用於交流電動機的控制裝置製造方法

2023-09-23 02:49:15 5

用於交流電動機的控制裝置製造方法
【專利摘要】提供了一種用於交流電動機的控制裝置。用於交流電動機的控制裝置包括電流傳感器和電流估計部件。電流傳感器檢測流過其是傳感器相的、電動機的一相的電流。電流估計部件基於由平行於傳感器相軸的α軸和垂直於傳感器相軸的β軸定義的固定坐標系中的α軸電流和β軸電流，計算與傳感器相的軸有關的電流相位。電流估計部件基於電流相位和電流檢測值來估計電動機的其他相中流過的電流。電流估計部件基於電流檢測值來計算α軸電流。電流估計部件基於電流檢測值和用於流過電動機的其他相的電流的命令值來計算β軸電流。
【專利說明】用於交流電動機的控制裝置
【技術領域】
[0001]本發明涉及一種用於AC (交流)電動機的控制裝置，該用於AC電動機的控制裝置使用電流傳感器檢測三相中的一相中的相電流以控制AC電動機的通電。
【背景技術】
[0002]近年來，鑑於改進燃油經濟性和減少廢氣排放的社會需求，安裝有AC電動機作為車輛的驅動電源的電動車輛和混合動力車輛受到關注。例如，一些混合動力車輛被配置成使得:DC (直流)電源如二次電池和AC電動機通過電力轉換設備如逆變器彼此連接。DC電源的DC電壓通過逆變器轉換成AC電壓以驅動AC電動機。AC電動機由控制裝置以例如下列專利文獻中公開的方式來控制。
[0003]專利文獻I JP-A-2004-159391
[0004]專利文獻2 JP-A-2010-124544
[0005]專利文獻3: JP-A-2008-86139
[0006]專利文獻4 JP-A-2004-64903
[0007]專利文獻5 JP-A-H10-225199
[0008]專利文獻6 JP-A- 2001-145398
[0009]在專利文獻I中，由電流傳感器來檢測流經AC電動機的三相中的一相(例如，U相)的電流。然後，基於電流傳感器檢測的電流檢測值、d軸電流命令值、q軸電流命令值和AC電動機的電角，計算其他相(例如，V相和W相)的電流估計值。
[0010]具體地，通過將由q軸以及d軸電流命令值Id*和q軸電流命令值Iq*的組合向量形成的命令電流相角α加上由AC電動機的定子和轉子的U相軸形成的角Θ來計算U相電流相角Θ1 (=α + θ)。然後，根據下面的公式使用U相電流相角Θ I和電流傳感器檢測的電流檢測值Iu計算電流幅度la。然後，根據下面的公式使用電流幅度Ia和U相電流相角Θ I計算其他相的電流估計值Iv和Iw。
[0011 ] Ia = In / [ /3 X sin(例)}]
[0012]Iv = 4(1./3) X Iax {-sin(01 +120°)}
[0013]Iw = (1/3) xlax{-sin (ΘΙ + 240°)}
[0014]基於電流檢測值Iu以及電流估計值Iv和Iw計算d軸電流Id和q軸電流Iq0然後，通過計算AC電動機的電壓命令值對流經AC電動機的電流進行反饋控制，使得d軸電流Id和q軸電流Iq可以分別等於d軸電流命令值Id*和q軸電流命令值Iq*。
[0015]注意，AC電動機的電流向量隨命令電流向量(對應於電流命令值的電流向量)變化。然而，由於控制誤差和反饋控制的影響，電流向量與命令電流向量之間有偏差(即差異)。因此，命令電流相位不同於實際電流相位並且不能真實地反映實際電流相位。
[0016]然而，根據專利文獻1，通過使用根據命令電流相角計算的U相電流相角，在不考慮實際電流相位的情況下計算其他相的電流估計值。因此，電流估計值可能不具有足夠高以控制AC電動機的精度。
