高頻電路、高頻部件和多波段通信裝置的製作方法
2023-06-04 10:44:16
專利名稱：高頻電路、高頻部件和多波段通信裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及在進行電子設備之間的無線通信的至少兩個通信系統中可共用的高頻電路、具有該高頻電路的高頻部件、和使用了該部件的多波段通信裝置。
背景技術：
現在，以IEEE802.11標準為代表的基於無線LAN(WLAN)的數據通信廣泛普及。例如，在個人計算機(PC)、印表機、存儲裝置、寬帶路由器等的PC外圍設備、FAX、冰箱、標準清晰度電視(SDTV)、高清晰度電視(HDTV)、數位相機、數字攝像機、行動電話等的電氣電子設備、汽車和飛機等的移動體內的無線信號傳送裝置等之間，進行無線數據傳送。
WLAN有各種標準。其中，IEEE802.11a使用5GHz的頻帶，通過OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiples正交頻分復用)調製方式來支持最大54Mbps的高速數據通信。IEEE802.11b利用無線不能允許使用的2.4GHz的ISM(Industrial，Scientific and Medical工業、科學和醫療)頻帶，在DSSS(Direct Sequence Spread Spectrum直接序列擴散頻譜)方式下支持5.5Mbps和11Mbps的高速通信。IEEE802.11g與IEEE802.11b相同，利用2.4GHz頻帶，通過OFDM調製方式來支持最大54Mbps的高速數據通信。以將第一通信系統設作IEEE802.11b或IEEE802.11g、將第二通信系統設作IEEE802.11a的情況為例來在下面加以說明。
使用了WLAN的多波段通信裝置的一例記載在特開2003-169008號中。該多波段通信裝置如圖32所示，具有可在通信頻帶不同的兩個通信系統(IEEE802.11a、IEEE802.11b)中進行收發的兩個雙波段天線；在各通信系統中調製發送數據，並解調接收數據的2個收發部；將所述天線連接到各收發部的多個開關單元；和控制所述開關單元的單元，該裝置可進行分集(diversity)接收。
該多波段通信裝置中，在開始通信之前進行頻帶掃描，搜索可接收的頻道。在進行掃描動作時，通過6個SPDT(單刀雙擲)的開關單元(SW1～SW6)，將天線ANT1連接到802.11a收發部的接收端子Rx，將天線ANT2連接到802.11b收發部的接收端子Rx。在802.11a收發部中在5GHz頻帶進行掃描，並且在802.11b收發部中在2.4GHz頻帶進行掃描，檢測出可接收的所有信道。接著，比較由天線ANT1接收的信號與由天線ANT2接收的信號，並將兩個通信系統中接收了希望的信號的一個激活。
在該掃描動作後，將激活後的收發裝置連接到另一天線，不改變接收頻帶地來加以接收。比較這樣得到的2個接收信號，將可進行更好接收的一根天線激活，從而進行分集接收。
但是，可以看出這種多波段通信裝置有下面的問題。
(1)由於掃描動作中沒有考慮衰落等的幹擾，所以未必選擇接收信號最大的通信系統。
(2)由於切換高頻信號的路徑需要很多開關單元，所以(a)控制複雜；(b)開關單元的傳送損耗累積，尤其是從天線入射的高頻信號的質量劣化；(c)開關單元的切換所消耗的功率在如筆記本PC和行動電話等那樣以電池為電源的設備中不能忽略。
(3)在WLAN的高頻電路中，除分集開關和對發送電路、接收電路進行切換的開關之外還需要去除收發信號中包含的不需要頻率成分的帶通濾波器等的濾波器電路、將不平衡信號變換為平衡信號的平衡-不平衡轉換電路和阻抗變換電路。
(4)由於內置在行動電話、筆記本PC、PCMCIA(Personal ComputerMemory Card International Association)的網卡等中，所以希望小型化。
發明內容
本發明的第一目的在於提供一種至少可在兩個通信系統中共用的高頻電路，即，將從多個通信系統中接收最希望的信號的通信系統激活，而可進行分集接收的高頻電路。
本發明的第二目的在於提供一種可通過很少的開關單元來切換多個多波段天線和發送側電路及接收側電路的連接的高頻電路。
本發明的第三目的在於提供一種具有濾波器電路、平衡-不平衡轉換電路和阻抗變換電路的高頻電路。
本發明的第四目的在於提供一種將高頻電路構成為小型的三維層疊結構的高頻部件。
本發明的第五目的在於提供一種具有調製各通信系統中的發送數據並解調接收數據的收發部、和高頻開關的開關電路的控制部的多波段通信裝置。
本發明的高頻電路用於選擇性使用第一和第二頻帶來進行無線通信的雙波段無線裝置，其中包括天線端子，其與可在所述第一和第二頻帶進行收發的天線相連；第一發送端子，其被輸入所述第一頻帶的發送信號；第二發送端子，其被輸入所述第二頻帶的發送信號；第一接收端子，其被輸出所述第一頻帶的接收信號；第二接收端子，其被輸出所述第二頻帶的接收信號；開關電路，其對所述天線端子、與所述第一和第二發送端子或與所述第一和第二接收端子的連接進行切換；第一功率放大器電路，其設置在所述開關電路與所述第一發送端子之間；第二功率放大器電路，其設置在所述開關電路與所述第二發送端子之間；帶通濾波器電路，其設置在所述天線端子、與在所述第一及第二發送端子和接收端子中的至少一個之間；和檢波電路，其具有監視所述第一和第二功率放大器電路的輸出功率的檢波電壓端子。
