一恆流源(In1)、一個第二恆流源(In2)、一個第一可控開關管(Sn1)、一個第二可控開關管(Sn2)、一個第一二極體(Dn1)、一個第二二極體(Dn2)、一個第三二極體(Dnp)和一個第四二極體(Dnq)，其中第一個下標n表示為第n個功率單元模塊；所述第一恆流源(In1)的負極端、第二恆流源(In2)的負極端、第一可控開關管(Sn1)的發射極和第二可控開關管(Sn2)的發射極相連接，並把連接形成的該節點標識為on；所述第一恆流源(In1)的正極端、第一二極體(Dn1)的正極端和第三二極體(Dnp)的正極端相連接，所述第一二極體(Dn1)的負極端和第一可控開關管(Sn1)的集電極相連接，把第三二極體(Dnp)的負極端標識為pn；所述第二恆流源(In2)的正極端、第二二極體(Dn2)的正極端和第四二極體(Dnq)的正極端相連接，第二二極體(Dn2)的負極端和第二可控開關管(Sn2)的集電極相連接，把第四二極體(Dnq)的負極端標識為qn；所述主橋臂(6)包括一個第三可控開關管(Sp)、一個第四可控開關管(Sq)、一個第五二極體(Dp)和一個第六二極體(Dq)，所述第三可控開關管(Sp)的發射極和第四可控開關管(Sq)的發射極相連接，並把連接形成的該節點標識為o；所述第三可控開關管(Sp)的集電極和第五二極體(Dp)的負極端相連接，並把第五二極體(Dp)的正極端標識為p；所述第四可控開關管(Sq)的集電極和第六二極體(Dq)的負極端相連接，並把第六二極體(Dq)的正極端標識為q；所述主橋臂(6)的p端連接所述輸出濾波電容(7)的一端和所述負載(8)的一端，所述主橋臂(6)的q端連接所述輸出濾波電容(7)的另一端和所述負載(8)的另一端；所有功率單元模塊(4)中的節點ok相連接，並和主橋臂(6)中的節點o相連接；所有功率單元模塊(4)中的節點pk相連接，並和主橋臂(6)中的節點p相連接；所有功率單元模塊(4)中的節點qk相連接，並和主橋臂(6)中的節點q相連接；其中下標k為第k個功率單元模塊(4)，Ik1＝Ik2，1≤k≤n。
2.根據權利要求1所述的一種單驅動電源多電平電流型逆變電路，其特徵在於所述的 所有可控開關管為IGBT或M0SFET開關管。
3.根據權利要求1所述的一種單驅動電源多電平電流型逆變電路，其特徵在於輸出濾 波電容(7)為無極性電容。
4.一種單驅動電源多電平電流型逆變電路的控制裝置，用於控制根據權利要求1所述 的單驅動電源多電平電流型逆變電路，包括一個數位訊號處理器(2)，一個單電源驅動電路 (3)和一個電流傳感器(1)，其特徵在於所述數位訊號處理器(2)輸入設定的逆變輸出電 流頻率f*，輸入設定的逆變輸出電流指令i*，輸出電流限流幅值Imx，由所述電流傳感器⑴ 檢測逆變輸出的電流i輸入到所述數位訊號處理器(2)，然後根據輸入的控制量和反饋量， 調節正弦調製波的頻率和幅值，正弦調製波和三角載波調製生成PWM驅動信號，通過所述 數位訊號處理器(2)輸出到所述單電源驅動電路(3)，經功率放大後驅動逆變器主電路中 對應的可控開關管。
5.根據權利要求4所述的單驅動電源多電平電流型逆變電路的控制裝置，其特徵在 於所述單電源驅動電路(3)採用富士電機的EXB841、或日本英達的HR065、或日本三菱的 M57962L、或夏普的 PC923、或 Agi 1 ent 的 HCPL-3120、或 HCPL-316J 驅動電路。
6.一種單驅動電源多電平電流型逆變電路的控制方法，採用根據權利要求4所述的單 驅動電源多電平電流型逆變電路的控制裝置來控制根據權利要求1所述的單驅動電源多電平電流型逆變電路，其特徵在於控制步驟如下①將期望輸出的電流頻率嚴和輸出電流幅值i*輸入到數位訊號處理器(2)，輸出最大 電流限流幅值1 輸入到數位訊號處理器(2)，將電流傳感器(1)檢測到的逆變輸出電流i 輸入到數位訊號處理器(2)；②將指令輸出電流幅值i*與輸出最大電流限流幅值和反饋的逆變輸出電流i比較1)i*> 1 ，逆變器只輸出IMX，並由數位訊號處理器⑵報警提示已達到極限值；2)i*彡Imx，則將i*與實際檢測到的逆變輸出電流i比較a)i*>i,則通過增加調製深度M增大輸出電流，即M+ AM ；b)i*<i,則通過減小調製深度M減小輸出電流，即M- AM ；將調整後的調製深度M與最大、最小調製度限幅值比較，若超過限幅值，將最大或最小 限幅值送入調製深度M;③調用逆變器脈衝生成子程序，完成逆變器脈衝寬度計算及驅動信號生成；④返回；所述步驟③中的逆變器脈衝生成子程序執行如下步驟 ③數位訊號處理器(2)根據輸入的電流頻率fH十算出逆變運行角度增量△ e InA0 =—— N式中n為載波妙=y, fc為載波頻率； 逆變運行過程中，將上次逆變電流運行角度9 (n-1)加上計算出來的角度增量A 0 作為當前控制節拍逆變電流運行角度e (n) e (n) = e (n-D + A e —旦計算得到的運行角度超過2 ，將計算角度減去2 作為當前逆變電流運行角度；(3)根據當前運行角度e (n)查正弦調製波表格，得到數據Sin(e (n))，取出並存入臨時 寄存器Ttraip，將Tt p和調節後的調製深度M相乘得到當前運行脈衝寬度M'；◎根據逆變器載波頻率f。，取載波周期Ts與M'相乘，將計算結果送入相應的比較寄存器；(S由數位訊號處理器(2)編程實現的PWM脈衝生成單元生成驅動脈衝信號； @數位訊號處理器(2)內部將比較生成的脈寬信號經內部邏輯處理後生成所需要的開 關控制信號； 恢復現場，返回。
全文摘要
本發明涉及一種單驅動電源多電平電流型逆變電路及其控制裝置和方法。該逆變電路在多電平輸出時只需要一路驅動電源驅動整個逆變器系統中的可控開關管，簡化了驅動電路的設計；其輸出電流可以是三電平、五電平或更多奇數電平的階梯波，經過濾波後輸出正弦度很高的電流；該控制裝置是一種以數位訊號處理器為核心的高效率逆變控制裝置，主要包括下述算法通過三角載波和正弦調製波調製生成PWM脈衝信號，經單電源驅動電路後驅動逆變電路中的可控開關管，將直流電流逆變成高頻電流，高頻電流經輸出濾波器生成標準正弦波電流。與現有的多電平逆變電拓撲相比，輸出相同的電平數時所需的可控開關管更少，驅動電路設計簡單，可以節省器件和成本，提高整個裝置的可靠性。
文檔編號H02M7/49GK101873077SQ20101021545
公開日2010年10月27日 申請日期2010年6月29日 優先權日2010年6月29日
發明者史振元, 吳春華, 孫承波, 徐坤, 曹大鵬, 黃建明 申請人:上海大學