[0017]在專利文獻3中，由電流傳感器檢測流經AC電動機的三相中的一相(例如，U相)的電流。然後，基於AC電動機的三相電流命令值和電流傳感器檢測的電流檢測值計算其他相(例如，V相和W相)的電流估計值。
[0018]具體地，通過基於電流傳感器檢測的電流檢測值Iu以及其他相的三相電命令值Iv*和Iw*使用電角進行dq轉換來控制AC電動機。電命令值Iv*和Iw*通過基於AC電動機的d軸電流命令值Id*和q軸電流命令值Iq*使用電角進行轉換來計算。然而，由於電命令值被簡單地用作其他相的電流檢測值的替代，因此命令電流相位不能真實地反映實際電流相位。因此，在轉矩和旋轉速度需要時刻改變的車輛中，將不能充分精確地計算估計電流，因此將不能適當地控制AC電動機。
[0019]在專利文獻4中，DC電源線上設置有一個電流傳感器以檢測總線電流。然而，如果用於控制安裝在車輛上的大功率電動機的控制系統中的DC電源線上設置有電流傳感器，那麼由於DC電源線的擴展，可能會增加傳導噪聲。
[0020]在專利文獻5中，根據由電動機常量獲取的狀態方程使用AC電動機的三相中的一相的電流檢測值來計算d軸電流Id和q軸電流Iq。然而，電動機常量隨溫度變化。因此，根據狀態方程計算的d軸電流Id和q軸電流Iq可能具有大的估計誤差，使得控制可能變得不穩定。另外，由於計算複雜，可能使得電子控制單元(ECU)難以執行計算。
[0021 ] 在專利文獻6中，通過對AC電動機的三相中的一相的電流檢測值和其他相的電流估計值進行dq轉換來計算AC電動機的d軸電流Id和q軸電流Iq。然後,經由一階滯後濾波器執行平均，然後執行逆dq轉換。然而，由於一階滯後濾波器，電流估計值中可能會發生滯後，從而控制可能變得不穩定。

【發明內容】

[0022]本發明的目的是提供一種用於AC電動機的控制裝置，該用於AC電動機的控制裝置使用檢測流過AC電動機的三相中的一相的電流(例如，流過用於驅動AC電動機的逆變器的三個輸出中的一個輸出的電流)的電流傳感器。
[0023]根據本發明的一方面，用於具有三相的AC電動機的控制裝置包括電流傳感器和控制器。電流傳感器檢測作為AC電動機的三相中的預定的一相的傳感器相中流過的電流。控制器包括電流估計部件並且控制AC電動機的通電。電流估計部件基於由α軸和β軸定義的固定坐標系中的α軸電流和β軸電流來計算傳感器相參考電流相位，傳感器相參考電流相位是與作為參考的傳感器相有關的電流相位，α軸和β軸分別在與傳感器相軸相同的方向上和在垂直於傳感器相軸的方向上，以及電流估計部件基於傳感器相參考電流相位和由電流傳感器檢測的電流檢測值來計算三相中的不同於傳感器相的其他相的電流估計值。電流估計部件基於傳感器相的電流檢測值來計算α軸電流，以及基於其他相的電流命令值和傳感器相的電流檢測值來計算β軸電流。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0024]圖1是說明應用用於AC電動機的控制裝置的電動機驅動系統的配置的示意圖；
[0025]圖2是用於AC電動機的控制裝置的框圖；[0026]圖3是示意性地說明AC電動機的控制模式的表；
[0027]圖4是示出AC電動機的操作狀態與控制模式之間的關聯的曲線圖；
[0028]圖5是說明電流反饋控制方案(正弦波控制模式)中根據第一實施方式的用於AC電動機的控制裝置的控制部件的配置的框圖；