作為開關電路，優選使用切換兩個天線端子和收發路徑的DPDT(DualPole Dual Throw)開關電路，以便可進行分集動作，但還可使用切換一個天線端子和收發路徑的SPDT(Dual Pole Dual Throw)開關電路等。DPDT開關電路和SPDT開關電路可根據通信系統、天線的根數等來適當變更。
所述帶通濾波器在第一通過頻帶或第二通過頻帶中使高頻信號通過，在頻帶外使其衰減，從而降低噪聲。
所述開關電路優選設置在發送端子側的第一分波電路(使來自所述第一和第二發送端子中的一方的高頻信號通到天線端子側，但不通到另一方發送端子)；和設置在接收端子側的第二分波電路(將從所述天線端子輸入的所接收的高頻信號分波到所述第一或第二接收端子)。由於所述分波電路進行在第一頻帶和第二頻帶中的信號的分波合成，所以開關電路中的高頻開關的動作僅為收發的切換，可以簡化開關電路的控制。另外，與高頻開關電路相比，使用了分波電路的一方具有無線LAN等中使用的5GHz頻帶的插入損耗、高功率輸入時的高次諧波發生量、部件成本等很少的優點。
優選所述第一或第二分波電路具有低頻側濾波器電路和高頻側濾波器電路，所述低頻側濾波器電路由與分波電路的公共端子相連的相位線路、和與所述相位線路相連的帶通濾波器電路構成。作為低頻側濾波器電路一般使用低通濾波器電路，並在其後級連接帶通濾波器電路，但若通過所述相位線路來調整帶通濾波器電路的頻帶外的阻抗，使其與低通濾波器具有相同的功能，則可以省略低通濾波器，插入損耗的降低和電路的小型化成為可能。
所述檢波電路優選具有與所述第一和第二功率放大器電路的輸出路徑相連的耦合電路；和與所述耦合電路的耦合端子相連的檢波用二級管，通過所述耦合電路將高頻信號導出，用所述檢波用二極體對高頻功率進行檢波，將檢波電壓輸出到所述檢波電壓端子。通過在檢波電壓端子出現的檢波電壓，可以監視來自功率放大器電路的輸出功率。耦合電路和檢波二極體可以內置在功率放大器MMIC(Monolithic Microwave IntegratedCircuit)中，但由於在功率放大輸出匹配條件變動的情況下擔心檢波電壓產生偏差，所以優選在天線端子的附近設置耦合電路。作為耦合電路，與電容耦合電路相比，優選是方向性耦合電路。通過使用方向性耦合電路，天線的反射波的影響減小，即使天線的阻抗變動，也可高精度地監視輸出功率。
所述耦合電路可以與所述第一分波電路的公共端子或天線端子相連。由此，由於不需要在各第一和第二功率放大器電路中設置耦合電路、檢波二極體和檢波電壓端子，所以可實現高頻電路的小型化和低成本化。
也可在所述耦合電路的耦合端子與檢波用二極體之間設置高次諧波降低電路。高次諧波降低電路用於減少由檢波用二極體產生的高次諧波失真，優選具有低通濾波器電路、陷波濾波器電路或衰減器電路等的結構。高次諧波降低電路一般配置在收發信號所通過的主路徑，但在本發明的高頻電路中，配置在耦合電路與檢波用二極體之間。由此，收發信號所通過的主路徑的傳送損耗的劣化消失，可實現通信的高品質化和低耗電化。
優選在功率放大器電路與天線端子之間設置低通濾波器電路或陷波濾波器電路。由此，可以減少從功率放大器電路輸出的高頻信號的高次諧波失真，可以將從天線端子發射的高次諧波降低為實用等級。
在所述第一和第二發送端子中的至少一方，可連接平衡-不平衡轉換電路。還可以在所述第一和第二接收端子中的至少一方，連接平衡-不平衡轉換電路。本發明的高頻電路的發送端子和接收端子連接於RFIC，但由於平衡輸入輸出比不平衡輸入輸出抗噪聲性好，所以RFIC多為平衡輸入、平衡輸出。另一方面，由於本發明的高頻電路中使用的功率放大器電路、開關電路等是不平衡器件，所以作為與RFIC的接口，大多需要設置平衡-不平衡轉換電路。因此，通過在本發明的高頻電路中設置平衡-不平衡轉換電路，可實現通信裝置的小型化和低成本化。
優選在所述平衡-不平衡轉換電路的不平衡輸入側設置匹配電路。匹配電路取得平衡-不平衡轉換電路和與此相連的分波電路或帶通濾波器電路、功率放大器電路等的匹配，在降低通帶的插入損耗方面是需要的。
也可在所述平衡-不平衡轉換電路設置DC饋送端子。DC饋送端子將直流電壓施加到連接本發明的高頻電路的RFIC的平衡輸入端子或平衡輸出端子，所以，通過DC饋送端子的設置不需要另外設置軛流線圈，可實現通信裝置的小型化和低成本化。
也可在所述第一和第二接收端子的至少一方設置低噪聲放大器電路。低噪聲放大器放大由天線檢測到的微弱的接收信號，具有使接收靈敏度提高的功能。為了提高接收靈敏度，當然使用噪聲指數小的低噪聲放大器，減小低噪聲放大器的輸入側的損耗，對接收靈敏度的提高也有效。通過在高頻電路內設置低噪聲放大器電路，可以縮短低噪聲放大器的輸入側的連接，所以與在外部設置低噪聲放大器的情況相比，可以提高接收靈敏度。
優選在所述低噪聲放大器電路與所述天線端子之間設置低通濾波器電路或陷波濾波器電路。低通濾波器電路具有降低從低噪聲放大器電路產生的高次諧波失真的功能。具體而言，發送時從所述第一或第二功率放大器電路輸出的大功率信號的一部分經所述開關電路而輸入到低噪聲放大器，並通過關斷動作的低噪聲放大器來產生高次諧波。該高次諧波變為反射波後從天線放射。為了防止該高次諧波的放射，在低通放大電路與天線端子之間設置低通濾波器電路或陷波濾波器電路很有效。
優選所述第一或第二功率放大器電路是具有兩級以上的放大電晶體的放大器，在所述放大器的最後一級的電晶體的輸入側與其前一級的電晶體的輸出側之間，設置有帶通濾波器電路。通過該結構，可以降低功率放大器輸出的頻帶外噪聲。另外，由於帶通濾波器電路未連接在功率放大器電路的輸出級，所以還可以降低由帶通濾波器的插入損耗造成的功率放大器的消耗電流增加和效率劣化。
