具有副邊繞組整流功能的抽頭式平衡電抗器的製作方法

2023-06-04 19:37:52

本發明涉及具有副邊繞組整流功能的抽頭式平衡電抗器。屬於電力電子技術領域。

背景技術：

在變頻調速、電解、電鍍、航空航天等工業應用中，經常需要低電壓大電流的可調直流電源。採用帶平衡電抗器的大功率整流裝置可以減少整流器件的數量、減小電路損耗，提高效率。然而，由於整流器自身的非線性，會產生大量的電流諧波，汙染電網。增加整流器的脈波數可進一步降低輸入電流諧波含量和輸出電壓脈動係數。目前有三種方法可以增加整流器的脈波數，第一種是通過增加移相變壓器或移相繞組的個數，對整流電路進行移相多重聯結，以增加整流器的脈波數，但是該方法增加了整流裝置的複雜程度，降低了變壓器材料的利用率，不利於變壓器的加工製造。第二種是增加平衡電抗器的抽頭個數，利用抽頭上整流元件的換流作用，實現整流器脈波數的增加。該方法會引起整流橋元件換相重疊現象，導致輸入電壓陷波。抽頭數也不易過多，當達到一定值後，繼續增加抽頭數量不僅不能明顯降低輸入電流的THD值，還會增加控制系統的複雜性，此外，由於抽頭上的整流元件與負載串聯，增加了整流系統的能量損耗。第三種方法是利用帶中心抽頭的平衡電抗器和副邊輔助電路組成的直流側脈波倍增電路，該方法具有一定的局限性，當輸出電流較小時，平衡電抗器的勵磁電流起不到作用，無法實現平衡電抗器的功能，因此負載適應範圍較小。

技術實現要素：

本發明是為了解決現有的增加整流器的脈波數的方法，不但增加了整流裝置的複雜程度，還增加了電流諧波、輸出電壓紋波和系統損耗，並且現有的增加整流器的脈波數的方法具有一定的局限性，負載適應範圍小的問題。現提供具有副邊繞組整流功能的抽頭式平衡電抗器。

具有副邊繞組整流功能的抽頭式平衡電抗器，它包括平衡電抗器、單相全波整流電路、二極體D11和二極體D12，

平衡電抗器的原邊線圈帶有兩個抽頭，兩個抽頭點分別為M點和N點，且該兩個抽頭以原邊線圈的中心為對稱中心對稱設置，平衡電抗器的副邊線圈帶有中心抽頭，

電網的三相電壓輸入端，經過移相變壓器後連接一號整流模塊的交流輸入端和二號整流模塊的交流輸入端，

平衡電抗器1的原邊線圈一端與一號整流模塊的正極端A點相連，平衡電抗器的原邊線圈另一端與二號整流模塊的正極端B點相連，

平衡電抗器的原邊線圈上的一個抽頭點M點連接二極體D11的陽極，平衡電抗器的原邊線圈上的另一個抽頭點N點連接二極體D12的陽極，

二極體D11的陰極同時連接D12的陰極、負載的正極端P點和單相全波整流電路的輸出端，

負載的負極端N點同時連接平衡電抗器的副邊線圈的中心抽頭、一號整流模塊的陰極端和二號整流模塊的陰極端，

平衡電抗器副邊線圈輸出端與單相全波整流電路相連。

具有副邊繞組整流功能的抽頭式平衡電抗器，它包括平衡電抗器、單相全波整流電路、二極體D11和二極體D12，

平衡電抗器的原邊線圈帶有兩個抽頭，兩個抽頭點分別為M點和N點，且該兩個抽頭以原邊線圈的中心為對稱中心對稱設置，

電網的三相電壓輸入端，經過移相變壓器後連接一號整流模塊的交流輸入端和二號整流模塊的交流輸入端，

平衡電抗器的原邊線圈一端與一號整流模塊的正極端A點相連，平衡電抗器的原邊線圈另一端與二號整流模塊的正極端B點相連，

平衡電抗器的原邊線圈上的一個抽頭點M點連接二極體D11的陽極，平衡電抗器的原邊線圈上的另一個抽頭點N點連接二極體D12的陽極，

二極體D11的陰極同時連接D12的陰極、負載的正極端P點和單相全波整流電路的正輸出端，

負載5的負極端N點同時連接和單相全波整流電路的負輸出端、一號整流模塊的陰極端和二號整流模塊的陰極端，

平衡電抗器副邊線圈輸出端與單相全波整流電路相連。

本發明的有益效果為：

本發明具有副邊繞組全波整流功能的抽頭式平衡電抗器可以採用如下兩種電路結構：

一種電路為：原邊兩抽頭和帶中心抽頭副邊的平衡電抗器和單相全波整流電路，具體參見圖1。另一種電路為：原邊兩抽頭和帶副邊的平衡電抗器和單相全橋整流電路，具體參見圖6。