[0029]圖6是說明電流反饋控制方案(過調製控制模式)中根據第一實施方式的用於AC電動機的控制裝置的控制部件的配置的框圖；
[0030]圖7是說明圖5和圖6中的控制部件的電流估計部件的配置的框圖；[0031]圖8是基於傳感器相說明固定坐標系(α - β坐標系)的圖；
[0032]圖9是說明轉矩反饋控制方案(矩形波控制模式)中根據第一實施方式的用於AC電動機的控制裝置的控制部件的配置的框圖；
[0033]圖10是說明圖9中的控制部件的電流估計部件的配置的框圖；
[0034]圖11是說明矩形波控制模式中的切換定時和中間定時的圖；
[0035]圖12A和圖12B分別是示出每個切換時刻和每個中間時刻電流檢測值的波形的圖；
[0036]圖13A和圖13B分別是說明比較示例中的β軸電流i β和傳感器相參考電流相位ΘΧ的計算精度的圖；
[0037]圖14Α和圖14Β分別是說明第一實施方式中的β軸電流i β和傳感器相參考電流相位Θ X的計算精度的圖；
[0038]圖15Α和15Β是說明轉矩反饋控制方案中當基於α軸電流的微分值Λ i α計算β軸電流?β時使用的校正的圖；
[0039]圖16是根據第一實施方式的電流估計處理的流程圖；
[0040]圖17是圖16中的傳感器相參考電流相位檢測處理的流程圖；
[0041]圖18是表明從電流反饋控制方案切換至轉矩反饋控制方案的圖案[I]的時間圖；
[0042]圖19是表明從電流反饋控制方案切換至轉矩反饋控制方案的圖案[2]的時間圖；
[0043]圖20是表明從電流反饋控制方案切換至轉矩反饋控制方案的圖案[3]的時間圖；
[0044]圖21是表明從電流反饋控制方案切換至轉矩反饋控制方案的圖案[4]的時間圖；
[0045]圖22是表明從電流反饋控制方案切換至轉矩反饋控制方案的圖案[5]的時間圖；
[0046]圖23是表明從轉矩反饋控制方案切換至電流反饋控制方案的圖案[6]的時間圖；
[0047]圖24是示出根據第一實施方式的在控制方案從電流反饋控制方案切換至轉矩反饋控制方案時提供的電流波形的實驗數據的圖；
[0048]圖25A和圖25B是基於圖24中的電流波形的轉矩波形的實驗數據；
[0049]圖26是示出根據第一實施方式的在控制方案從轉矩反饋控制方案切換至電流反饋控制方案時提供的電流波形的實驗數據的圖；
[0050]圖27A和圖27B是示出基於圖26中的電流波形的轉矩波形的實驗數據的圖；
[0051]圖28是說明根據第二實施方式的電流估計部件的配置的框圖；
[0052]圖29A和圖29B是說明第二實施方式中的漸近估計操作的向量圖；
[0053]圖30是說明根據第二實施方式的修改的電流估計部件的配置的框圖；以及
[0054]圖31是說明根據第二實施方式的修改的漸近估計操作的向量圖。【具體實施方式】
[0055]將參照附圖詳細地描述控制AC電動機的驅動的用於AC電動機的控制裝置。在下面的實施方式中，將用相同附圖標記表示基本上相同的配置元件，從而簡化描述。
[0056](第一實施方式)
[0057]如圖1中所述，根據第一實施方式的、作為用於AC電動機的控制裝置的電動機控制裝置10應用於驅動混合動力車輛的電動機驅動系統I。
[0058]電動機驅動系統I包括AC電動機2、DC電源8、電動機控制裝置10等等。AC電動機2是生成用於驅動例如電驅動車輛的驅動輪6的轉矩的電動機。AC電動機2是永磁式同步三相AC電動機。