優選所述帶通濾波器以一端被接地的兩條以上傳送線路諧振器作為主要結構。由此，將帶通濾波器集成在層疊基板內，可得到在層疊基板上裝載了功率放大器電路的小型的層疊體模塊。另外，作為帶通濾波器，與使用了彈性表面波濾波器的情況相比，可以得到諧振頻率的溫度偏移小，也無需密封的優點。
具有上述高頻電路的本發明的高頻部件包括在由陶瓷電介質構成的多個層上形成由導電膏構成的電極圖案並層疊一體化而成的層疊體；和搭載於所述層疊體表面的元件，所述高頻電路中的電感元件和電容元件中的至少一部分由所述電極圖案構成，構成所述開關電路、所述功率放大器電路和所述低噪聲放大器電路的至少一個半導體元件搭載於所述層疊基板的表面。除半導體元件之外，還可根據需要將電感元件、電容元件、電阻元件等搭載到所述層疊體。根據本發明，可以得到將從天線到RFIC之間的前端(front end)部一體化為層疊體的小型的高頻部件。
使用上述高頻電路或高頻部件的本發明的多波段通信裝置包括收發部，解調各通信系統中的發送數據和接收數據；和電路控制部，進行所述開關電路、功率放大器電路和所述低噪聲放大器電路的控制。本發明的多波段通信裝置可實現小型化、低耗電化和低成本化。
(發明效果)具有上述結構的本發明的高頻電路在基於WLAN等的數據通信中，以很少的開關單元抑制了耗電，而且可以將接收了最希望的信號的通信系統激活。
通過使該高頻電路為三維的層疊結構，可得到小型的高頻部件，此外，通過具備調製各通信系統中的發送數據並解調接收數據的收發部、和控制高頻開關、功率放大器、低噪聲放大器等的電路控制部，從而可得到多波段通信裝置。本發明的多波段通信裝置作為個人計算機(PC)、印表機、存儲裝置、寬帶路由器等的PC外圍設備、FAX、冰箱、標準清晰度電視(SDTV)、高清晰度電視(HDTV)、數位相機、數字攝像機、行動電話等電子設備、汽車和飛機等的移動體內的無線信號傳送裝置是有用的。
圖1是表示本發明的一實施例的高頻電路的框圖；圖2是表示本發明的高頻電路中的開關電路的等效電路的一例的框圖；圖3是表示本發明的高頻電路中的開關電路的等效電路的另一例的框圖；圖4是表示本發明的高頻電路中的開關電路的等效電路的又一例的框圖；圖5是表示本發明的高頻電路中的帶通濾波器電路的等效電路的另一例的圖；圖6是表示本發明的高頻電路中的分波電路的等效電路的一例的圖；圖7是表示本發明的高頻電路中的分波電路的等效電路的另一例的圖；圖8是表示本發明的高頻電路中的檢波電路的等效電路的另一例的圖；圖9是表示本發明的另一實施例的高頻電路的框圖；圖10是表示本發明的高頻電路中的低通濾波器電路的等效電路的圖；圖11是表示本發明的高頻電路中的陷波濾波器電路的等效電路的圖；圖12是表示本發明的高頻電路中的衰減器電路的等效電路圖；圖13是表示本發明的另一實施例的高頻電路的框圖；圖14是表示本發明的又一實施例的高頻電路的框圖；
圖15是表示在本發明的高頻電路中使用的平衡-不平衡電路的等效電路的一例的圖；圖16是表示在本發明的高頻電路中使用的平衡-不平衡電路的等效電路的又一例的圖；圖17是表示本發明的高頻電路中使用的功率放大器電路的等效電路的一例的圖；圖18是表示本發明的高頻電路中使用的功率放大器電路的等效電路的一例的圖；圖19是表示本發明的高頻電路中使用的功率放大器電路的等效電路的一例的圖；圖20是表示本發明的又一實施例的高頻電路的框圖；圖21是表示本發明的高頻電路中使用的DPDT開關的等效電路的一例的圖；圖22是表示本發明的高頻電路中使用的DPDT開關的等效電路的另一例的圖；圖23是表示本發明的高頻電路中使用的DPDT開關的等效電路的又一例的圖；圖24是表示本發明的高頻電路中使用的DPDT開關的等效電路的又一例的圖；圖25是表示本發明的又一實施例的高頻電路的等效電路的圖；圖26是表示本發明的又一實施例的高頻電路的等效電路的圖；圖27是表示本發明的一實施例的高頻部件的外觀的立體圖；圖28是構成本發明的一實施例的高頻部件的層疊基板的仰視圖；圖29是表示構成本發明的一實施例的高頻部件的層疊基板內部的層疊圖案的圖；圖30是表示構成本發明的一實施例的高頻部件的層疊基板的圖案配置的示意圖；圖31是表示本發明的一實施例的多波段通信裝置的框圖；圖32是表示特開2003-169008號的多波段通信裝置的框圖。
具體實施例方式
圖1表示本發明的一實施例的多波段通信裝置的電路。以IEEE802.11b為第一通信系統、IEEE802.11a為第二通信系統的情況為例來具體說明本實施例的電路。如上所述，由於IEEE802.11g使用與IEEE802.11b相同的頻帶，所以，處理IEEE802.11b的高頻信號的電路部還可用於IEEE802.11g。在一同處理IEEE802.11b和IEEE802.11g的情況下，由於調製方式不同，所以需要與各自對應的收發部。
該多波段通信裝置具有可在2.4GHz頻帶和5GHz頻帶進行收發的兩個多波段天線ANT1、ANT2；連接兩個多波段天線ANT1、ANT2，並切換與發送電路和接收電路的連接的開關電路1；連接到開關電路1的第一發送用輸入P1的2.4GHz頻帶的功率放大器電路2；連接到開關電路1的第二發送用輸入P2的5GHz頻帶的功率放大器電路3；連接到功率放大器電路2、3的輸出側的檢波電路8；和連接於兩個多波段天線端子ANT1、ANT2與RFIC電路9之間的帶通濾波器電路4～7。各輸入輸出端與希望的IEEE802.11a的收發部以及IEEE802.11b的收發部(RFIC)9相連。