如圖1所示，通過適當選取原邊兩抽頭和帶中心抽頭副邊的平衡電抗器的抽頭位置，可以增加一號整流模塊和二號整流模塊輸出電流階梯數；當原邊兩抽頭和帶中心抽頭副邊的平衡電抗器原副邊匝比滿足一定條件時，單相全波整流電路工作，其導通時間為輸入電壓周期的三分之一，此時可以實現整流器輸出脈波數的增加，同時能夠降低二極體整流器的輸入電流諧波和輸出電壓紋波。

如圖6所示，通過適當選取平衡電抗器的原邊兩抽頭和帶中心抽頭副邊的抽頭位置，可以增加一號整流模塊和二號整流模塊輸出電流階梯數；當原邊兩抽頭和帶中心抽頭副邊的平衡電抗器原副邊匝比滿足一定條件時，單相全橋整流電路工作，其導通時間為輸入電壓周期的三分之一，此時可以實現整流器輸出脈波數的增加，同時能夠降低二極體整流器的輸入電流諧波和輸出電壓紋波。

本發明與現有技術相比的優點表現在：

1、現有技術中通過增加移相變壓器輸出相數來獲得高整流脈波數，這會使得移相變壓器結構複雜，增加其製造難度，同時隨著移相變壓器繞組數增多，可能會使系統對稱性變差，導致輸入電流存在低次諧波。

而引入原邊帶抽頭和副邊帶單相全橋整流電路式的平衡電抗器能夠在直流側改進從而增加系統脈波數。

2、現有技術中採用原邊抽頭變換器，通過增加抽頭數來增加整流脈波數，這會使得抽頭變換器結構複雜，增加其製造難度，當抽頭數大於兩個時需要使用可控型開關器件，這會增加電路的控制難度，系統的可靠性也隨之降低。

而在實現相同系統脈波數的前提下，本發明中平衡電抗器原邊採用兩抽頭結構，只使用二極體D11和二極體D12，不需要控制電路，結構更為簡單。

3、現有技術中開關管放置平衡電抗器原邊抽頭處，串聯在負載迴路中，開關損耗大。

而在實現相同系統脈波數的前提下，本發明用副邊單相全波整流電路替代了原邊的一個開關管，電流等級比負載電流低一個數量級，大大降低了開關管串聯在負載迴路的損耗。

本發明的具有副邊繞組全波整流功能的抽頭式平衡電抗器，在單相全波整流電路的原邊線圈上抽出兩個抽頭，從而增加了整流脈波數，使得整流器脈波數增加為36脈波，並且使用二極體D11和二極體D12進行控制，結構及控制簡單，可靠性高，整個電路結構不僅有效降低整流器輸入電流諧波、輸出電壓紋波和系統損耗，還可以實現整流橋的零電流換相。

現有技術中原邊採用單個抽頭，副邊無二極體或者在原邊採用單個抽頭，副邊採用兩個二極體，該兩個二極體不是互補導通；在原邊採用單個抽頭，副邊無二極體的情況下，輸出電壓為12脈波，在原邊採用單個抽頭，副邊採用兩個二極體的情況下，實現輸出電壓為24脈波，採用這種方式與原邊採用單個抽頭，副邊無二極體的情況下能夠使得脈波增倍，並降低輸入電流的THD(總諧波失真)值。

而本發明的原邊採用兩個抽頭的方式，每個抽頭上連接一個二極體，在副邊上連接兩個二極體，使得輸出電壓為36脈波，使得輸入電流的THD(總諧波失真)值相比採用現有技術進一步降低了；

本申請的原邊採用兩個抽頭的方式相比原邊採用兩個以上抽頭的方式，降低了平衡電抗器的加工工藝難度，保證了良好的對稱性，並且經濟有效，可靠且易於控制，即可實現脈波數增倍，輸入電流諧波降低，減少電網汙染。