[0059]電驅動車輛包括驅動輪6由電能驅動的車輛，如混合動力車輛、電動車輛和燃料電池電動車輛。本實施方式中的電驅動車輛是裝備有發動機3和AC電動機2的混合動力車輛，AC電動機2是電動發電機(MG)並且具有以下功能:作為生成用於驅動驅動輪6的轉矩的電動機的功能；以及作為由從發動機3和驅動輪6發送的車輛的動能驅動並且能夠發電的發電機的功能。
[0060]AC電動機2通過例如傳動裝置的齒輪4連接至車軸5。因此，AC電動機2的驅動力通過齒輪4旋轉車軸5從而驅動驅動輪6。
[0061]DC電源8是不可充電/可再充電的電存儲設備，如例如鎳氫化物、鋰離子等的二次電池、以及雙電層電容器等等。DC電源8與電動機控制裝置10的逆變器12 (圖2)連接，並且被配置成使得其能夠通過逆變器12向AC電動機2提供電能以及從AC電動機2接收電能。
[0062]車輛控制電路9由微型計算機等形成並且其中包括CPU、ROM、I/O、連接他們的總線等等，儘管這些沒有示出。車輛控制電路9通過在CPU執行預存儲的程序所實現的軟體處理以及通過由專用電子電路所實現的硬體處理來控制整個電驅動車輛。
[0063]車輛控制電路9被構造成使得能夠從各種傳感器和開關等等中獲取信號。這些信號包括來自加速器傳感器的加速信號、來自製動開關的制動信號、來自轉向開關的轉向信號等等。車輛控制電路9基於這些所獲取的信號等檢測車輛的操作狀態，以及向電動機控制裝置10輸出與操作狀態相對應的轉矩命令值trq*。車輛控制電路9向控制發動機3的操作的未示出的發動機控制電路輸出命令信號。
[0064]如圖2中所述，電動機控制裝置10包括逆變器12、電流傳感器13、以及作為控制部件的控制器15。
[0065]由未示出的升壓轉換器產生的DC電源的升壓電壓作為系統電壓VH被輸入至逆變器12。逆變器12包括未示出的六個橋接的切換元件。對於切換元件，例如，可以使用IGBT(絕緣柵雙極電晶體)、M0S (金屬氧化物半導體)電晶體、雙極電晶體等等。基於從控制器15的PWM信號生成部件25 (圖5)輸出的PMW信號UU、UL、VU、VL、WU和WL控制切換元件的接通/關斷。因此，基於應用於AC電動機2的三相AC電壓vu、vv、Vw控制AC電動機2的驅動。
[0066]電流傳感器13僅設置在AC電動機2的任一相中。在本實施方式中，電流傳感器13設置在AC電動機2的W相中。其中設置有電流傳感器13的W相被稱為傳感器相。電流傳感器13檢測W相中流過的相電流作為傳感器相中的電流檢測值iw_sns，並且將電流檢測值iw_sns輸出至控制器15。儘管將W相作為傳感器相，可替代地，也可以將U相或V相作為傳感器相。
[0067]旋轉角傳感器14設置在AC電動機2的未示出的轉子附近，並且檢測電角Θ e以及將電角Qe輸出至控制器15。AC電動機2的轉子的旋轉圈數(旋轉速度)N基於旋轉角傳感器14檢測的電角Θ e來計算。在下文中，AC電動機2的轉子的旋轉圈數N將被簡單稱為AC電動機2的旋轉圈數N。旋轉角傳感器14是求解儀，但也可以是其他類型的傳感器如旋轉編碼器。
[0068]根據基於由旋轉角傳感器14檢測的電角Θ e的AC電動機2的旋轉圈數N、以及來自車輛控制電路9的轉矩命令值trq*，電動機控制裝置10在使用AC電動機2作為電動機的電力運行操作中耗電，以及在使用AC電動機2作為發電機的再生操作中發電。具體地，根據旋轉圈數N以及根據轉矩命令值trq*為正還是為負，電動機控制設備10在下列四種模式間切換操作。
[0069]正常旋轉電力運行，其中，當旋轉圈數N為正並且轉矩命令值trq*為正時，耗電。
[0070]正常旋轉再生操作，其中，當旋轉圈數N為正並且轉矩命令值trq*為負時，發電。