帶通濾波器電路並非限定於連接在圖1所示的位置，例如也可在功率放大器電路2與開關電路1之間、或開關電路1與天線端子之間連接帶通濾波器電路。圖5表示帶通濾波器4～7的等效電路的一例。該帶通濾波器電路由兩個電感元件Lpg1、Lpg2、電容器Cpg1、Cpg2、Cpg3、Cpg4、Cpg5、Cpg6、Cpg7構成。
圖2表示開關電路1的一例的等效電路。該開關電路由DPDT(雙刀雙擲)的高頻開關10和兩個分波電路13、14構成，高頻開關10切換第一和第二多波段天線ANT1、ANT2與第一和第二分波電路13、14的連接。
第一分波電路13由使2.4GHz頻帶(IEEE802.11b)的高頻信號通過但使5GHz頻帶(IEEE802.11a)的高頻信號衰減的濾波器電路、和使5GHz頻帶(IEEE802.11a)的高頻信號通過但使2.4GHz頻帶(IEEE802.11b)的發送信號衰減的濾波器電路的組合構成。因此，從IEEE802.11b的發送電路向第一分波電路13的埠P1輸入的2.4GHz頻帶的高頻信號，出現在第一分波電路13的埠P5但不出現在埠P2，從IEEE802.11a的發送電路向第一分波電路13的埠P2輸入的5GHz頻帶的高頻信號，出現在第一分波電路13的埠P5但不出現在埠P1。將出現在埠P5的高頻信號輸入到高頻開關10，通過天線端子ANT1或ANT2輸出。
第二分波電路14由使2.4GHz頻帶(IEEE802.11b)的高頻信號通過但使5GHz頻帶(IEEE802.11a)的高頻信號衰減的濾波器電路、和使5GHz頻帶(IEEE802.11a)的高頻信號通過但使2.4GHz頻帶(IEEE802.11b)的發送信號衰減的濾波器電路的組合構成。因此，從天線ANT1或ANT2入射而在高頻開關10的埠P6出現的高頻信號中的2.4GHz頻帶的高頻信號，出現在第二分波電路14的埠P3但不出現在埠P4，另外，5GHz頻帶的高頻信號出現在第二分波電路14的第埠P4但不出現在埠P3。
高頻開關並不限於DPDT開關10。另外，在兩個以上的天線無法充分分離地配置等的安裝面積受限的小型通信設備(例如行動電話)的情況下，也可將一根天線連接到開關電路1。在該情況下，如圖3所示，將SPDT(單刀雙擲)的高頻開關電路11連接到一根天線，或如圖4所示，將SP3T的高頻開關12連接到一根天線，而可對應於與IEEE802.11b和IEEE802.11a之外的例如Bluetooth(2.4GHz頻帶)的收發端子BLT-TR的切換。這樣，根據對應的通信系統、天線根數等，高頻開關的種類可以適當變更。
分波電路13、14可通過適當組合由電感元件和電容元件構成的低通濾波器電路、高通濾波器電路和陷波濾波器電路而構成。圖6表示分波電路14的一例。例如，分波電路14由連接在P6與P3之間的低通濾波器電路、和連接在P6與P4之間的高通濾波器電路構成，設定為電感元件Lf2和電容元件Cf2在5GHz頻帶串聯諧振、電感元件Lf3和電容元件Cf4在2.4GHz頻帶諧振。由此，可以將2.4GHz頻帶和5GHz頻帶的信號分別分波到P3、P4。與此相同的電路也可適用於分波電路13。
圖7表示分波電路的另一例。圖7的例子中，分波電路14中的低通濾波器僅由傳送線路Lf1構成，但是分波電路14的結構可根據與其相連的帶通濾波器6的電路結構的關係來確定。例如，通過調整傳送線路Lf1的長度，使得從分波電路14的公共端子P6觀察P3側的阻抗在5GHz頻帶大致開路，從而分波電路14可以發揮與低通濾波器相同的功能。由此，可實現分波電路14的插入損耗的降低和小型化及低成本化。對分波電路13也可採用相同的電路構成。
圖8表示檢波電路的一例。檢波電路8以與功率放大器電路的輸出端相連的耦合電路15、檢波用二極體17、以及電容C2與電阻R2構成的平滑電路18作為主要結構，監視第一和第二功率放大器電路的輸出功率，輸出到檢波電壓端子Vdet。耦合電路15和檢波二極體17也可內置在功率放大器MMIC中，但優選在天線端子的附近設置耦合電路15。耦合電路15可以是電容耦合，但希望是方向性耦合電路。由此，在功率放大器的輸出匹配條件(主要是天線的阻抗)變化的情況下，可以減少檢波電壓的變動，還可以減小天線的反射波的影響，所以可以更高精度地監視輸出功率。
在耦合電路15與檢波二極體17之間，優選設置降低由檢波用二極體17產生的高次諧波失真的電路16。高次諧波降低電路16的優選的電路結構是圖10(a)～(c)所示的低通濾波器、圖11(a)和(b)所示的陷波濾波器、或圖12(a)和(b)所示的衰減器等。由於高次諧波降低電路16連接在耦合電路15與檢波二極體17之間，所以幾乎不會發生收發信號通過的主路徑的傳送損耗的劣化，可實現通信的高質量化和低耗電化。
檢波電路8如圖9所示，優選配置在例如分波電路13的公共端子P7與高頻開關11的輸出端P5之間、或如虛線所示配置在天線端子ANT1與高頻開關11之間。通過圖9所示的檢波電路8的配置，不需要對第一和第二功率放大器電路2、3分別設置耦合電路、檢波二極體和檢波電壓端子等，可實現小型化和低成本化。
優選在功率放大器電路2、3與天線之間設置低通濾波器電路。如圖13所示，若在功率放大器電路3與分波電路13之間、高頻開關電路10與檢波電路8之間、或天線端子ANT1、ANT2與高頻開關電路10之間這些位置的任一處配置低通濾波器電路19，則功率放大器電路2、3或檢波電路8產生的高次諧波失真降低，而且從天線端子放射的高次諧波降低為可實用等級。圖13中，低通濾波器電路19用點花紋來加以強調，且為了方便在所有位置進行了表示，當然低通濾波器電路19無需設置於所有位置，至少設置在一個位置即可。