附圖說明

圖1為具體實施方式一所述的具有副邊繞組整流功能的抽頭式平衡電抗器的原理示意圖；

圖2為具體實施方式四所述的具有副邊繞組整流功能的抽頭式平衡電抗器工作於第一種工作模態時的電流迴路示意圖；

圖3為具體實施方式四所述的具有副邊繞組整流功能的抽頭式平衡電抗器工作於第二種工作模態時的電流迴路示意圖；

圖4為具體實施方式四所述的具有副邊繞組整流功能的抽頭式平衡電抗器工作於第三種工作模態時的電流迴路示意圖；

圖5為具體實施方式四所述的具有副邊繞組整流功能的抽頭式平衡電抗器工作於第四種工作模態時的電流迴路示意圖；

圖6為具體實施方式五所述的具有副邊繞組整流功能的抽頭式平衡電抗器的原理示意圖；

圖7為具體實施方式八所述的具有副邊繞組整流功能的抽頭式平衡電抗器工作於第一種工作模態時的電流迴路示意圖；

圖8為具體實施方式八所述的具有副邊繞組整流功能的抽頭式平衡電抗器工作於第二種工作模態時的電流迴路示意圖；

圖9為具體實施方式八所述的具有副邊繞組整流功能的抽頭式平衡電抗器工作於第三種工作模態時的電流迴路示意圖；

圖10為具體實施方式八所述的具有副邊繞組整流功能的抽頭式平衡電抗器工作於第四種工作模態時的電流迴路示意圖；

圖11為系統的A相輸入電流波形圖；

圖12為系統A相輸入電流的頻譜分析圖；

圖13為系統輸出電壓波形圖。

具體實施方式

具體實施方式一：參照圖1具體說明本實施方式，本實施方式所述的具有副邊繞組整流功能的抽頭式平衡電抗器，它包括平衡電抗器1、單相全波整流電路2、二極體D11和二極體D12，

平衡電抗器1的原邊線圈帶有兩個抽頭，兩個抽頭點分別為M點和N點，且該兩個抽頭以原邊線圈的中心為對稱中心對稱設置，平衡電抗器1的副邊線圈帶有中心抽頭，

電網的三相電壓輸入端，經過移相變壓器後連接一號整流模塊3的交流輸入端和二號整流模塊4的交流輸入端，

平衡電抗器1的原邊線圈一端與一號整流模塊3的正極端A點相連，平衡電抗器1的原邊線圈另一端與二號整流模塊4的正極端B點相連，

平衡電抗器1的原邊線圈上的一個抽頭點M點連接二極體D11的陽極，平衡電抗器1的原邊線圈上的另一個抽頭點N點連接二極體D12的陽極，

二極體D11的陰極同時連接D12的陰極、負載5的正極端P點和單相全波整流電路2的輸出端，

負載5的負極端N點同時連接平衡電抗器1的副邊線圈的中心抽頭、一號整流模塊3的陰極端和二號整流模塊4的陰極端，

平衡電抗器1副邊線圈輸出端與單相全波整流電路2相連。

本實施方式中，當平衡電抗器1原副邊匝比大於某一臨界值時，單相全波整流電路2工作，在平衡電抗器1原邊線圈的抽頭式整流系統輸出脈波的基礎上又增加了脈波數，同時也增加了系統輸入電流的臺階數，使之更接近於標準正弦波。

本實施方式所述的具有副邊繞組整流功能的抽頭式平衡電抗器將原有的原邊抽頭式整流系統和直流側脈波增倍電路相結合，不僅降低了輸入電流諧波減小了輸出電壓紋波，而且減少了因開關管串聯在負載迴路電路而產生的損耗，同時還具有結構簡單實現容易，電路可靠性高等優點。

具體實施方式二：本實施方式是對具體實施方式一所述的具有副邊繞組整流功能的抽頭式平衡電抗器作進一步說明，本實施方式中，單相全波整流電路2包括二極體D21和二極體D22，