[0071]反向旋轉電力運行，其中，當旋轉圈數N為負並且轉矩命令值trq*為負時，耗電。
[0072]反向旋轉再生操作，其中，當旋轉圈數N為負並且轉矩命令值trq*為正時，發電。
[0073]在旋轉圈數為N>0 (正常旋轉)並且轉矩命令值為trq*>0,或者旋轉圈數為N〈0 (反向旋轉)並且轉矩命令值為trq*〈0的情況下，逆變器12驅動AC電動機2使得執行下列操作:通過切換元件的切換操作將DC電源8側提供的DC電力轉換成AC電力；並且輸出轉矩(執行電力運行操作)。
[0074]而在旋轉圈數為N>0 (正常旋轉)並且轉矩命令值為trq*〈0,或旋轉圈數為N〈0 (反向旋轉)並且轉矩命令值為trq*>0的情況下，逆變器12執行下列操作:逆變器12通過切換元件的切換操作將AC電動機2生成的AC電力轉換成DC電力；並且將DC電力提供至DC電源8側從而執行再生操作。
[0075]將參照圖3描述電動機控制裝置10控制AC電動機2的模式。關於逆變器12中的電力轉換，電動機控制裝置10在圖3所示的三種控制模式之間切換控制模式以控制AC電動機2。
[0076]使用正弦波PWM控制模式(正弦波控制模式)作為通用PWM控制。在這種控制模式下，根據正弦電壓命令與以三角波為代表的載波之間的電壓比較來控制逆變器12的每個相中的上臂(高電位側)和下臂(低電位側)中的切換元件的接通/關斷。因此，應該被控制使得在如下的特定時間周期內波的基波分量變成正弦波:一組對應於上臂切換元件的接通周期的高電平周期與對應於下臂切換元件的接通周期的低電平周期。
[0077]在正弦波控制模式下，正弦電壓命令的幅度被限制在載波幅度範圍內或載波幅度以下。為此，在正弦波控制模式下，AC電動機2上所施加的電壓的基波分量可以被增加至僅系統電壓VH的近似0.61倍。系統電壓VH是施加於逆變器12的輸入DC電壓。在下文中，AC電動機2的線間電壓的基波分量(有效值)與施加於逆變器12上的系統電壓VH的比值將被稱為調製率。
[0078]在正弦波控制模式下，正弦電壓命令的幅度在載波幅度範圍內或載波幅度以下。因此，施加於AC電動機2上的線間電壓變成正弦波。在這種情況下，正弦波控制模式中包括其中通過在載波幅度範圍內或載波幅度以下將3k階諧波分量(k是自然數)疊加在正弦波分量上生成電壓命令的控制模式。典型地，當k=l時將3階諧波分量疊加在正弦波上的方法對應於上述控制模式。這使得可以將調製率增加高達近0.71。
[0079]在這種控制方案中，由於諧波分量，出現了電壓命令高於載波幅度的周期。然而，因為在線間消除了疊加在每個相中的3k階諧波分量，所以線間電壓維持正弦波。
[0080]在過調製PWM控制模式(過調製控制模式)下，在電壓命令的正弦波分量的幅度大於載波幅度的範圍內執行與正弦波控制模式下相同的PWM控制。特別地，可以通過電壓幅度校正進一步增強基波分量，電壓幅度校正使得電壓命令相比它們的原始正弦波波形產生失真。因此，可以進一步將調製率從正弦波控制|旲式下的最聞調製率提聞聞達近似0.78的範圍內。在過調製控制模式下，電壓命令的正弦波分量的幅度大於載波的幅度。因此，施加於AC電動機2上的線間電壓不是正弦波而是失真的電壓。
[0081]在正弦波控制模式和過調製控制模式下，執行通過反饋輸出電流將AC電壓的幅度和相位施加於AC電動機2的電流反饋控制。
[0082]同時，在矩形波控制模式下，將上面特定周期內的高電平周期與低電平周期的比值為1:1的矩形波的一個脈衝施加於AC電動機2。因此，調製率被提高高達近似0.78。