在分波電路13具有低通濾波器電路的功能的情況下，無需在功率放大器電路2與分波電路13之間配置低通濾波器電路。圖10表示低通濾波器電路19的等效電路的一例。為了降低特定頻率的高次諧波失真，也可代替低通濾波器電路而使用圖11所示的陷波濾波器電路。
如圖14所示，第一發送輸入端子11bg-T、第二發送輸入端子11a-T、第一接收輸出端子11bg-R或第二接收輸出端子11a-R上，可以連接平衡-不平衡電路20、21、22或23。各平衡-不平衡轉換電路20、21、22或23由電感元件和電容元件構成，可以具有阻抗變換功能。帶通濾波器電路和平衡-不平衡轉換電路也可由不平衡輸入-平衡輸出型的SAW濾波器構成。圖15表示平衡-不平衡電路20、21、22或23的等效電路的一例。平衡-不平衡電路由電感元件L1a、L1b、L2、L3構成。另外，圖14中，為了方便，在所有位置表示了平衡-不平衡電路20～23，但至少有一個平衡-不平衡電路即可。另外，低通濾波器電路19也與圖13相同表示在所有位置，但至少有一個即可。
圖16表示圖15所示的平衡-不平衡電路20、21、22或23的優選的一例的等效電路。圖16的電路除圖15所示的電路元件之外，在電感元件L2與電感元件L3之間具有DC饋送(feed)端子Vdd。在DC饋送端子Vdd與接地之間連接有電容器C3。通過電容C3可調整輸入到平衡端Out1、Out2的高頻信號的相位差。不平衡端In連接在帶通濾波器電路6、7或功率放大器電路的輸入側，而且平衡端Out1、Out2連接在RFIC的發送側輸出部。
若從DC饋送端子Vdd施加直流電壓，則在電感元件L2和L3中沿相反方向流動大致相同大小的電流，從各平衡端Out1、Out2輸出大致相同大小的電流。若從DC饋送端子Vdd施加直流電壓，則由於向RFIC的發送輸出部的兩個平衡端子施加大致相等的直流電壓，所以無需另外設置軛流線圈。通過該平衡-不平衡電路，不需要以往為了供給電壓所需要的多個分立部件，可使高頻電路小型輕量化。
圖17表示圖14的第一功率放大器電路2的等效電路的一例。功率放大器電路2由輸入匹配電路81、輸出匹配電路85、集電極電源電路83、基極電源電路84、電晶體電路86、87、以及具有形成為一體的匹配電路和偏壓控制電路的半導體MMIC晶片82構成。輸入端8a連接到帶通濾波器4，輸出端8b連接到分波電路13的埠P1。通過Vc1端子施加的電壓經軛流線圈bv11、bv12、bv14和bv15和噪聲抑制電容器C10、C30、C6、C9而施加到電晶體的集電極。通過Vb1端子施加的電壓經傳送線路bv13、bv13a、bv13b和噪聲抑制電容器C4、C5而施加到偏壓控制電路。將由偏壓控制電路變換後的電壓施加到電晶體的基極，從輸入端8a輸入的高頻信號被放大後從輸出端8b輸出。
圖18表示圖14的第二功率放大器電路3的等效電路的一例。功率放大器電路3由輸入匹配電路91、輸出匹配電路95、集電極電源電路93、基極電源電路94、以及半導體MMIC晶片92構成，該半導體MMIC晶片92具有形成為一體的電晶體電路、匹配電路和偏壓控制電路。輸入端9a連接到帶通濾波器5，輸出端8b連接到分波電路13的埠P2。通過Vc2端子施加的電壓經軛流線圈L4、av11、av13、av14、av15、av17、av18和噪聲抑制電容器C24、C40、C19、C17、avc1、avc2、avc3而施加到電晶體的集電極。通過Vb2端子施加的電壓經傳送線路avp7、av19、av110和噪聲抑制電容器C15、C20而施加到偏壓控制電路。通過偏壓控制電路變換後的電壓施加到電晶體的基極，從輸入端9a輸入的高頻信號被放大後從輸出端9b輸出。
圖19表示圖14的第一功率放大器電路2的等效電路的另一例。該等效電路與圖17不同，在電晶體86的集電極與電晶體87的基極之間設置有帶通濾波器4』。帶通濾波器4』如下所述，大幅降低了由熱噪聲引起的噪聲。一般而言，從RFIC輸入的噪聲和由功率放大器電路本身的熱噪聲所引起的噪聲包含在功率放大器電路2的輸出信號中。前者的噪聲可通過將帶通濾波器4連接到功率放大器電路2的輸入側來降低，但後者的噪聲無法通過輸入側的帶通濾波器來去除。若在輸出側連接帶通濾波器，則可以去除由熱噪聲引起的噪聲，但是輸出級的插入損耗增大。因此，如圖19所示，若在最後一級的電晶體的基極與其前一級的發射極之間設置帶通濾波器4』，則可以大幅降低由熱噪聲引起的噪聲而輸出級幾乎沒有損耗。圖19所示的帶通濾波器4』以一端被接地的2條以上的傳送線路諧振器為主要結構，但也可具有表面彈性波濾波器和FBAR濾波器等。
在本發明的另一實施例中，如圖20所示，在第一接收端子11bg-R或第二接收端子11a-R上設置了低噪聲放大器電路24、25。低噪聲放大器電路24、25具有放大由天線檢測到的微弱的接收信號並使接收靈敏度提高的功能。為了提高接收靈敏度，一般使用噪聲指數小的低噪聲放大器，但減小低噪聲放大器的輸入側的損耗也有效果。若將低噪聲放大器電路集成到高頻電路，則可使低噪聲放大器的輸入側的周長最短，所以與在外部設置低噪聲放大器的情況相比，可以進一步提高接收靈敏度。另外，與圖13相同，可添加的低通濾波器電路19在圖20中用點花紋來強調而在所有位置表示，但當然至少添加一個低通濾波器電路即可。