二極體D21的陽極與平衡電抗器1的副邊線圈一端相連，二極體D22的陽極與平衡電抗器1的副邊線圈另一端相連；

二極體D21的陰極和二極體D22的陰極相連，作為單相全波整流電路2的輸出端。

本實施方式中，在實現相同系統脈波數的前提下，本發明中平衡電抗器原邊採用兩抽頭結構，只使用二極體D11和二極體D12，不需要控制電路，結構更為簡單。

具體實施方式三：本實施方式是對具體實施方式一所述的具有副邊繞組整流功能的抽頭式平衡電抗器作進一步說明，本實施方式中，一號整流模塊3和二號整流模塊4均為三相半橋整流器、三相全橋整流器、由多個三相半橋整流器構成的整流器組或三相全橋整流器構成的整流器組。

具體實施方式四：參照圖2至圖5具體說明本實施方式，本實施方式是對具體實施方式一所述的具有副邊繞組整流功能的抽頭式平衡電抗器作進一步說明，本實施方式中，根據單相全波整流電路2的輸入電壓與負載5兩端電壓的大小關係和一號整流模塊3的輸出電壓ud1與二號整流模塊4的輸出電壓ud2的大小關係，有四種工作模態：

第一種工作模態：如圖2所示，當單相全波整流電路2的輸入電壓小於負載5兩端電壓時，二極體D21和二極體D22反向截止，電流in1和in2為零，單相全波整流電路2不工作，輸出電流in為零；設ud1為一號整流模塊3的輸出電壓，ud2為二號整流模塊4的輸出電壓，由於ud1>ud2，只有平衡電抗器1的原邊線圈的一個抽頭至二極體D11導通，當電流im1大於零時，二極體D12反向截止，當電流im2為零時，抽頭輸出總電流im等於im1；

第二種工作模態：如圖3所示，當由於單相全波整流電路2的輸入電壓小於負載5兩端電壓時，二極體D21和二極體D22反向截止，電流in1和in2為零，單相全波整流電路2不工作，輸出電流in為零；由於ud1ud2，只有平衡電抗器1的原邊線圈的一個抽頭至二極體D11導通，當電流im1大於零時，二極體D12反向截止，當電流im2為零時，抽頭輸出總電流im等於im1；

第四種工作模態：如圖5所示，當單相全波整流電路2的反向輸入電壓大於負載5兩端電壓時，二極體D22正偏，電流in2大於零，二極體D21反向截止，電流in1為零，單相全波整流電路2工作，輸出電流in等於in2；由於ud1ud2，只有平衡電抗器1的原邊抽頭至二極體D11導通，當電流im1大於零時，二極體D12反向截止，當電流im2為零時，抽頭輸出總電流im等於im1；

第二種工作模態：如圖8所示，當單相全橋整流電路2的輸入電壓小於負載5兩端電壓時，二極體D21、二極體D22、二極體D23和二極體D24反向截止，單相全橋整流電路2不工作，輸出電流in為零；由於ud1ud2，只有平衡電抗器1的原邊抽頭至二極體D11導通，當電流im1大於零時，二極體D12反向截止，當電流im2為零時，抽頭輸出總電流im等於im1；

第四種工作模態：如圖10所示，當單相全橋整流電路2的反向輸入電壓大於負載5兩端電壓時，二極體D22和二極體D23正偏，電流is小於零，二極體D21和二極體D24反向截止，單相全橋整流電路2工作，輸出電流in等於is；由於ud1<ud2，只有平衡電抗器1的原邊抽頭至二極體D12導通，當電流im2大於零時，二極體D11反向截止，當電流im1為零時，抽頭輸出總電流im等於im2。

為驗證本發明的有效性，以附圖1的具有副邊繞組全波整流功能的抽頭式平衡電抗器為例，利用電子仿真軟體PLECS進行仿真實驗。輸入為三相220V/50Hz，輸出為30Ω/30mH的阻感性負載，移相變壓器為三角形聯結的自耦變壓器，附圖11(橫坐標為時間，縱坐標為電流)是系統的A相輸入電流波形圖，輸入電流含36階梯波，與理論合成波形圖一致，正弦性較好。附圖12(橫坐標為頻率，縱坐標為諧波含量)是系統A相輸入電流的頻譜分析，幾乎消除35次以下的高次諧波，測得THD值為5.04％。附圖13(橫坐標為時間，縱坐標為電壓)為系統輸出電壓波形，輸出電壓含36脈波，紋波明顯降低。由此可見，本發明的具有副邊繞組全波整流功能的抽頭式平衡電抗器能夠使整流器脈波數增加為36脈波，並且明顯降低了輸出電壓的波紋。