[0083]在矩形波控制模式下，AC電動機2上所施加的電壓的幅度是固定的。因此，基於轉矩估計值與轉矩命令值之間的差通過矩形波電壓脈衝的相控制來執行轉矩反饋控制。
[0084]圖4示出了 AC電動機2的操作狀態與上面描述的控制模式之間的關聯。
[0085]在AC電動機2中，感應電壓隨著旋轉圈數或輸出轉矩的增加而增加，因此驅動電動機所需的電動機所需電壓增加。因此，必需使由升壓轉換器升壓並且輸入至逆變器12的系統電壓VH高於電動機所需電壓。優選地，通過採取下列措施來改善電壓利用因子:在系統電壓VH的最大值處，控制模式從正弦波控制模式切換至過調製控制模式並且進一步從過調製控制模式切換至矩形波控制模式。
[0086]如圖4中示意性地所示,在低旋轉圈數範圍(低速範圍)Al內，使用正弦波控制模式以減少轉矩波動；在中間旋轉圈數範圍(中速範圍)A2內，使用過調製控制模式；在高旋轉圈數範圍(高速範圍)A3內，應用矩形波控制模式。特別地，通過採用過調製控制模式和矩形波控制模式來改善AC電動機2的輸出。
[0087]在轉矩反饋控制方案中，不使用d軸電流命令值或q軸電流命令值。因此，當在被配置成使得僅一相中設置有用於檢測相電流的電流傳感器的用於AC電動機的控制裝置中使用矩形波控制模式時會發生:不可以採用用於使用d軸電流命令值和q軸電流命令值來計算除傳感器相之外的相中的電流估計值的技術。
[0088]就是說，被配置成使得僅一相中設置有電流傳感器的用於AC電動機的控制裝置通常包含以下問題:不可以同時使用其中使用電流命令值的電流反饋控制方案和其中不使用電流命令值的轉矩反饋控制方案。
[0089]同時，本實施方式中的電動機控制裝置10的特徵在於:可以同時使用其中使用電流命令值的電流反饋控制方案和其中不使用電流命令值的轉矩反饋控制方案；以及可以在上面三種控制模式之間切換控制模式。為此，控制器15的配置和控制器15中的電流估計部件的配置根據所選擇的控制模式不時地變化。
[0090]在下面的描述中，儘管控制器15是集體稱號，然而對應於正弦波控制模式的控制部件、對應於過調製控制模式的控制部件和對應於矩形波控制模式的控制部件分別用附圖標記151、152和153區分。這種區分只是為了說明的目的。在本實施方式中，通過軟體處理或由專用電子電路執行的硬體處理來改變設置在物理上相同的電路板中的控制器15以執行每種控制模式。
[0091]首先，參照圖5至圖8，控制器151對應於正弦波控制模式，控制器152對應於過調製控制模式。正弦波控制模式和過調製控制模式兩者是電流反饋控制方案並且具有很多相同的部分。
[0092]如圖5中所述，對應於正弦波控制模式的控制器151包括:dq軸電流命令值計算部件21、電流減法器22、PI計算部件23、逆dq轉換部件24、PWM信號生成部件25、以及電流估計部件301。
[0093]dq軸電流命令值計算部件21基於從車輛控制電路9獲取的轉矩命令值trq*來計算AC電動機2的旋轉坐標系(d-q坐標系)中的d軸電流命令值id*和q軸電流命令值iq*。d軸電流命令值id*和q軸電流命令值iq*通過參考預存儲的映射來計算。可替換地，可以根據公式等計算這些命令值。
[0094]電流減法器22包括d軸電流減法器221和q軸電流減法器222。在d軸電流減法器221中，計算d軸電流差Aid，d軸電流差Λ id是d軸電流命令值id*與在電流估計部件301中計算並反饋的d軸電流估計值id_est之間的差。在q軸電流減法器222中，計算q軸電流差△ iq，q軸電流差△ iq是q軸電流命令值iq*與在電流估計部件301中計算並反饋的q軸電流估計值iq_est之間的差。