優選在低噪聲放大器電路24、25與天線端子ANT1、ANT2之間配置低通濾波器電路26。低通濾波器電路26具有降低從低噪聲放大器電路24、25產生的高次諧波失真的功能。具體而言，在發送動作時，將從第一或第二功率放大器電路2、3輸出的大功率信號的一部分經高頻開關電路10而輸入到低噪聲放大器24、25，存在從關斷動作的低噪聲放大器24、25產生的高次諧波變為反射波而從天線放射的問題。為了解決該問題，在低噪聲放大器電路24、25與天線端子ANT1、ANT2之間設置低通濾波器電路26是有效的。可添加的低通濾波器電路26在圖20中以點花紋來強調而在所有位置表示，但當然至少添加一個低通濾波器電路即可。另外，為了降低特定頻率的高次諧波失真，也可代替低通濾波器電路，而使用圖11所示的陷波濾波器電路、帶通濾波器電路等。
圖21～24表示高頻開關電路(DPDT1)10的等效電路的例子。這些高頻開關電路以場效應電晶體FET和二極體等的開關元件為主要結構，具備適當的電感元件和電容元件。
在圖2的DPDT開關電路10中使用了圖21的開關電路的情況下的分集接收動作如下所述。在該開關電路10中，將通過開關電路控制部控制的電壓提供給控制端子V1、V2，如表1所示，進行各埠之間的連接和切斷。
進行分集接收時，在開始通信之前進行頻率掃描，搜索可接收的頻率信道。在進行掃描動作時，例如按照表1的連接模式1那樣，通過開關電路控制部來控制高頻開關電路10。這時，連接第一多波段天線ANT1和接收電路側的分波電路14，並將2個通信系統的接收電路連接到一個多波段天線上。接著，在5GHz頻帶掃描IEEE802.11a接收電路部，並且在2.4GHz頻帶掃描802.11b收發部，從而檢測出可接收的所有信道。
接著，按照連接模式2那樣，通過開關電路控制部來控制高頻開關電路10。這時，連接第二多波段天線ANT2和接收電路側的分波電路14。接著，在5GHz頻帶掃描IEEE802.11a接收電路部，並且在2.4GHz頻帶掃描802.11b收發部，從而檢測出可接收的所有信道。
根據頻率掃描的結果，比較第一和第二雙波段天線ANT1、ANT2所接收的接收信號的振幅，選擇激活的通信系統，並且選擇與該通信系統的收發電路相連的天線。根據本發明，即使產生了衰落等的幹擾，也可選擇最優選的通信系統來進行分集接收。
與上述方法不同，當然還可按照如下方式進行分集接收連接第二多波段天線ANT2與接收電路側的分波電路14，在5GHz頻帶和2.4GHz頻帶進行掃描而檢測出可接收的所有信道，從所得的信號的振幅比較中選擇出一個通信系統，並激活其收發電路部，接著，將與激活後的收發電路部相連的多波段天線變更為第一多波段天線ANT1，不改變接收信道地進行接收，比較兩個天線的接收信號，將可進行更好的接收的天線選擇為激活的天線，由此進行分集接收。
圖25表示本發明的一實施例的高頻電路。該電路具有高頻開關10；與2.4GHz頻帶的功率放大器電路2的輸出側相連的帶通濾波器電路4；分別與5GHz頻帶的功率放大器電路3的輸入側和輸出側相連的帶通濾波器電路5和低通濾波器電路19；與2.4GHz頻帶的接收路徑相連的帶通濾波器電路6和接收側的分波電路14；與5GHz頻帶的接收路徑相連的低通濾波器電路26；連接在發送側的分波電路13與高頻開關10之間的檢波電路8；分別連接到2.4GHz頻帶的發送輸入端子11bg-T、5GHz頻帶的發送輸入端子11a-T、2.4GHz頻帶的接收輸出端子11bg-R和5GHz頻帶的接收輸出端子11a-R的平衡-不平衡轉換電路20、21、22、23。檢波電路8具有由傳送線路lc1和lc2構成的方向性耦合電路；和設置在傳送線路lc2與檢波二極體Ds之間的、匹配調整用的傳送線路lc3以及具有作為衰減器的功能的電阻Rc2。連接在平衡-不平衡轉換電路20～23的不平衡輸入側的傳送線路Lpb1、Lpb2、Lpa1、Lpa2，取得與帶通濾波器電路5、6和功率放大器電路2及低通濾波器電路26的匹配，來降低通過頻帶的插入損耗。可以從設置在發送輸入側的平衡-不平衡轉換電路20、21的DC饋送端子Dca、DCb向11bg-T+端子和11bg-T-端子、或11a-T+端子和11a-T-端子同時施加直流電壓。
圖26表示本發明的另一實施例的高頻電路。與圖25的高頻電路不同之處在於(1)在5GHz頻帶的接收輸出端子11a-R與低通濾波器電路26之間連接有5GHz頻帶的低噪聲放大器電路27；(2)在天線端子ANT1和ANT2與高頻開關電路10之間，連接有由電感元件ls1和電容元件cs1構成的陷波電路28、和由電感元件ls2和電容元件cs2構成的陷波電路29；(3)帶通濾波器電路4連接在2.4GHz頻帶的功率放大器電路2的輸入側；(4)省略了平衡-不平衡轉換電路20、21、22、23。根據該電路結構，通過由低噪聲放大器電路27放大由天線檢測到的微弱的接收信號，可以提高接收靈敏度。為了降低在功率放大器電路、檢波電路、低噪聲放大器等中產生的高次諧波失真，配置了陷波濾波器電路28、29。
圖27表示在層疊體基板100上構成的本發明的多波段高頻部件的外觀，圖28表示層疊體基板100的底面，圖29表示層疊體基板100(具有圖26的等效電路)的各層的電極結構。該高頻部件由高頻開關電路10、發送側的分波電路13、接收側的分波電路14、低通濾波器電路19、26、功率放大器電路2、3、帶通濾波器電路4、5、6、低噪聲放大器電路27和檢波電路8構成。