[0095]PI計算部件23包 括d軸PI計算部件231和q軸PI計算部件232。在d軸PI計算部件231中，通過PI (比例積分)操作計算d軸電壓命令值vd*，使得d軸電流差Λ id收斂於O以使d軸電流估計值id_est跟隨d軸電流命令值id*。在q軸PI計算部件232中，通過PI操作計算q軸電壓命令值vq*，使得q軸電流差Λ iq收斂於O以使q軸電流估計值iq_est跟隨q軸電流命令值iq*。
[0096]在逆dq轉換部件24中，基於從旋轉角傳感器14獲取的電角Θ e執行下列處理:將d軸電流命令值vd*和q軸電壓命令值vq*轉換成U相電壓命令值vu*、V相電壓命令值vv*、和W相電壓命令值vw*。
[0097]在PWM信號生成部件25中，基於三相電壓命令值vu*、vv*和vw*以及施加於逆變器12上的系統電壓VH計算與逆變器12的切換元件的接通/關斷切換有關的PWM信號UU、UL、VU、VL、WU 和 WL0
[0098]從而，控制AC電動機2的驅動，使得實現操作:通過基於PWM信號UU、UL、VU、VL、WU和WL控制逆變器12的切換元件的接通/關斷來生成三相AC電壓vu、W和w ；以及將三相AC電壓vu、vv和vw施加於AC電動機2上，使得從AC電動機2輸出對應於轉矩命令值trq*的轉矩。
[0099]接下來將參照圖6描述對應於過調製控制模式的控制器152。將只描述與對應於正弦波控制模式的控制器151的配置之間的差異。
[0100]如圖6中所述，對應於過調製控制模式的控制器152與對應於正弦波控制模式的控制器151之間的差異在於:在PI計算部件230與逆dq轉換部件24之間設置有電壓幅度校正部件235 ;在從電流估計部件302到電流減法器22的反饋路徑上設置有濾波處理部件26。
[0101]電壓幅度校正部件235使電壓命令相比他們的原始正弦波波形產生失真，使得由PI計算部件230輸出的電壓命令的正弦波分量的幅度變得大於載波幅度。如參照圖3所描述的，這使得可以將調製率從正弦波控制模式下的最大調製率增加到近似0.78的範圍。
[0102]濾波處理部件26通過低通濾波器處理d軸電流估計值id_est和q軸電流估計值iq_est。然後濾波處理部件26將濾波後的d軸電流估計值id_lpf和q軸電流估計值iq_Ipf反饋至電流減法器22。
[0103]電流估計部件301和302分別在正弦波控制模式和過調製控制模式下執行除傳感器相之外的相中的電流估計。電流反饋控制方案中的這些控制模式的特徵在於:由dq軸電流命令值計算部件21計算的d軸電流命令值id*和q軸電流命令值iq*可以用在電流估計中。
[0104]當兩相中設置有電流傳感器13時，可以採取以下措施容易地計算其中未設置電流傳感器13的剩餘一相中的電流:利用其中三相電流iu、iv和iw的瞬時值的和為零的基
爾霍夫定律。
[0105]而在僅一相(W相)中設置有電流傳感器13的本實施方式中,在其中未設置電流傳感器13的其他相(U相和V相)中的一相中的電流在電流估計部件301中使用下列來估計:除一相中的傳感器相的電流檢測值iw_sns和電角Θ e之外、還有d軸電流命令值id*和q軸電流命令值iq*的信息。在下面的描述中，其中的電流被估計的相將被稱為估計相。U相被假定為估計相。然而，可替代地，W相可以作為傳感器相，V相可以作為估計相。
[0106]如圖7中所述，電流估計部件301和302每個包括:傳感器相參考電流相位檢測部件31、基準(基本)波估計部件32、過零插值部件33、以及dq轉換部件34。
[0107]傳感器相參考電流相位檢測部件31包括逆dq轉換部件311和相檢測部件312，並且計算傳感器相參考電流相位θχ。
[0108]在逆dq轉換部件311中，獲取電角Qe以及dq軸電流命令值計算部件21計算的d軸電流命令值id*和q軸電流命令值iq*。然後通過逆dq轉換計算不是估計相的V相中的電流命令值iv*。可替代地，當估計相為V相時，可以計算U相中的電流命令值iu*。可替代地，可以計算U相電流命令值iu*和V相電流命令值iv*。
[0109]在相檢測部件312中，將在逆dq轉換部件311中計算的V相電流命令值iv*和傳感器相中的電流檢測值iw_sns用於計算α軸電流ia和β軸電流?β。在下文中，計算α-β坐標系中定義的傳感器相參考電流相位ΘΧ。
[0110]如圖8所示，α軸與作為傳感器相的W相的軸相一致，並且β軸正交於α軸。傳感器相參考電流相位θχ是由α軸和電流幅度的電流向量Ia (la Z θ x)形成的與傳感器相中的電流檢測值iw_sns同步的角。在正常旋轉和正轉矩的電力運行狀態下，當W相電流iw的波形從負到正過零時,傳感器相參考電流相位θχ是0[° ];當胃相電流iw的波形從正到負過零時，傳感器相參考電流相位θ X是180[° ]。
[0111]下面將描述傳感器相 參考電流相位θ X的計算中使用的α軸電流i α和β軸電流?β。當使用相電流iu、iv和iw表示α軸電流ia和β軸電流?β時，得到公式(I)和公式(2)。在公式(I)和公式(2)中，K是轉換因子。
【權利要求】
1.一種用於具有三相的交流電動機的控制裝置，所述控制裝置包括: 電流傳感器(13)，所述電流傳感器(13)用於檢測作為所述交流電動機的所述三相中的預定的一相的傳感器相中流過的電流；以及 控制器(15)，所述控制器(15)包括電流估計部件(301，302，303)並且控制所述交流電動機的通電， 其中，所述電流估計部件基於由α軸和β軸定義的固定坐標系中的α軸電流和β軸電流來計算傳感器相參考電流相位，所述傳感器相參考電流相位是與作為參考的所述傳感器相有關的電流相位，所述α軸和所述β軸分別在與傳感器相軸相同的方向上和在垂直於所述傳感器相軸的方向上，以及所述電流估計部件基於所述傳感器相參考電流相位和由所述電流傳感器檢測的電流檢測值來計算所述三相中的不同於所述傳感器相的其他相的電流估計值， 其中，所述電流估計部件基於所述傳感器相的所述電流檢測值來計算所述α軸電流，以及基於所述其他相的電流命令值和所述傳感器相的所述電流檢測值來計算所述β軸電流。
2.根據權利要求1所述的控制裝置，其中: 所述電流估計部件通過計算對應於所述傳感器相參考電流相位的估計係數並且將所述傳感器相的所述電流檢測值乘以所述估計係數，計算所述其他相的所述電流估計值。
3.根據權利要求1或2所述的控制裝置，其中: 所述電流估計部件基於所述傳感器相的所述電流檢測值和所述其他相的所述電流估計值，計算所述交流電動機的旋轉坐標系中的d軸電流估計值和q軸電流估計值；以及所述d軸電流估計值和所述q軸電流估計值用於控制所述交流電動機的通電。
【文檔編號】H02P21/14GK103812413SQ201310530615
【公開日】2014年5月21日 申請日期:2013年10月31日 優先權日:2012年11月1日
【發明者】小俁隆士, 伊藤武志, 加古寬文 申請人:株式會社電裝