層疊體基板100可以如下來製造在例如由可在1000℃以下的低溫下進行燒結的陶瓷電介質LTCC(Low-Temperature-Cofired Ceramics)所構成的厚度為10～200μm的印刷電路基板上，印刷低電阻率的Ag或Cu等的傳導膏來形成電極圖案，並將具有電極圖案的多個印刷電路基板層疊為一體並進行燒結。
作為陶瓷電介質例如優選以Al、Si和Sr為主要成分而以Ti、Bi、Cu、Mn、Na和K為次要成分的材料；以Al、Si和Sr為主要成分而以Ca、Pb、Na和K為次要成分的材料；包含Al、Mg、Si和Gd的材料；包含Al、Si、Zr和Mg的材料。陶瓷電介質的介電常數是5～15左右。除陶瓷電介質之外，還可使用樹脂或樹脂與陶瓷電介質粉末的混合物。另外，也可在由以Al2O3為主體的陶瓷電介質構成的印刷電路基板上，利用HTCC(高溫同時煅燒陶瓷)技術來形成由鎢或鉬等的可在高溫下進行燒結的金屬所構成的傳送線路等。
如圖29所示，層疊體基板100由16層薄片構成。在最上層的薄片1的上面，形成有搭載未內置於層疊基板100內的晶片部件用的多個岸面電極。如圖27所示，在岸面電極上安裝有高頻開關電路10；低噪聲放大器27；第一功率放大器電路2的、內置了功率放大電路和偏壓控制電路的MMIC電路82；第二功率放大器電路3的、內置了功率放大電路和偏壓控制電路的MMIC電路92；構成檢波電路8的一部分的肖特基二極體Ds；晶片電阻Rs、Rc1、Rc2；晶片電容器Cs；構成第一高頻功率放大器8的晶片電容器C1、C3、C4、C5、C6、C9、C30；構成第二高頻功率放大器9的電路的晶片電容器C14、C15、C17、C19、C20、C40；晶片電感L4和晶片電阻R2；與晶片電路的DC截斷電容器Ca、Cb、低噪聲放大器的電源相連的晶片電阻RL；和電容器CL。薄片1上的傳送線路avp7位於第二高頻功率放大器9的、功率放大電路9與接地之間。岸面電極經由過孔與形成在層疊基板100內的連接線路和電路元件相連。
圖29表示層疊體基板100內的電極圖案結構。印刷電路基板2～16上形成經由過孔(圖中用黑圓點表示)連接的線電極、電容器用電極和接地電極。在最下層的印刷電路基板16上形成接地電極GND，在其背面，如圖28所示，形成有安裝到電路基板上用的端子電極。在裝載功率放大器電路MMIC的晶片82、92的區域，為了從上面到背面提高散熱性，設置有熱通路。另外，為了抑制不需要的噪聲輻射，而在薄片2、4、14和16上形成有大的接地電極GND。
對在各薄片上形成的傳送線路和電容器用的電極圖案標註與圖17、18和22中所用的相同的符號，並省略詳細的說明。在層疊基板100上構成三維構成的各電路的電極圖案為了防止相互的電磁幹擾而配置為通過接地電極GND和與其相連的過孔來分離各電路，或在層疊方向上不重疊。
圖30示意地表示各功能塊的平面配置。帶通濾波器電路4、5、6配置在與其他電路塊的幹擾最少的層疊體基板100的端部。若功率放大器電路的輸入匹配電路81、91、集電極電源電路83、93和輸出匹配電路85、95之間的隔離不充分，則有產生高頻功率放大器的誤動作和振蕩的危險，所以為了充分確保這些電路塊之間的隔離，三維配置由接地電極和通孔電極等形成的屏蔽30(用陰影來表示)。另外，還適當配置圖29所示的薄片2、4、6、8、14、16上的平面的接地電極GND和與接地電極GND相連的過孔。
如圖28所示，在層疊體基板100的背面，形成有大的接地電極GND和對其進行包圍的小的接地電極GND。另外，在層疊體基板100的裡面的四周配置有天線埠ANT1、ANT2；2.4GHz頻帶的無線LAN的發送埠11bg-T和接收埠11bg-R；5GHz頻帶的無線LAN的發送埠11a-T和接收埠11a-R；接地埠GND；第一和第二高頻開關電路的控制埠V1、V2；功率放大器電路用的電源埠Vc1、Vb2、Vc2、Vb2；和低噪聲放大器用的電源埠Vd和檢波電路的輸出電壓埠Vdet。圖28中的各端子電極的顯示與圖26中的顯示相同。圖示的例子中，端子電極是LGA(Land Grid Array)，但是也可以是BGA(Ball Grid Array)。
安裝於岸面電極的開關電路10、功率放大器電路82、92和低噪聲放大器27也可在無遮蓋(bare)的狀態下安裝到層疊基板，通過樹脂或管來密封。這樣，若將帶通濾波器電路、分波電路、低通濾波器、檢波電路和功率放大器的輸入輸出匹配電路和電源電路等集成到層疊基板上而構成，則可實現高頻電路模塊的小型化。當然還可將構成收發電路部的RF-IC和基帶IC複合到層疊基板。
圖31是表示本發明的多波段通信裝置的框圖。將高頻部件1的收發端子11bg-T、11a-T、11bg-R和11a-R分別連接到RFIC9。另外，RFIC9與基帶IC32連接，進一步，基帶IC32經接口與通信設備主體33進行通信。在發送數據時，從通信設備主體33發送來的數據由基帶IC32變換為IQ信號，並通過RFIC9調製為高頻信號，進而輸入到高頻部件1的發送端子11bg-T或11a-T。通過功率放大器放大後的高頻信號從天線ANT1或ANT2放射。另一方面，在接收數據時，從天線ANT1或ANT2輸入的高頻信號經高頻部件1的接收端子11bg-R或11a-R，輸入到RFIC9，而解調為IQ信號。IQ信號在通過基帶IC32變換為數據後，發送到通信裝置主體33。高頻部件電路1經控制端子V1、V2、Vb1、Vb2而由基帶IC32來加以控制。功率放大器的輸出電平可以以檢波電壓端子Vdet的值為基準，通過基帶IC32來調整RFIC9的輸出功率，從而加以控制。天線的選擇和IEEE802.11a、IEEE802.11b和IEEE802.11g的調製方式的選擇，優選通過由基帶IC32來判斷接收靈敏度、通信信道的空閒情況等，從而設定為在最佳的條件下通信。
權利要求
1.一種高頻電路，用於選擇性使用第一和第二頻帶來進行無線通信的雙波段無線裝置，其中包括天線端子，其與可在所述第一和第二頻帶進行收發的天線相連；第一發送端子，其被輸入所述第一頻帶的發送信號；第二發送端子，其被輸入所述第二頻帶的發送信號；第一接收端子，其被輸出所述第一頻帶的接收信號；第二接收端子，其被輸出所述第二頻帶的接收信號；開關電路，其對所述天線端子、與所述第一和第二發送端子或與所述第一和第二接收端子的連接進行切換；第一功率放大器電路，其設置在所述開關電路與所述第一發送端子之間；第二功率放大器電路，其設置在所述開關電路與所述第二發送端子之間；帶通濾波器電路，其設置在所述天線端子、與在所述第一及第二發送端子和接收端子中的至少一個之間；和檢波電路，其具有監視所述第一和第二功率放大器電路的輸出功率的檢波電壓端子。
2.根據權利要求1所述的高頻電路，其特徵在於，所述開關電路包括設置在發送端子側的第一分波電路(使來自所述第一和第二發送端子中的一方的高頻信號通到天線端子側，但不通到另一方發送端子)；和設置在接收端子側的第二分波電路(將從所述天線端子輸入的所接收的高頻信號分波到所述第一或第二接收端子)。
3.根據權利要求2所述的高頻電路，其特徵在於，所述第一或第二分波電路具有低頻側濾波器電路和高頻側濾波器電路，所述低頻側濾波器電路由與分波電路的公共端子相連的相位線路、和與所述相位線路相連的帶通濾波器電路構成。
4.根據權利要求1～3的任一項所述的高頻電路，其特徵在於，所述檢波電路，具有與所述第一和第二功率放大器電路的輸出路徑相連的耦合電路；和與所述耦合電路的耦合端子相連的檢波用二級管，通過所述耦合電路將高頻信號導出，用所述檢波用二極體對高頻功率進行檢波，將檢波電壓輸出到所述檢波電壓端子。
5.根據權利要求4所述的高頻電路，其特徵在於，所述耦合電路與所述第一分波電路的公共端子或天線端子相連。
6.根據權利要求4或5所述的高頻電路，其特徵在於，在所述耦合電路的耦合端子與檢波用二極體之間，設置有高次諧波降低電路。
7.根據權利要求6所述的高頻電路，其特徵在於，所述高次諧波降低電路是低通濾波器電路、陷波濾波器電路或衰減器電路。
8.根據權利要求1～7的任一項所述的高頻電路，其特徵在於，在所述功率放大器電路與所述天線端子之間，設置有低通濾波器電路或陷波濾波器電路。
9.根據權利要求1～8的任一項所述的高頻電路，其特徵在於，在所述第一和第二發送端子中的至少一方，連接有平衡—不平衡轉換電路。
10.根據權利要求1～9的任一項所述的高頻電路，其特徵在於，在所述第一和第二接收端子中的至少一方，連接有平衡—不平衡轉換電路。
11.根據權利要求9或10所述的高頻電路，其特徵在於，在所述平衡—不平衡轉換電路的不平衡輸入側，設置有匹配電路。
12.根據權利要求9～11的任一項所述的高頻電路，其特徵在於，在所述平衡—不平衡轉換電路，設置有DC饋送端子。
13.根據權利要求1～12的任一項所述的高頻電路，其特徵在於，在所述第一和第二接收端子中的至少一方，設置有低噪聲放大器電路。
14.根據權利要求13所述的高頻電路，其特徵在於，在所述低噪聲放大器電路與所述天線端子之間，設置有低通濾波器電路或陷波濾波器電路。
15.根據權利要求1～14的任一項所述的高頻電路，其特徵在於，所述第一或第二功率放大器電路是具有兩級以上的放大電晶體的放大器，在所述放大器的最後一級的電晶體的輸入側與其前一級的電晶體的輸出側之間，設置有帶通濾波器電路。
16.根據權利要求15所述的高頻電路，其特徵在於，所述帶通濾波器，以一端被接地的兩條以上傳送線路諧振器作為主要結構。
17.一種高頻部件，具有權利要求1～16的任一項所述的高頻電路，該高頻部件包括在由陶瓷電介質構成的多個層上形成由導電膏構成的電極圖案並層疊一體化而成的層疊體；和搭載於所述層疊體表面的元件，所述高頻電路中的電感元件和電容元件中的至少一部分由所述電極圖案構成，構成所述開關電路、所述功率放大器電路和所述低噪聲放大器電路的至少一個半導體元件搭載於所述層疊基板的表面。
18.一種多波段通信裝置，使用了權利要求1～16的任一項所述的高頻電路，該多波段通信裝置包括收發部，其解調各通信系統中的發送數據和接收數據；和電路控制部，其進行所述開關電路、功率放大器電路和所述低噪聲放大器電路的控制。
19.一種多波段通信裝置，使用了權利要求17所述的高頻部件，該多波段通信裝置包括收發部，其解調各通信系統中的發送數據和接收數據；和電路控制部，其進行所述開關電路、功率放大器電路和所述低噪聲放大器電路的控制。
全文摘要
本發明提供一種高頻電路，具有天線端子和適當切換連接4個輸入輸出的開關電路，第一接收用輸出經濾波器電路與第一通信系統的接收電路相連，第二接收用輸出經濾波器電路與第二通信系統的接收電路相連，第一發送用輸入經功率放大器電路與第一通信系統的發送電路相連，第二發送用輸入經功率放大器電路與第二通信系統的發送電路相連，在天線與發送用輸入或接收用輸出之間的任一個以上路徑上具有帶通濾波器電路，該高頻電路還包括具有監視功率放大器電路的輸出功率的檢波電壓端子的檢波電路。
文檔編號H04B1/44GK1977467SQ20058002144
公開日2007年6月6日 申請日期2005年6月29日 優先權日2004年6月30日
發明者深町啟介, 釰持茂, 萩原和弘, 山下貴弘, 內田昌幸 申請人:日立金屬株式會社